DE4229329C1

DE4229329C1 - Spannungsstabilisierungsschaltung

Info

Publication number: DE4229329C1
Application number: DE19924229329
Authority: DE
Inventors: Erich Bayer
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 1992-09-02
Filing date: 1992-09-02
Publication date: 1994-03-24
Anticipated expiration: 2012-09-03
Also published as: EP0585918A1; JPH06282340A

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsstabilisierungsschaltung, bei der die stabilisierte Ausgangsspannung in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall an einem temperaturkompensierten Se rienkreis erzeugt wird, der wenigstens eine in Durchlaßrich tung verbundene Diode sowie einen zur Kompensation des resul tierenden Dioden-Temperaturkoeffizienten dienenden ersten Widerstand umfaßt.

Eine solche Spannungsstabilisierungsschaltung ist aus DE-Elektronik, 1976, Heft 1, Seite 68 bekannt. In dieser bekannten Schaltung werden neben zwei Siliziumtransistoren zwei Germaniumdioden eingesetzt. Diese Kombination von Siliziumbauelementen und von Germaniumbauelementen verhindert, daß sich die Schaltung in Form einer integrierten Schaltung herstellen läßt. Wenn also in einer integrierten Schaltung, die auf der Silizium-Technologie beruht, eine Spannungsstabilisierungsschaltung benötigt wird, kann die bekannte Stabilisie rungsschaltung nicht eingesetzt werden. Überdies ist bei der bekannten Stabi lisierungsschaltung eine Temperaturkompensation (also ein geringer TK) nur dann erreichbar, wenn eine bestimmte Spannung U_z vorhanden ist. Durch Be rechnung läßt sich zeigen, daß nur bei U_z=1,3 V die gewünschte Temperatur kompensation erreicht wird.

Zur Stabilisierung von Gleichspannungen werden häufig Zener- Dioden eingesetzt, die sich von den anderen Dioden in erster Linie dadurch unterscheiden, daß die Durchbruchspannung, bei der ein Steilanstieg des Sperrstromes erfolgt, genau spezifi ziert ist. Die stabilisierende Wirkung einer solchen Zener- Diode beruht darauf, daß eine große Stromänderung lediglich eine kleine Spannungsänderung hervorruft. Die Stabilisierung ist um so besser, je steiler die Strom/Spannungs-Kurve ver läuft, d. h., je kleiner der differentielle Innenwiderstand ist.

Bei in Bipolartechnik hergestellten Halbleiterelementen wird zur Realisierung einer solchen Zenerdiode üblicherweise der Avalanche-Effekt ausgenutzt. Bei derartigen, auf dem Avalan che-Effekt beruhenden Zener-Dioden mit positivem Temperatur koeffizienten liegt die Durchbruchspannung in der Regel zwi schen 6 und 8,5 V.

In der Praxis werden jedoch häufig deutlich kleinere Durch bruchspannungen gefordert. Zur Erzielung derart kleiner Durchbruchspannungen wurde bereits vorgeschlagen, eine ent sprechende Anzahl von in Durchlaßrichtung betriebener Dioden hintereinanderzuschalten und den resultierenden negativen Temperaturkoeffizienten dieser Dioden durch einen in Reihe mit den Dioden geschalteten Widerstand zu kompensieren.

Mit einem solchen Serienkreis erhält man zwar eine Art Zener- Diode mit niedriger Durchbruchspannung und einer Temperatur kompensation. Eine solche Spannungsstabilisierungsschaltung weist jedoch den Nachteil auf, daß sich insbesondere bei hö heren Temperaturen ein nur schwach gekrümmter Kniepunkt er gibt und die Steigung der Strom/Spannungs-Kurve in hohem Maße von der Betriebstemperatur abhängig ist. Ein relativ schwach gekrümmter Kniepunkt ist gleichbedeutend mit einem relativ hohen dynamischen Ausgangswiderstand der nachgebildeten Ze ner-Diode, der zudem von der jeweiligen Betriebstemperatur abhängig ist. Überdies ist eine vollständige Temperaturkom pensation nur bei einem bestimmten Spannungswert gegeben, der von der Anzahl der Dioden sowie dem Wert des Temperaturkoef fizienten des Widerstandes abhängt.

Um einen steileren Anstieg der Strom/Spannungs-Kurve zu er halten, wurde auch bereits vorgeschlagen, einen solchen Se rienkreis zwischen den Kollektor und die Basis eines aus gangsseitigen, zwischen Kollektor und Emitter die stabili sierte Ausgangsspannung liefernden Transistors zu schalten.

Nachdem hierbei nur noch ein geringer Teil des Durchbruch- bzw. Durchlaßstromes über den Widerstand des Serienkreises fließt, kann von einer Temperaturkompensation keine Rede mehr sein. Es ist zwar eine relativ konstante Steigung der betref fenden Strom/Spannungs-Kurve sichergestellt. Von Nachteil ist jedoch, daß die Durchbruchspannung in hohem Maße von der je weiligen Temperatur abhängig ist.

Ziel der Erfindung ist es, eine Spannungsstabilisierungs schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei einfachem Aufbau einen relativ scharf gekrümmten Kniebereich und einen konstanten dynamischen Ausgangswiderstand besitzt sowie gleichzeitig temperaturkompensiert ist.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Anspruch 1 gelöst.

Aufgrund dieser Ausbildung wird nicht nur ein kleiner, die stabilisierende Wirkung erhöhender und über einen großen Tem peraturbereich hinweg im wesentlichen konstanter differen tieller Ausgangswiderstand erzielt, sondern gleichzeitig auch eine optimale, umfassende Temperaturkompensation sicherge stellt, so daß auch die Durchbruch- bzw. Durchlaßspannung praktisch unabhängig von der jeweiligen Betriebstemperatur ist. Die jeweilige Durchbruchspannung kann in weiten Grenzen variiert werden, indem insbesondere eine entsprechende Anzahl von Dioden in Reihe geschaltet und für den ersten Widerstand ein entsprechender Temperaturkoeffizient gewählt wird. Die jeweilige Durchbruchspannung ist sowohl von der Diodenzahl als auch von diesem Temperaturkoeffizienten abhängig.

Der zweite Widerstand ist vorzugsweise parallel zur Basis- Emitter-Strecke der Transistor-Ausgangsstufe geschaltet. Hierbei ist der Temperaturkoeffizient der an diesem zweiten Widerstand abfallenden Spannung gleich dem Temperaturkoeffi zienten der Basis-Emitter-Spannung des betreffenden Transi stors zu wählen.

Die Diode bzw. die Dioden können jeweils durch einen Transi stor realisiert sein, dessen Kollektor-Basis-Strecke kurzge schlossen ist.

Zumindest der dem temperaturkompensierten Serienkreis zu geordnete erste Widerstand kann durch mehrere Widerstände vorzugsweise unterschiedlicher Bauart gebildet sein, so daß innerhalb des Bereiches zwischen dem höchstmöglichen und dem kleinstmöglichen Wert jeder beliebige Temperaturkoeffizient durch ein Zusammenschalten verschiedener Widerstände reali sierbar ist.

In den Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausführungs varianten der Erfindung angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbei spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; in dieser zeigt:

Fig. 1 den die Dioden umfasssenden temperaturkompensierten Serienkreis der in Fig. 5 gezeigten erfindungsge mäßen Spannungsstabilisierungsschaltung,

Fig. 2 die sich bei unterschiedlichen Temperaturen erge benden Strom/Spannungs-Kennlinien des in Fig. 1 gezeigten temperaturkompensierten Serienkreises,

Fig. 3 den in Fig. 1 gezeigten Serienkreis mit nachge schaltetem Transistor ohne Temperaturkompensation,

Fig. 4 die sich für unterschiedliche Temperaturen erge benden Strom/Spannungs-Kennlinien der in Fig. 3 gezeigten Schaltung,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung mit einem Se rienkreis gemäß Fig. 1 und einem nachgeschalteten, temperaturkompensiertenn Transistor, und

Fig. 6 die sich für unterschiedliche Temperaturen erge benden Strom/Spannungs-Kennlinien der in Fig. 5 gezeigten erfindungsgemäßen Spannungsstabilisie rungsschaltung.

Die in Fig. 5 dargestellte Ausführungsvariante der erfin dungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung umfaßt einen temperaturkompensierten, eine oder mehrere Dioden Q₁-Q_N sowie wenigstens einen ersten Widerstand R1 umfassenden Serienkreis SK gemäß Fig. 1. Die Dioden Q₁-Q_N sind jeweils durch einen Bipolar-Transistor mit kurzgeschlossener Kollektor-Basis- Strecke realisiert. Grundsätzlich sind jedoch auch normale Dioden verwendbar.

Gemäß Fig. 1 sind drei hintereinandergeschaltete Dioden Q₁-Q_N sowie ein mit diesen in Reihe geschalteter Widerstand R1 vor gesehen. Dieser Serienkreis SK kann jedoch eine beliebige Anzahl von Dioden sowie auch mehrere Widerstände umfassen.

Der Temperaturkoeffizient TC_D der Durchlaßspannung U_D der in Durchlaßrichtung verbundenen Dioden Q₁-Q_N ist jeweils negativ und beträgt etwa -2 mV/K. Demgegenüber ist der Temperatur koeffizient TC_R1 des zur Kompensation des resultierenden Dioden-Temperaturkoeffizienten TC_N vorgesehenen Widerstandes R1 positiv.

Der resultierende Dioden-Temperaturkoeffizient TC_N ergibt sich aus der folgenden Beziehung:

TC_N = N · TC_D (1)

mit
N = Anzahl der in Reihe geschalteten Dioden Q₁-Q_N,
TC_D = Temperaturkoeffizient der Durchlaßspannung U_D einer jeweiligen Diode (≈ -2 mV/K),
TC_N = resultierender Dioden-Temperaturkoeffizient.

Um eine Kompensation dieses resultierenden Dioden-Temperatur koeffizienten TC_N durch den Widerstand R1 zu gewährleisten, müssen die folgenden Bedingungen erfüllt sein:

mit
T = Temperatur,
R1_25° = Wert des Widerstandes R1 bei 25°C,
TC_R1 = Temperaturkoeffizient des Widerstandes R1,
I_Opt = optimaler Betriebsstrom im temperaturkompensierten Serienkreis SK.

Aus der Beziehung (2A) ergibt sich, daß beispielsweise bei einem gegebenen Temperaturkoeffizienten TC_R1 für den Wider stand R1 die gewünschte Temperaturkompensation nur bei einem bestimmten optimalen Betriebsstrom I_Opt für den Serienkreis SK gegeben ist. Dies läßt sich auch deutlich dem Diagramm gemäß Fig. 2 entnehmen, in dem für drei unterschiedliche Tem peraturen (-40°C, 25°C, 85°C) die jeweiligen Strom/Spannungs Kennlinien (I_LIM, U_LIM) dargestellt sind.

Die dem optimalen Betriebsstrom I_Opt des Serienkreises SK zu geordnete optimale Betriebsspannung über dem Serienkreis SK läßt sich wie folgt bestimmen:

mit
U_Opt = optimale Betriebsspannung über dem Serienkreis SK
= Spannung über einer jeweiligen Diode (Basis-Emitter- Spannung) bei 25°C
= Spannung über dem Widerstand R1 bei 25°C.

Für das in Fig. 1 wiedergegebene Beispiel eines Serienkrei ses, der identisch im in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung ent halten ist, sind die folgenden Werte vorgesehen:

N = 3
R1_25° = 100 kΩ
TC_R1 = 6000 ppm/K,

woraus sich für den Serienkreis SK theoretisch die folgenden optimalen Betriebswerte ergeben:

I_Opt = 10 µA (vgl. 2A)
U_Opt = 3,1 V (vgl. 3A)

Anhand der in Fig. 2 wiedergegebenen Kennlinien eines solchen Serienkreises SK ergibt sich nun, daß für einen bestimmten Arbeitspunkt I_Opt, U_Opt zwar eine Temperaturkompensation ge geben ist, insbesondere bei der hohen Temperatur von 85°C jedoch ein nur schwach gekrümmter Kniebereich vorliegt. Über dies weist die I_LIM/U_LIM-Kennlinie bei -40°C eine größere Steilheit auf als bei 85°C. Würde man somit unmittelbar die am Serienkreis SK abfallende Spannung als stabilisierte Aus gangsspannung U_LIM verwenden, so wäre zwar eine gewisse Tem peraturkompensation gegeben, es müßte jedoch ein relativ ho her dynamischer Ausgangswiderstand in Kauf genommen werden, der dazu noch von der Temperatur abhängig ist.

In Fig. 3 ist eine Schaltung gezeigt, in der der Serienkreis SK gemäß Fig. 1 parallel zur Kollektor-Basis-Strecke eines zwischen Kollektor und Emitter die stabilisierte Ausgangs spannung U_LIM liefernden Transistors T geschaltet ist.

Wie sich aus den in Fig. 4 dargestellten I_LIM/U_LIM-Kennlinien dieser Schaltung ergibt, läßt sich durch diese Maßnahme zwar ein schärfer gekrümmter Kniebereich sowie ein im wesentli chen konstanter dynamischer Ausgangswiderstand erzielen. Nachdem jedoch nur noch ein kleiner Teil des Durchbruch- bzw. Durchlaßstromes durch den Kompensationswiderstand R1 fließt, ist die gewünschte Temperaturkompensation der Schaltung nicht mehr gewährleistet. Mit der Temperatur ändert sich stets auch die Durchbruchspannung.

In Fig. 5 ist nun eine bevorzugte Ausführungsvariante der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung gezeigt. Auch bei dieser Schaltung wird die stabilisierte Ausgangs spannung U_LIM in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall U_SK an einem temperaturkompensierten Serienkreis SK gemäß Fig. 1 erzeugt.

Der Serienkreis SK umfaßt demnach wiederum wenigstens eine in Durchlaßrichtung verbundene Diode Q₁-Q_N sowie einen zur Kompensation des resultierenden Dioden-Temperaturkoeffizien ten TC_N dienenden ersten Widerstand R1. Die Temperaturkompen sation des Serienkreises SK sowie die Dimensionierung der jeweiligen Bauelemente erfolgt auf genau dieselbe Weise, wie dies im Zusammenhang mit dem in Fig. 1 dargestellten, identi schen Serienkreis SK beschrieben wurde. Die Anzahl N der Dio den Q₁-Q_N kann insbesondere wiederum in Abhängigkeit von der jeweils gewünschten Durchlaßspannung gewählt werden. Grund sätzlich ist es möglich, statt mehrerer Dioden nur eine ein zige Diode vorzusehen.

Dem temperaturkompensierten Serienkreis SK ist eine Transi stor-Ausgangsstufe mit einem Transistor T nachgeschaltet, der eingangsseitig eine Basis-Emitter-Strecke BE umfaßt, deren Temperaturkoeffizient TC_BE durch einen zweiten Widerstand R2 kompensiert ist. Dieser zweite Widerstand R2 ist parallel zur Basis-Emitter-Strecke BE des Transistors T geschaltet. Demge genüber ist der temperaturkompensierte Serienkreis SK paral lel zu der Kollektor-Basis-Strecke C-B des Transistors ge schaltet. Demnach bilden der temperaturkompensierte Serien kreis SK sowie der zur Kompensation des Temperaturkoeffizien ten TC_BE der Basis-Emitter-Spannung U_BE des Transistors T dienende Widerstand R2 einen Spannungsteiler SK, R2, dessen zwischen dem Serienkreis SK und dem zweiten Widerstand R2 gelegener Mittelabgriff M mit der Basis B des nachgeschalte ten Transistors T verbunden ist. Die stabilisierte Ausgangs spannung U_LIM liegt zwischen dem Kollektor C und dem Emitter E des Transistors T an.

Beim in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel sind im Serien kreis SK wiederum drei Dioden Q₁-Q_N vorgesehhen, die jeweils durch einen Bipolar-Transistor mit kurzgeschlossener Kollek tor-Basis-Strecke gebildet sind. Vorzugsweise handelt es sich auch bei dem nachgeschalteten Transistor T um einen Bipolar- Transistor.

Zumindest der erste Widerstand R1 kann durch mehrere Teilwi derstände R1′; R1′′ vorzugsweise unterschiedlicher Bauart ge bildet sein. So können beispielsweise nach dem LBC2 (Lin-Bi CMOS 2)-Verfahren unterschiedliche Widerstandsarten (Poly, Base, Nwell) hergestellt werden, wobei innerhalb des Berei ches zwischen einem maximal erreichbaren und einem minimal erreichbaren Wert jeder beliebige Temperaturkoeffizient durch ein serielles Zusammenschalten zweier oder mehrerer Wider stände unterschiedlicher Art realisierbar ist.

Der Temperaturkoeffizient TC_BE der Basis-Emitter-Spannung U_BE des leitenden Transistors T ist negativ und beträgt etwa -2 mV/K. Bei einem vorgegebenen, durch den zweiten Widerstand R2 fließenden Strom I_R2 weist die am Widerstand R2 abfallende Spannung U_R2 denselben Temperaturkoeffizienten wie die Basis- Emitter-Spannung U_BE des Transistors T auf. Damit werden die mit sich ändernder Temperatur auftretenden Schwankungen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T kompensiert.

Nachdem der Basisstrom des nachgeschalteten Transistors T ver nachlässigbar ist, kann der durch den zweiten Widerstand R2 fließende Strom I_R2 praktisch dem durch den ebenfalls tempe raturkompensierten Serienkreis SK fließenden Strom I_Opt (vgl. [2A]) gleichgesetzt werden.

Um neben der Temperaturkompensation des Serienkreises SK gleichzeitig auch die Kompensation des Temperaturkoeffizien ten TC_BE der Basis-Emitter-Spannung U_BE des leitenden Tran sistors T sicherzustellen, müssen die folgenden Bedingungen erfüllt sein:

mit
R2_25° = Wert des Widerstandes R2 bei T = 25°C
TC_R2 = Temperaturkoeffizient des zweiten Widerstandes R2
I_R2 = Strom durch den zweiten Widerstand R2

Nachdem der die Elemente R1 und Q₁-Q_N umfassende Serienkreis SK in der zuvor beschriebenen Weise temperaturkompensiert sein muß (vgl. die Beziehungen [2] und [2A]) und der Basis strom des Transistors T praktisch vernachlässigbar ist, gilt die folgende Beziehung:

I_R2 = I_Opt (5)

wobei
I_Opt = hinsichtlich der Temperaturkompensation des Serien kreises optimaler durch den Serienkreis SK fließen der Strom.

Aus (5) in (4A) folgt:

R2_25° · TC_R2 · I_Opt = -2 mV/K (6)

Bei einer Temperatur T von 25°C gilt für die Basis-Emitter- Spannung des nachgeschalteten Transistors T:

= 0,7 V (7)

Nachdem der zweite Widerstand R2 zur Basis-Emitter-Diode des Transistors T parallelgeschaltet ist, müssen die beiden an diesen Elementen abfallenden Spannungen gleich groß sein, woraus folgt:

= = 0,7 V (8)

= I_Opt · R2_25° (9)

Aus (8) in (9) folgt:

I_Opt · R2_25° = 0,7 V (10)

Der Wert des zweiten Widerstandes R2 ergibt sich demnach aus der folgenden Beziehung:

Aus den Beziehungen (10) und (6) läßt sich für den Tempera turkoeffizienten TC_R2 des Widerstandes R2 der folgende Wert berechnen:

TC_R2 = -2850 ppm/K

Mit einem solchen Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R2 ist die in Fig. 5 gezeigte erfindungsgemäße Spannungsstabili sierungsschaltung auch hinsichtlich der nachgeschalteten Transistor-Ausgangsstufe temperaturkompensiert.

Der Wert des zweiten Widerstandes R2 läßt sich durch die fol gende Beziehung bestimmen:

Bei der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung gemäß Fig. 5 setzt sich die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors T anliegende stabilisierte Ausgangs spannung U_LIM aus der an dem Serienkreis SK abfallenden Span nung U_SK und der Basis-Emitter-Spannung U_BE des Transistors T zusammen. Im Vergleich zu der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist daher zusätzlich noch die Basis-Emitter-Spannung U_BE zu berücksichtigen, die ebenso wie die Durchlaßspannung U_D einer jeweiligen Diode Q₁-Q_N beispielsweise gleich 0,7 V gesetzt werden kann. Demnach ergibt sich bei der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung gemäß Fig. 5 hinsichtlich einer möglichst optimalen Temperaturkompensation des Serien kreises SK für die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors T liegende stabilisierte Spannung U_LIM der fol gende Optimalwert:

Durch eine entsprechende Variation der Anzahl N der im Se rienkreis SK enthaltenen Dioden Q₁-Q_N und des Temperaturkoef fizienten TC_R1 kann somit jede beliebige Durchbruchspannung U_Opt eingestellt werden.

Die in Fig. 5 gezeigte Schaltung mit drei Dioden Q₁-Q_N (N=3) und der zusätzlichen Basis-Emitter-Strecke des Transistors T wurde in einer Simulation getestet. Die Elemente des Serien kreises SK waren genauso dimensioniert wie im Zusammenhang mit Fig. 1 angegeben. Der Wert des zweiten Widerstandes R2 betrug 70 kΩ. Der Temperaturkoeffizient TC_R2 dieses Wider standes war auf -2800 ppm/K festgesetzt.

Wie sich den in Fig. 6 dargestellten Kennlinien für die Tem peraturen -40°C, 25°C, 85°C entnehmen läßt, ergibt sich für sämtliche Temperaturen ein scharf gekrümmter Kniebereich. In sämtlichen Fällen stellt sich ein relativ steiler Kennlinien anstieg ein, was gleichbedeutend mit einem die Stabilisierung verbessernden kleinen differentiellen Ausgangswiderstand r_z ist, für den bei 25°C ein Wert von etwa 1,4 kΩ gemessen wurde. Darüber hinaus bleibt dieser differentielle Ausgangswider stand r_z auch konstant. Schließlich ist bei einem optimalen Arbeitspunkt OA auch die gewünschte Temperaturkompensation gegeben. Die Durchbruch- bzw. Durchlaßspannung bleibt demnach auch bei unterschiedlichen Temperaturen stets gleich.

Claims

1. Spannungsstabilisierungsschaltung, bei der die stabilisierte Ausgangsspan nung (U_LIM) in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall (U_SK) an einem tempe raturkompensierten Serienkreis (SK) erzeugt wird, der wenigstens eine in Durchlaßrichtung verbundene Diode (Q₁-Q_N) sowie einen zur Kompensation des resultierenden Dioden-Temperaturkoeffizienten (TC_N) dienenden ersten Widerstand (R1) umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß dem temperaturkompensier ten Serienkreis (SK) eine von einem Transistor (T) gebildete Ausgangsstufe nachgeschaltet ist, zu dessen Basis-Emitter-Strecke (B-E) ein zweiter Widerstand (R2) parallelgeschaltet ist und zu dessen Kollektor-Basis-Strecke (C-B) der Serienkreis (SK) parallelgeschaltet ist, wobei der Serienkreis (SK) mit dem zweiten Widerstand (R2) einen Spannungsteiler bildet, dessen am Se rienkreis (SK) entstehender Spannungsabfall an die Transistorausgangsstufe als Eingangsspannung anliegt, und die wobei die stabilisierte Ausgangsspannung (U_LIM) zwischen dem Kollektor (C) und dem Emitter (E) des Transistors (T) der Transistor-Ausgangsstufe abgreifbar ist.

2. Spannungsstabilisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Diode durch einen Transistor (Q₁-Q_N) mit kurzgeschlossener Kollektor- Basis-Strecke gebildet ist.

3. Spannungsstabilisierungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest der erste Widerstand (R1) durch mehrere Teilwiderstände (R1′, R1′′) vorzugsweise unterschiedlicher Bauart gebildet ist.