DE4229329C1 - Spannungsstabilisierungsschaltung - Google Patents
SpannungsstabilisierungsschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Spannungsstabilisierungsschaltung,
bei der die stabilisierte Ausgangsspannung in Abhängigkeit
von dem Spannungsabfall an einem temperaturkompensierten Se
rienkreis erzeugt wird, der wenigstens eine in Durchlaßrich
tung verbundene Diode sowie einen zur Kompensation des resul
tierenden Dioden-Temperaturkoeffizienten dienenden ersten
Widerstand umfaßt.
Eine solche Spannungsstabilisierungsschaltung ist aus DE-Elektronik, 1976,
Heft 1, Seite 68 bekannt. In dieser bekannten Schaltung werden neben zwei
Siliziumtransistoren zwei Germaniumdioden eingesetzt. Diese Kombination von
Siliziumbauelementen und von Germaniumbauelementen verhindert, daß sich die
Schaltung in Form einer integrierten Schaltung herstellen läßt. Wenn also in
einer integrierten Schaltung, die auf der Silizium-Technologie beruht, eine
Spannungsstabilisierungsschaltung benötigt wird, kann die bekannte Stabilisie
rungsschaltung nicht eingesetzt werden. Überdies ist bei der bekannten Stabi
lisierungsschaltung eine Temperaturkompensation (also ein geringer TK) nur
dann erreichbar, wenn eine bestimmte Spannung Uz vorhanden ist. Durch Be
rechnung läßt sich zeigen, daß nur bei Uz=1,3 V die gewünschte Temperatur
kompensation erreicht wird.
Zur Stabilisierung von Gleichspannungen werden häufig Zener-
Dioden eingesetzt, die sich von den anderen Dioden in erster
Linie dadurch unterscheiden, daß die Durchbruchspannung, bei
der ein Steilanstieg des Sperrstromes erfolgt, genau spezifi
ziert ist. Die stabilisierende Wirkung einer solchen Zener-
Diode beruht darauf, daß eine große Stromänderung lediglich
eine kleine Spannungsänderung hervorruft. Die Stabilisierung
ist um so besser, je steiler die Strom/Spannungs-Kurve ver
läuft, d. h., je kleiner der differentielle Innenwiderstand
ist.
Bei in Bipolartechnik hergestellten Halbleiterelementen wird
zur Realisierung einer solchen Zenerdiode üblicherweise der
Avalanche-Effekt ausgenutzt. Bei derartigen, auf dem Avalan
che-Effekt beruhenden Zener-Dioden mit positivem Temperatur
koeffizienten liegt die Durchbruchspannung in der Regel zwi
schen 6 und 8,5 V.
In der Praxis werden jedoch häufig deutlich kleinere Durch
bruchspannungen gefordert. Zur Erzielung derart kleiner
Durchbruchspannungen wurde bereits vorgeschlagen, eine ent
sprechende Anzahl von in Durchlaßrichtung betriebener Dioden
hintereinanderzuschalten und den resultierenden negativen
Temperaturkoeffizienten dieser Dioden durch einen in Reihe
mit den Dioden geschalteten Widerstand zu kompensieren.
Mit einem solchen Serienkreis erhält man zwar eine Art Zener-
Diode mit niedriger Durchbruchspannung und einer Temperatur
kompensation. Eine solche Spannungsstabilisierungsschaltung
weist jedoch den Nachteil auf, daß sich insbesondere bei hö
heren Temperaturen ein nur schwach gekrümmter Kniepunkt er
gibt und die Steigung der Strom/Spannungs-Kurve in hohem Maße
von der Betriebstemperatur abhängig ist. Ein relativ schwach
gekrümmter Kniepunkt ist gleichbedeutend mit einem relativ
hohen dynamischen Ausgangswiderstand der nachgebildeten Ze
ner-Diode, der zudem von der jeweiligen Betriebstemperatur
abhängig ist. Überdies ist eine vollständige Temperaturkom
pensation nur bei einem bestimmten Spannungswert gegeben, der
von der Anzahl der Dioden sowie dem Wert des Temperaturkoef
fizienten des Widerstandes abhängt.
Um einen steileren Anstieg der Strom/Spannungs-Kurve zu er
halten, wurde auch bereits vorgeschlagen, einen solchen Se
rienkreis zwischen den Kollektor und die Basis eines aus
gangsseitigen, zwischen Kollektor und Emitter die stabili
sierte Ausgangsspannung liefernden Transistors zu schalten.
Nachdem hierbei nur noch ein geringer Teil des Durchbruch-
bzw. Durchlaßstromes über den Widerstand des Serienkreises
fließt, kann von einer Temperaturkompensation keine Rede mehr
sein. Es ist zwar eine relativ konstante Steigung der betref
fenden Strom/Spannungs-Kurve sichergestellt. Von Nachteil ist
jedoch, daß die Durchbruchspannung in hohem Maße von der je
weiligen Temperatur abhängig ist.
Ziel der Erfindung ist es, eine Spannungsstabilisierungs
schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei
einfachem Aufbau einen relativ scharf gekrümmten Kniebereich
und einen konstanten dynamischen Ausgangswiderstand besitzt
sowie gleichzeitig temperaturkompensiert ist.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Anspruch 1 gelöst.
Aufgrund dieser Ausbildung wird nicht nur ein kleiner, die
stabilisierende Wirkung erhöhender und über einen großen Tem
peraturbereich hinweg im wesentlichen konstanter differen
tieller Ausgangswiderstand erzielt, sondern gleichzeitig auch
eine optimale, umfassende Temperaturkompensation sicherge
stellt, so daß auch die Durchbruch- bzw. Durchlaßspannung
praktisch unabhängig von der jeweiligen Betriebstemperatur
ist. Die jeweilige Durchbruchspannung kann in weiten Grenzen
variiert werden, indem insbesondere eine entsprechende Anzahl
von Dioden in Reihe geschaltet und für den ersten Widerstand
ein entsprechender Temperaturkoeffizient gewählt wird. Die
jeweilige Durchbruchspannung ist sowohl von der Diodenzahl
als auch von diesem Temperaturkoeffizienten abhängig.
Der zweite Widerstand ist vorzugsweise parallel zur Basis-
Emitter-Strecke der Transistor-Ausgangsstufe geschaltet.
Hierbei ist der Temperaturkoeffizient der an diesem zweiten
Widerstand abfallenden Spannung gleich dem Temperaturkoeffi
zienten der Basis-Emitter-Spannung des betreffenden Transi
stors zu wählen.
Die Diode bzw. die Dioden können jeweils durch einen Transi
stor realisiert sein, dessen Kollektor-Basis-Strecke kurzge
schlossen ist.
Zumindest der dem temperaturkompensierten Serienkreis zu
geordnete erste Widerstand kann durch mehrere Widerstände
vorzugsweise unterschiedlicher Bauart gebildet sein, so daß
innerhalb des Bereiches zwischen dem höchstmöglichen und dem
kleinstmöglichen Wert jeder beliebige Temperaturkoeffizient
durch ein Zusammenschalten verschiedener Widerstände reali
sierbar ist.
In den Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausführungs
varianten der Erfindung angegeben.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbei
spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; in
dieser zeigt:
Fig. 1 den die Dioden umfasssenden temperaturkompensierten
Serienkreis der in Fig. 5 gezeigten erfindungsge
mäßen Spannungsstabilisierungsschaltung,
Fig. 2 die sich bei unterschiedlichen Temperaturen erge
benden Strom/Spannungs-Kennlinien des in Fig. 1
gezeigten temperaturkompensierten Serienkreises,
Fig. 3 den in Fig. 1 gezeigten Serienkreis mit nachge
schaltetem Transistor ohne Temperaturkompensation,
Fig. 4 die sich für unterschiedliche Temperaturen erge
benden Strom/Spannungs-Kennlinien der in Fig. 3
gezeigten Schaltung,
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Spannungsstabilisierungsschaltung mit einem Se
rienkreis gemäß Fig. 1 und einem nachgeschalteten,
temperaturkompensiertenn Transistor, und
Fig. 6 die sich für unterschiedliche Temperaturen erge
benden Strom/Spannungs-Kennlinien der in Fig. 5
gezeigten erfindungsgemäßen Spannungsstabilisie
rungsschaltung.
Die in Fig. 5 dargestellte Ausführungsvariante der erfin
dungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung umfaßt einen
temperaturkompensierten, eine oder mehrere Dioden Q₁-QN sowie
wenigstens einen ersten Widerstand R1 umfassenden Serienkreis
SK gemäß Fig. 1. Die Dioden Q₁-QN sind jeweils durch einen
Bipolar-Transistor mit kurzgeschlossener Kollektor-Basis-
Strecke realisiert. Grundsätzlich sind jedoch auch normale
Dioden verwendbar.
Gemäß Fig. 1 sind drei hintereinandergeschaltete Dioden Q₁-QN
sowie ein mit diesen in Reihe geschalteter Widerstand R1 vor
gesehen. Dieser Serienkreis SK kann jedoch eine beliebige
Anzahl von Dioden sowie auch mehrere Widerstände umfassen.
Der Temperaturkoeffizient TCD der Durchlaßspannung UD der in
Durchlaßrichtung verbundenen Dioden Q₁-QN ist jeweils negativ
und beträgt etwa -2 mV/K. Demgegenüber ist der Temperatur
koeffizient TCR1 des zur Kompensation des resultierenden
Dioden-Temperaturkoeffizienten TCN vorgesehenen Widerstandes
R1 positiv.
Der resultierende Dioden-Temperaturkoeffizient TCN ergibt
sich aus der folgenden Beziehung:
TCN = N · TCD (1)
mit
N = Anzahl der in Reihe geschalteten Dioden Q₁-QN,
TCD = Temperaturkoeffizient der Durchlaßspannung UD einer jeweiligen Diode (≈ -2 mV/K),
TCN = resultierender Dioden-Temperaturkoeffizient.
N = Anzahl der in Reihe geschalteten Dioden Q₁-QN,
TCD = Temperaturkoeffizient der Durchlaßspannung UD einer jeweiligen Diode (≈ -2 mV/K),
TCN = resultierender Dioden-Temperaturkoeffizient.
Um eine Kompensation dieses resultierenden Dioden-Temperatur
koeffizienten TCN durch den Widerstand R1 zu gewährleisten,
müssen die folgenden Bedingungen erfüllt sein:
mit
T = Temperatur,
R125° = Wert des Widerstandes R1 bei 25°C,
TCR1 = Temperaturkoeffizient des Widerstandes R1,
IOpt = optimaler Betriebsstrom im temperaturkompensierten Serienkreis SK.
T = Temperatur,
R125° = Wert des Widerstandes R1 bei 25°C,
TCR1 = Temperaturkoeffizient des Widerstandes R1,
IOpt = optimaler Betriebsstrom im temperaturkompensierten Serienkreis SK.
Aus der Beziehung (2A) ergibt sich, daß beispielsweise bei
einem gegebenen Temperaturkoeffizienten TCR1 für den Wider
stand R1 die gewünschte Temperaturkompensation nur bei einem
bestimmten optimalen Betriebsstrom IOpt für den Serienkreis
SK gegeben ist. Dies läßt sich auch deutlich dem Diagramm
gemäß Fig. 2 entnehmen, in dem für drei unterschiedliche Tem
peraturen (-40°C, 25°C, 85°C) die jeweiligen Strom/Spannungs
Kennlinien (ILIM, ULIM) dargestellt sind.
Die dem optimalen Betriebsstrom IOpt des Serienkreises SK zu
geordnete optimale Betriebsspannung über dem Serienkreis SK
läßt sich wie folgt bestimmen:
mit
UOpt = optimale Betriebsspannung über dem Serienkreis SK
= Spannung über einer jeweiligen Diode (Basis-Emitter- Spannung) bei 25°C
= Spannung über dem Widerstand R1 bei 25°C.
UOpt = optimale Betriebsspannung über dem Serienkreis SK
= Spannung über einer jeweiligen Diode (Basis-Emitter- Spannung) bei 25°C
= Spannung über dem Widerstand R1 bei 25°C.
Für das in Fig. 1 wiedergegebene Beispiel eines Serienkrei
ses, der identisch im in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung ent
halten ist, sind die folgenden Werte vorgesehen:
N = 3
R125° = 100 kΩ
TCR1 = 6000 ppm/K,
R125° = 100 kΩ
TCR1 = 6000 ppm/K,
woraus sich für den Serienkreis SK theoretisch die folgenden
optimalen Betriebswerte ergeben:
IOpt = 10 µA (vgl. 2A)
UOpt = 3,1 V (vgl. 3A)
UOpt = 3,1 V (vgl. 3A)
Anhand der in Fig. 2 wiedergegebenen Kennlinien eines solchen
Serienkreises SK ergibt sich nun, daß für einen bestimmten
Arbeitspunkt IOpt, UOpt zwar eine Temperaturkompensation ge
geben ist, insbesondere bei der hohen Temperatur von 85°C
jedoch ein nur schwach gekrümmter Kniebereich vorliegt. Über
dies weist die ILIM/ULIM-Kennlinie bei -40°C eine größere
Steilheit auf als bei 85°C. Würde man somit unmittelbar die
am Serienkreis SK abfallende Spannung als stabilisierte Aus
gangsspannung ULIM verwenden, so wäre zwar eine gewisse Tem
peraturkompensation gegeben, es müßte jedoch ein relativ ho
her dynamischer Ausgangswiderstand in Kauf genommen werden,
der dazu noch von der Temperatur abhängig ist.
In Fig. 3 ist eine Schaltung gezeigt, in der der Serienkreis
SK gemäß Fig. 1 parallel zur Kollektor-Basis-Strecke eines
zwischen Kollektor und Emitter die stabilisierte Ausgangs
spannung ULIM liefernden Transistors T geschaltet ist.
Wie sich aus den in Fig. 4 dargestellten ILIM/ULIM-Kennlinien
dieser Schaltung ergibt, läßt sich durch diese Maßnahme zwar
ein schärfer gekrümmter Kniebereich sowie ein im wesentli
chen konstanter dynamischer Ausgangswiderstand erzielen.
Nachdem jedoch nur noch ein kleiner Teil des Durchbruch- bzw.
Durchlaßstromes durch den Kompensationswiderstand R1 fließt,
ist die gewünschte Temperaturkompensation der Schaltung nicht
mehr gewährleistet. Mit der Temperatur ändert sich stets auch
die Durchbruchspannung.
In Fig. 5 ist nun eine bevorzugte Ausführungsvariante der
erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung gezeigt.
Auch bei dieser Schaltung wird die stabilisierte Ausgangs
spannung ULIM in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall USK an
einem temperaturkompensierten Serienkreis SK gemäß Fig. 1
erzeugt.
Der Serienkreis SK umfaßt demnach wiederum wenigstens eine
in Durchlaßrichtung verbundene Diode Q₁-QN sowie einen zur
Kompensation des resultierenden Dioden-Temperaturkoeffizien
ten TCN dienenden ersten Widerstand R1. Die Temperaturkompen
sation des Serienkreises SK sowie die Dimensionierung der
jeweiligen Bauelemente erfolgt auf genau dieselbe Weise, wie
dies im Zusammenhang mit dem in Fig. 1 dargestellten, identi
schen Serienkreis SK beschrieben wurde. Die Anzahl N der Dio
den Q₁-QN kann insbesondere wiederum in Abhängigkeit von der
jeweils gewünschten Durchlaßspannung gewählt werden. Grund
sätzlich ist es möglich, statt mehrerer Dioden nur eine ein
zige Diode vorzusehen.
Dem temperaturkompensierten Serienkreis SK ist eine Transi
stor-Ausgangsstufe mit einem Transistor T nachgeschaltet, der
eingangsseitig eine Basis-Emitter-Strecke BE umfaßt, deren
Temperaturkoeffizient TCBE durch einen zweiten Widerstand R2
kompensiert ist. Dieser zweite Widerstand R2 ist parallel zur
Basis-Emitter-Strecke BE des Transistors T geschaltet. Demge
genüber ist der temperaturkompensierte Serienkreis SK paral
lel zu der Kollektor-Basis-Strecke C-B des Transistors ge
schaltet. Demnach bilden der temperaturkompensierte Serien
kreis SK sowie der zur Kompensation des Temperaturkoeffizien
ten TCBE der Basis-Emitter-Spannung UBE des Transistors T
dienende Widerstand R2 einen Spannungsteiler SK, R2, dessen
zwischen dem Serienkreis SK und dem zweiten Widerstand R2
gelegener Mittelabgriff M mit der Basis B des nachgeschalte
ten Transistors T verbunden ist. Die stabilisierte Ausgangs
spannung ULIM liegt zwischen dem Kollektor C und dem Emitter E
des Transistors T an.
Beim in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel sind im Serien
kreis SK wiederum drei Dioden Q₁-QN vorgesehhen, die jeweils
durch einen Bipolar-Transistor mit kurzgeschlossener Kollek
tor-Basis-Strecke gebildet sind. Vorzugsweise handelt es sich
auch bei dem nachgeschalteten Transistor T um einen Bipolar-
Transistor.
Zumindest der erste Widerstand R1 kann durch mehrere Teilwi
derstände R1′; R1′′ vorzugsweise unterschiedlicher Bauart ge
bildet sein. So können beispielsweise nach dem LBC2 (Lin-Bi
CMOS 2)-Verfahren unterschiedliche Widerstandsarten (Poly,
Base, Nwell) hergestellt werden, wobei innerhalb des Berei
ches zwischen einem maximal erreichbaren und einem minimal
erreichbaren Wert jeder beliebige Temperaturkoeffizient durch
ein serielles Zusammenschalten zweier oder mehrerer Wider
stände unterschiedlicher Art realisierbar ist.
Der Temperaturkoeffizient TCBE der Basis-Emitter-Spannung UBE
des leitenden Transistors T ist negativ und beträgt etwa
-2 mV/K. Bei einem vorgegebenen, durch den zweiten Widerstand
R2 fließenden Strom IR2 weist die am Widerstand R2 abfallende
Spannung UR2 denselben Temperaturkoeffizienten wie die Basis-
Emitter-Spannung UBE des Transistors T auf. Damit werden die
mit sich ändernder Temperatur auftretenden Schwankungen der
Basis-Emitter-Spannung des Transistors T kompensiert.
Nachdem der Basisstrom des nachgeschalteten Transistors T ver
nachlässigbar ist, kann der durch den zweiten Widerstand R2
fließende Strom IR2 praktisch dem durch den ebenfalls tempe
raturkompensierten Serienkreis SK fließenden Strom IOpt (vgl.
[2A]) gleichgesetzt werden.
Um neben der Temperaturkompensation des Serienkreises SK
gleichzeitig auch die Kompensation des Temperaturkoeffizien
ten TCBE der Basis-Emitter-Spannung UBE des leitenden Tran
sistors T sicherzustellen, müssen die folgenden Bedingungen
erfüllt sein:
mit
R225° = Wert des Widerstandes R2 bei T = 25°C
TCR2 = Temperaturkoeffizient des zweiten Widerstandes R2
IR2 = Strom durch den zweiten Widerstand R2
R225° = Wert des Widerstandes R2 bei T = 25°C
TCR2 = Temperaturkoeffizient des zweiten Widerstandes R2
IR2 = Strom durch den zweiten Widerstand R2
Nachdem der die Elemente R1 und Q₁-QN umfassende Serienkreis
SK in der zuvor beschriebenen Weise temperaturkompensiert
sein muß (vgl. die Beziehungen [2] und [2A]) und der Basis
strom des Transistors T praktisch vernachlässigbar ist, gilt
die folgende Beziehung:
IR2 = IOpt (5)
wobei
IOpt = hinsichtlich der Temperaturkompensation des Serien kreises optimaler durch den Serienkreis SK fließen der Strom.
IOpt = hinsichtlich der Temperaturkompensation des Serien kreises optimaler durch den Serienkreis SK fließen der Strom.
Aus (5) in (4A) folgt:
R225° · TCR2 · IOpt = -2 mV/K (6)
Bei einer Temperatur T von 25°C gilt für die Basis-Emitter-
Spannung des nachgeschalteten Transistors T:
= 0,7 V (7)
Nachdem der zweite Widerstand R2 zur Basis-Emitter-Diode des
Transistors T parallelgeschaltet ist, müssen die beiden an
diesen Elementen abfallenden Spannungen gleich groß sein,
woraus folgt:
= = 0,7 V (8)
= IOpt · R225° (9)
Aus (8) in (9) folgt:
IOpt · R225° = 0,7 V (10)
Der Wert des zweiten Widerstandes R2 ergibt sich demnach aus
der folgenden Beziehung:
Aus den Beziehungen (10) und (6) läßt sich für den Tempera
turkoeffizienten TCR2 des Widerstandes R2 der folgende Wert
berechnen:
TCR2 = -2850 ppm/K
Mit einem solchen Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R2
ist die in Fig. 5 gezeigte erfindungsgemäße Spannungsstabili
sierungsschaltung auch hinsichtlich der nachgeschalteten
Transistor-Ausgangsstufe temperaturkompensiert.
Der Wert des zweiten Widerstandes R2 läßt sich durch die fol
gende Beziehung bestimmen:
Bei der erfindungsgemäßen Spannungsstabilisierungsschaltung
gemäß Fig. 5 setzt sich die zwischen dem Kollektor und dem
Emitter des Transistors T anliegende stabilisierte Ausgangs
spannung ULIM aus der an dem Serienkreis SK abfallenden Span
nung USK und der Basis-Emitter-Spannung UBE des Transistors T
zusammen. Im Vergleich zu der in Fig. 1 gezeigten Schaltung
ist daher zusätzlich noch die Basis-Emitter-Spannung UBE zu
berücksichtigen, die ebenso wie die Durchlaßspannung UD einer
jeweiligen Diode Q₁-QN beispielsweise gleich 0,7 V gesetzt
werden kann. Demnach ergibt sich bei der erfindungsgemäßen
Spannungsstabilisierungsschaltung gemäß Fig. 5 hinsichtlich
einer möglichst optimalen Temperaturkompensation des Serien
kreises SK für die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des
Transistors T liegende stabilisierte Spannung ULIM der fol
gende Optimalwert:
Durch eine entsprechende Variation der Anzahl N der im Se
rienkreis SK enthaltenen Dioden Q₁-QN und des Temperaturkoef
fizienten TCR1 kann somit jede beliebige Durchbruchspannung
UOpt eingestellt werden.
Die in Fig. 5 gezeigte Schaltung mit drei Dioden Q₁-QN (N=3)
und der zusätzlichen Basis-Emitter-Strecke des Transistors T
wurde in einer Simulation getestet. Die Elemente des Serien
kreises SK waren genauso dimensioniert wie im Zusammenhang
mit Fig. 1 angegeben. Der Wert des zweiten Widerstandes R2
betrug 70 kΩ. Der Temperaturkoeffizient TCR2 dieses Wider
standes war auf -2800 ppm/K festgesetzt.
Wie sich den in Fig. 6 dargestellten Kennlinien für die Tem
peraturen -40°C, 25°C, 85°C entnehmen läßt, ergibt sich für
sämtliche Temperaturen ein scharf gekrümmter Kniebereich. In
sämtlichen Fällen stellt sich ein relativ steiler Kennlinien
anstieg ein, was gleichbedeutend mit einem die Stabilisierung
verbessernden kleinen differentiellen Ausgangswiderstand rz
ist, für den bei 25°C ein Wert von etwa 1,4 kΩ gemessen wurde.
Darüber hinaus bleibt dieser differentielle Ausgangswider
stand rz auch konstant. Schließlich ist bei einem optimalen
Arbeitspunkt OA auch die gewünschte Temperaturkompensation
gegeben. Die Durchbruch- bzw. Durchlaßspannung bleibt demnach
auch bei unterschiedlichen Temperaturen stets gleich.
Claims (3)
1. Spannungsstabilisierungsschaltung, bei der die stabilisierte Ausgangsspan
nung (ULIM) in Abhängigkeit von dem Spannungsabfall (USK) an einem tempe
raturkompensierten Serienkreis (SK) erzeugt wird, der wenigstens eine in
Durchlaßrichtung verbundene Diode (Q₁-QN) sowie einen zur Kompensation des
resultierenden Dioden-Temperaturkoeffizienten (TCN) dienenden ersten Widerstand (R1) umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß dem temperaturkompensier
ten Serienkreis (SK) eine von einem Transistor (T) gebildete Ausgangsstufe
nachgeschaltet ist, zu dessen Basis-Emitter-Strecke (B-E) ein zweiter
Widerstand (R2) parallelgeschaltet ist und zu dessen Kollektor-Basis-Strecke
(C-B) der Serienkreis (SK) parallelgeschaltet ist, wobei der Serienkreis (SK)
mit dem zweiten Widerstand (R2) einen Spannungsteiler bildet, dessen am Se
rienkreis (SK) entstehender Spannungsabfall an die Transistorausgangsstufe als
Eingangsspannung anliegt, und die wobei die stabilisierte Ausgangsspannung
(ULIM) zwischen dem Kollektor (C) und dem Emitter (E) des Transistors (T) der
Transistor-Ausgangsstufe abgreifbar ist.
2. Spannungsstabilisierungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß jede Diode durch einen Transistor (Q₁-QN) mit kurzgeschlossener Kollektor-
Basis-Strecke gebildet ist.
3. Spannungsstabilisierungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß zumindest der erste Widerstand (R1) durch mehrere
Teilwiderstände (R1′, R1′′) vorzugsweise unterschiedlicher Bauart gebildet
ist.
Priority Applications (3)
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19924229329 DE4229329C1 (de) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | Spannungsstabilisierungsschaltung |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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JP (1) | JPH06282340A (de) |
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- 1992-09-02 DE DE19924229329 patent/DE4229329C1/de not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-09-02 EP EP93114044A patent/EP0585918A1/de not_active Withdrawn
- 1993-09-02 JP JP21888193A patent/JPH06282340A/ja active Pending
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Title |
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DE-Elektronik, 1976, H. 1, S. 68 * |
Also Published As
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D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
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