DE3937055C2 - - Google Patents
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- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Rückgewinnung des
Symboltaktes in einem QAM-Übertragungssystem mit m2
Modulationszuständen gemäß Oberbegriff Patentanspruch 1 bzw.
eine Schaltungsanordnung zur Durchführung eines solchen
Verfahrens gemäß Oberbegriff Patentanspruch 4.
Bei der Quadratur-Amplitudenmodulation, kurz QAM genannt,
werden eine bestimmte Anzahl von Modulationszuständen
vereinbart, denen jeweils ein bestimmter Wert für die
Amplitude bzw. die Phase eines Trägersignals zugeordnet
werden. In der Regel ist das Modulationsschema quadratisch,
das heißt die Wurzel aus der Anzahl der möglichen
Modulationszustände ist eine ganze Zahl, die mit m bezeichnet
wird. Die Übertragungseinrichtungen enthalten auf ihrer
Empfangsseite einen geregelten Lokaloszillator, mit dem das
empfangene QAM-Signal in seine beiden Komponenten, das
Inphase- und das Quadraturphase-Signal aufgespalten wird.
Diese beiden Komponenten, welche sich bei Betrachtung auf dem
Oszilloskop als m-stufiges sogenanntes Augensignal darstellen,
werden mit einer Anzahl von m-1 Bezugspotentialen in einer
Entscheiderstufe verglichen und dadurch wertmäßig
regeneriert.
Da der Übergang zwischen den Modulationszuständen wegen der
endlichen Übertragungsbandbreite stetig sein muß, werden die
Zustände nur für einen kleinen Teil der Übertragungszeit,
nämlich für den mittleren Teil des Auges, hinreichend genau
angenommen. Daher ist es unerläßlich, auch eine exakte
zeitliche Regenerierung der Quadratursignale vorzunehmen,
damit anschließend gemäß der gewählten Kodierungsvorschrift
wieder das binäre Datensignal bestimmt werden kann. Diese
zeitliche Regenerierung erreicht man durch eine Abtastung mit
dem Symboltakt, der im Sender für die Weiterschaltung zwischen
den Modulationszuständen maßgebend ist. Da der Symboltakt aber
nicht direkt übertragen wird, sondern lediglich bei
Modulationszustandswechsel als Information im Empfangssignal
vorliegt, muß er im Empfänger mit Hilfe eines
Phasenregelkreises aus den Komponenten des Quadratursignals
abgeleitet werden.
Der vorliegenden Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, für einen
solchen Phasenregelkreis ein Verfahren bzw. einen
Phasendetektor anzugeben, die den abzuleitenden Symboltakt in
seiner Phase möglichst genau auf die in den beiden
Quadratursignalen auftretenden Augenöffnungen abzustimmen
vermögen.
Diese Aufgabe wurde gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale
des Verfahrens nach Anspruch 1 bzw. der Schaltungsanordnung
nach Anspruch 4.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich durch
die Unteransprüche.
Die Erfindung weist den Vorteil auf, daß gegenüber
vorbekannten Verfahren bzw. Anordnungen die beim Empfangen
eines linear verzerrten Signals erforderliche
Phasengenauigkeit besser eingehalten werden kann. Dies wird
erreicht, indem die Flanken des Augensignals nur in der Nähe
des Abtastzeitpunktes ausgewertet werden. D. h. es wird ein
Fenster gebildet, dessen Breite ungefähr der doppelten
Augenöffnung entspricht, und nur die
Modulationszustandswechsel, die in dieses Fenster fallen,
ausgewertet. Dadurch ergibt sich eine Phasendetektorkennlinie
mit einem kurzen Sägezahn etwa von der Breite des Fensters,
während in dem relativ langen Zeitbereich zwischen den
Fenstern die Kennlinie auf Null bleibt. Diese neuartige
Phasendetektorkennlinie ist in Fig. 4 aufgetragen, während
die Fig. 2 die üblicherweise benutzte Phasendetektorkennlinie
zeigt, welche einen Sägezahn über die ganze Breite von Auge zu
Auge aufweist.
Eine ähnliche Wirkung wird erzielt, wenn anstelle des Fensters
und der Auswertung nur der in dieses Fenster fallenden Wechsel
zwischen Modulationszuständen sämtliche Wechsel zwischen den
Modulationszuständen zwischen zwei Augenöffnungen ausgewertet
werden, aber mit unterschiedlicher Gewichtung derart, daß alle
Übergänge die weit ab vom Auge liegen, weniger stark bewertet
werden und daß die Übergänge je näher sie zum Auge liegen um
so stärker bewertet werden. Damit ist leicht einsehbar, daß
der Umschaltzeitpunkt wesentlich genauer bestimmt werden kann,
abgesehen davon, daß die Mittelung eines Zeitabschnittes um so
genauer ist, je kleiner dieser Zeitabschnitt bemessen wird,
während vorbekannte Verfahren die Mittelung eines
Zeitabschnitts von der ganzen Länge zwischen zwei
Augenöffnungen berechneten und dann die Mitte zwischen diesen
beiden Übergangsmitten als Umschlagzeitpunkt errechneten.
Zum
folgenden sei die Erfindung näher beschrieben anhand der
Figuren. Die Fig. 1 zeigt einen Phasendetektor der üblichen
Anordnung und mit einer Kennlinie nach Fig. 2. In Fig. 3
schließlich ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
wiedergegeben, sie zeigt eine Phasendetektorkennlinie gemäß
Fig. 4.
Die Fig. 5 und 6 zeigen Ausführungsbeispiele für
Detailbausteine der erfindungsgemäßen Phasendetektoranordnung.
Die Fig. 1 zeigt eine übliche Schaltungsanordnung eines
Phasendetektors, bei dem das Eingangsaugensignal 28 mittels
eines Komparators 29 mit einem Bezugspotential verglichen
wird, welches dem Gleichspannungsmittelwert des Augensignales
entspricht. Am Ausgang des Komparators 29 ergibt sich somit
das sogenannte digitalisierte Wechselsignal 6, das in einer
nachgeschalteten Pufferstufe 30 zusätzlich in invertierte Form
31 gebracht wird. Die Funktion des Phasendetektors ergibt sich
durch Vergleich des abgetasteten Wechselsignals 32a, 32b mit
dem nichtabgetasteten 30a, 31. Die Abtastung erfolgt mit dem
Symboltakt 1, dem Ausgangssignal des lokalen Steuergenerators
36, und zwar im Flipflop 32. Der Vergleich schließt also
jeweils auch die inversen Pegel mit ein. Findet zwischen zwei
Abtastungen eine Änderung des Wechselsignals 6 statt, so nimmt
der Ausgangspegel sowohl eines der beiden den Vergleich
durchführenden ODER-Gatter 33 als auch des nachfolgenden UND-
Gatters 34, das den Ausgang des ODER-Gatters 33 und 33a
verknüpft, den Wert Null an. Mit Beginn der nächsten Abtastung
im Flipflop 32 werden diese Pegel wieder zu Eins.
Die Ausgangsspannung 35 des UND-Glieder 34 wird zeitlich
gemittelt beispielsweise über RC-Glieder, und sie ist dann
umso kleiner, je früher die Flanken des Wechselsignals 6 im
Mittel auf die vorangehende Abtastflanke des Symboltaktes 1
folgen.
Die Fig. 2 zeigt die zugehörige Phasendetektorkennlinie 37,
welche den üblichen sägezahnförmigen Verlauf über die ganze
Breite zwischen zwei Augenöffnungen besitzt, zusammen mit dem
Symboltakt 1 und einem Augensignal 28 für m=4.
Die Fig. 3 zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung.
Der aus dem lokalen Taktgenerator G 36 erzeugte Symboltakt 1
triggert periodisch eine monostabile Kippstufe 2, die im
Ausführungsbeispiel ihrerseits aus der Steuerstufe 3 und der
nachgeschalteten Laufzeitkette 4 besteht.
Die Steuerstufe 3 spreche beispielsweise auf positive Flanken
an ihrem Takteingang an und werde durch einen logischen Pegel
1 an ihrem Rückstellungseingang R zurückgesetzt; die
Steuerstufe kann beispielsweise durch ein D-Flipflop gebildet
werden. Die Laufzeitkette 4 bestehe beispielsweise aus der
Reihenschaltung einer Anzahl n nichtinvertierender Gatter,
wobei die Ausgänge der n Gatter als Signal 44 herausgeführt
sind. Wird die Steuerstufe 3 durch eine passende Flanke des
Oszillatorsignals 1 getriggert, so nehmen die einzelnen
Glieder der Laufzeitkette nacheinander den Pegel binär 1 an.
Wenn auch das hintere Gatter diesen Pegel erreicht hat, so
wird die Steuerstufe augenblicklich zurückgesetzt, mit der
Folge, daß nunmehr die einzelnen Glieder der Laufzeitkette
nacheinander wieder den Pegel binär Null annehmen, siehe auch
Fig. 3a. Dieser Zustand ist stabil bis zum Eintreffen der
nächsten positiven Flanke des Symboltaktes. Weiterhin sind
Vergleichseinrichtungen 7 und 27 sowie Entscheiderstufen 10
und 11 vorgesehen. Ein Schalter 45 führt den Entscheiderstufen
10, 11 entweder in Stellung a den Symboltakt 1 zu oder in
Stellung b das Ausgangssignal 5 der monostabilen Kippstufe 2.
Die Stellung a des Schalters 45 wird benutzt in Verbindung mit
Vergleichseinrichtungen 7, 27 nach Fig. 5 und die Stellung b
für Vergleichseinrichtungen 7, 27 nach Fig. 6. Der Ausgang der
Entscheiderstufen bestimmt die Verteilung der erzeugten
Impulse 8 bzw. 9 an den Ausgang voreilend 14 bzw. Ausgang
nacheilend 15 des Phasendetektors, wozu je eine
Gatterschaltung 38 und 39 benutzt wird. Die Bezeichnung
voreilend bzw. nacheilend bezieht sich dabei auf die positive
Symboltaktflanke bzw. auf die positive Flanke des abgeleiteten
Rechteck-Impulses (5).
Das zur Ansteuerung der Vergleichseinrichtung 7 bzw. 27
benötigte Wechselsignal 6 läßt sich im allgemeinen Fall wie
folgt ableiten. Jedes der beiden Quadratursignale
(Augensignale) wird durch Vergleich mit m-1 Bezugspotentialen
in jeweils m-1 wertdiskrete Teilsignale umgesetzt, welche
durch die Lage ihrer Signalflanken die Information enthalten,
welche zum Nachführen des Symboltaktes 1 benutzt werden kann.
Aus diesen insgesamt zweimal m-1 Teilsignalen werden nun eins
oder mehrere von einem oder beiden Quadraturzweigen ausgewählt
und durch modulo 2 Addition verknüpft.
In vielen Fällen ist es dabei oft schon ausreichend, nur eines
dieser Teilsignale zu verwenden, wobei dann auch keine modulo
2 Addition erforderlich ist. Da die das QAM-System
kennzeichnende Zahl m in der Regel gerade ist, wählt man
häufig dasjenige Teilsignal von einem der beiden Zweige aus,
welches durch Vergleich mit der mittleren Bezugsamplitude
gewonnen wurde, d. h., die Ableitung des Wechselsignals kann
hier ebenso erfolgen wie bei der vorbekannten Lösung nach
Fig. 1.
Eine Hinzunahme weiterer Teilsignale bringt allerdings den
Vorteil einer höheren Steilheit der Phasendetektor-Kennlinie
gemäß Fig. 4.
Die Fig. 3a bzw. 3b zeigen wesentliche Signale der
erfindungsgemäßen Anordnung nach Fig. 3 in Verbindung mit
Vergleichseinrichtungen nach Fig. 5 bzw. 6. Die dargestellte
Zeit τ entspricht der Laufzeit der Laufzeitkette 4. Der Fall
A bedeutet jeweils die zeitliche Grenze für die Entscheider
10, 11 zwischen voreilend V und nacheilend N, wobei
gleichzeitig der Betrag der Spannung am Ausgang 14, 15 des
Phasendetektors maximal wird.
Der Fall B bedeutet jeweils ein Voreilen und der Fall C
jeweils ein Nacheilen des Signals 42 in bezug auf die
ansteigende Flanke des Signals 1 bzw. Signals 5.
Die Fig. 4 zeigt die Kennlinie 40 des Phasendetektors gemäß
Schaltungsanordnung nach Fig. 3; die Ausgangsspannung weist
für einen längeren Bereich zwischen den Augenöffnungen den
Wert Null auf und steigt dann in der Nähe der Augenöffnungen
steil an.
In Fig. 5 ist die Ausführung einer Vergleichseinrichtung 7
bzw. 27 gezeichnet. Die Vergleichseinrichtung enthält unter
anderem eine monostabile Kippstufe 16, welche in ihrem Aufbau
und in ihren Eigenschaften der Kippstufe 2 gemäß Fig. 3
gleich ist. Ihre Ausgangsimpulse werden mit dem in der
Kippstufe 2 erzeugten Impuls 5 verglichen mittels einer UND-
Verknüpfung 41. Am Ausgang dieses Gatters steht daher solange
ein Pegel binär 1 an, wie sich seine beiden Eingangsimpulse
zeitlich überlappen. Die Länge der in einer
Vergleichseinrichtung erzeugten Impulse 8 und 9 hängt somit
von der zeitlichen Übereinstimmung der Flanken des
Wechselsignals mit den positiven Flanken des Symboltaktes 1
ab; ihre Amplitude ist konstant entsprechend dem Pegel der
verwendeten Logikfamilie. Die Aufschaltung eines
Sperrensignals 43 auf den Rücksetzeingang der Steuerstufe 17
verhindert ihre Beeinflussung für den Fall, daß die Flanken
des Wechselsignals zu weit entfernt von der positiven Flanke
des erzeugten Symboltaktes 1 liegen. Verzichtet man auf die
Verwendung eines Sperrensignals, so ist es in den Fig. 5
und 6 durch einen Null-Pegel zu ersetzen.
Die Fig. 6 zeigt die Ausführung einer Vergleichseinrichtung
7; diese Ausführung ist zwar technisch aufwendiger als eine
solche nach Fig. 5, bietet aber den Vorteil, durch passende
Beschaltung des Digital-Analog-Umsetzers 24 bei Bedarf den
Verlauf der Kennlinie nach Fig. 4 beeinflussen zu können.
Darüber hinaus ist die erzielbare Steilheit der
Phasendetektorkennlinie größer. Der Digital-Analog-Umsetzer
besteht im einfachsten Fall aus einer Anordnung gleich großer
Widerstände, wie dargestellt. Das parallele Schieberegister 22
wird von einem Ausgang 42 der Pufferstufe 30 getaktet. Seine
Dateneingänge liegen an n Abgriffen 44 der Laufzeitkette 4 an.
Bei jeder Datenübernahme wird in ihm daher der augenblickliche
Zustand der Laufzeitkette abgespeichert, so daß anschließend
die n parallelen Zellen des Schieberegisters umso mehr Einsen
enthalten, je mehr die jeweilige Flanke des Wechselsignals 6
mit der positiven Flanke des Signals 5 zusammentraf. Die
ebenfalls mögliche Aufschaltung eines Sperrensignals 43 auf
den Takteingang des Schieberegisters 22 verhindert auch hier
seine Beeinflussung für den Fall, daß die Flanken des
Wechselsignals 6 zu weit entfernt von der positiven Flanke
des erzeugten Symboltaktes 1 liegen.
Die Länge der in einer Vergleichseinrichtung erzeugten Impulse
8 und 9 hängt von der statistischen Abfolge der Flanken des
Wechselsignals 6 ab, ihre Amplitude wird dagegen von der
zeitlichen Übereinstimmung mit den positiven Flanken des
Signals 5 bestimmt. Weil bei Verwendung einer
Vergleichseinrichtung nach Fig. 6 die Signale 8 und 9 analog
sind, so müssen dann in der Fig. 3 die UND-Gatter der
Schaltungen 38 und 39 ersetzt werden durch geeignete analoge
Torschaltungen z. B. Multiplizierer.
Claims (9)
1. Verfahren zur Rückgewinnung des Symboltaktes in einem
QAM-Übertragungssystem mit m2 Modulationszuständen, wobei die
aus den Augensignalen durch Vergleich mit m-1
Bezugspotentialen gewonnenen regenerierten Quadratursignale
bezüglich ihrer zeitlichen Lage zu den Signalflanken eines in
seiner Frequenz steuerbaren Symboltaktoszillators ausgewertet
werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Augenmitte gesucht
wird, indem eine erste Anzahl Übergänge, welche die linke
Augenbegrenzung bilden bzw. in deren Nähe liegen, und eine
zweite Anzahl von Übergängen, welche die rechte Begrenzung des
Auges bilden bzw. in deren Nähe liegen, festgestellt werden,
daß über die gesamte Anzahl dieser Übergänge zeitlich
gemittelt wird und
daß auf die so festgestellte zeitliche Mitte als neuer
Abtastzeitpunkt eingeregelt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein
kleines Fenster mit der Breite von weniger als der halben
Taktperiodendauer um das Auge gelegt wird und
daß alle Übergänge zwischen den m2 Modulationszuständen, die
in dieses Fenster fallen, erfaßt werden und die Gesamtanzahl
der Übergänge bilden, die zeitlich gemittelt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß alle Übergänge, die weitab vom Auge liegen, weniger stark
bewertet werden und daß die Übergänge, je näher sie an der
Augenöffnung liegen, umso stärker bewertet werden.
4. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach
Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
positiven Flanken des Symboltaktes (1) ein monostabiles
Kippglied (2) zur Erzeugung eines einzelnen rechteckförmigen
Impulses (5) mit der Dauer von weniger als der halben Periode
des Symboltaktes triggert,
daß die positiven und negativen Flanken eines aus dem regenerierten Quadratursignal abgeleiteten Wechselsignals (6) bezüglich ihrer zeitlichen Lage mit dem rechteckförmigen Impuls (5) in einer Vergleichseinrichtung (7) bzw. (27) verglichen werden,
daß durch diesen Vergleich ein Spannungsimpuls (8) bzw. (9) erzeugt wird, dessen Fläche umso größer ist, je zeitlich enger die Flanken des Wechselsignals (6) mit den positiven Flanken des Symboltaktes (1) bzw. des von ihm abgeleiteten rechteckförmigen Impulses (5) zusammentreffen,
daß Entscheiderstufen (10) bzw. (11) vorhanden sind, welche entscheiden, ob die positiven bzw. negativen Flanken des Wechselsignals (6) vor oder nach der positiven Flanke des Symboltaktes (1) bzw. des von ihm abgeleiteten rechteckförmigen Impulses (5) auftreten, und
daß abhängig vom jeweiligen Ergebnis dieser Entscheidung der zugehörige Spannungsimpuls (8) bzw. (9) auf einen Steuereingang (14), der den steuerbaren Oszillator in voreilender Richtung beeinflußt, oder auf einen Steuereingang (15), der den steuerbaren Oszillator in nacheilender Richtung beeinflußt, aufgeschaltet wird.
daß die positiven und negativen Flanken eines aus dem regenerierten Quadratursignal abgeleiteten Wechselsignals (6) bezüglich ihrer zeitlichen Lage mit dem rechteckförmigen Impuls (5) in einer Vergleichseinrichtung (7) bzw. (27) verglichen werden,
daß durch diesen Vergleich ein Spannungsimpuls (8) bzw. (9) erzeugt wird, dessen Fläche umso größer ist, je zeitlich enger die Flanken des Wechselsignals (6) mit den positiven Flanken des Symboltaktes (1) bzw. des von ihm abgeleiteten rechteckförmigen Impulses (5) zusammentreffen,
daß Entscheiderstufen (10) bzw. (11) vorhanden sind, welche entscheiden, ob die positiven bzw. negativen Flanken des Wechselsignals (6) vor oder nach der positiven Flanke des Symboltaktes (1) bzw. des von ihm abgeleiteten rechteckförmigen Impulses (5) auftreten, und
daß abhängig vom jeweiligen Ergebnis dieser Entscheidung der zugehörige Spannungsimpuls (8) bzw. (9) auf einen Steuereingang (14), der den steuerbaren Oszillator in voreilender Richtung beeinflußt, oder auf einen Steuereingang (15), der den steuerbaren Oszillator in nacheilender Richtung beeinflußt, aufgeschaltet wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß das Kippglied (2) aus einer Steuerstufe
(3) und einer Laufzeitkette (4) besteht.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Vergleichseinrichtungen (7) bzw. (27)
je ein monostabiles Kippglied (16) bzw. (19) enthält, die von
den positiven Flanken bzw. negativen Flanken des
Wechselsignals (6) getriggert werden zur Erzeugung eines
einzelnen rechteckförmigen Impulses von der Dauer von weniger
als der halben Periode des Symboltaktes und
daß eine logische UND-Verknüpfung (41) vorgesehen ist, durch die die zeitliche Lage der einzelnen rechteckförmigen Impulse zu der zeitlichen Lage des von der positiven Flanke des frequenzsteuerbaren Oszillators ausgelösten einzelnen rechteckförmigen Impulses festgestellt wird.
daß eine logische UND-Verknüpfung (41) vorgesehen ist, durch die die zeitliche Lage der einzelnen rechteckförmigen Impulse zu der zeitlichen Lage des von der positiven Flanke des frequenzsteuerbaren Oszillators ausgelösten einzelnen rechteckförmigen Impulses festgestellt wird.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die beiden monostabilen Kippglieder (16),
(19) aus einer Steuerstufe (17) und einer Laufzeitkette (18)
bestehen.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 oder 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die Laufzeitkette (4) des
monostabilen Kippgliedes (2) Anzapfungen aufweist, daß die
Vergleichseinrichtungen (7), (27) parallele Schieberegister
(22), (23) enthalten, die bei der positiven bzw. negativen
Flanke des Wechselsignals (6) die an den Anzapfungen der
Laufzeitkette (4) anstehenden binären Signale übernehmen, und
daß die Ausgänge dieser Schieberegister jeweils mit dem
Eingang eines Digital-Analogumsetzers (24) bzw. (25) verbunden
sind.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7,
dadurch gekennzeichnet, daß durch eine weitere logische
Verknüpfung der am Anfang und am Ende der Laufzeitkette (4)
anliegenden Signale ein Sperrensignal (43) ableitbar ist, mit
dem die Abgabe eines Impulses (8), (9) am Ausgang der
Vergleichseinrichtung (7), (27) unterbindbar ist.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
DE19893937055 DE3937055A1 (de) | 1989-11-07 | 1989-11-07 | Takt-phasendetektor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893937055 DE3937055A1 (de) | 1989-11-07 | 1989-11-07 | Takt-phasendetektor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3937055A1 DE3937055A1 (de) | 1991-05-08 |
DE3937055C2 true DE3937055C2 (de) | 1993-06-09 |
Family
ID=6393047
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19893937055 Granted DE3937055A1 (de) | 1989-11-07 | 1989-11-07 | Takt-phasendetektor |
Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE3937055A1 (de) |
Families Citing this family (3)
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DE19821290B4 (de) * | 1998-05-13 | 2007-10-11 | Atmel Germany Gmbh | Demodulator für ein frequenzmoduliertes Signal |
DE19821291C1 (de) * | 1998-05-13 | 1999-02-11 | Temic Semiconductor Gmbh | Demodulator für ein frequenzmoduliertes Signal |
Family Cites Families (4)
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JPS6387835A (ja) * | 1986-10-01 | 1988-04-19 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル信号復調装置のビツトクロツク信号発生装置 |
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-
1989
- 1989-11-07 DE DE19893937055 patent/DE3937055A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE3937055A1 (de) | 1991-05-08 |
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