DE3913872A1 - Verfahren zur messung grosser phasenhuebe an jittermodulierten signalen und anordnung zu dessen durchfuehrung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung großer Phasenhü­ be an jittermodulierten Signalen gemäß dem Oberbegriff des An­ spruchs 1 und eine Anordnung zu dessen Durchführung.

Zur Gewinnung der Jitterzeitfunktion (Phasenzeitfunktion) aus einem jittermodulierten (phasenmodulierten) hochfrequenten Signal sind prinzipiell eine unmodulierte Vergleichsfrequenz (Referenz­ frequenz) und ein geeigneter Phasenvergleicher notwendig.

Digitale Phasenvergleicher werden in Phasenmeßeinrichtungen, z.B. für Jittermeßgeräte, oder in Phasenregeleinrichtungen, z.B. für phasengerastete und/oder phasenmodulierte Oszillatoren (für Jit­ termodulatoren) , besonders häufig eingesetzt. Sie stellen einen Konverter dar, der die zeitkontinuierliche Phasendifferenz zweier frequenzgleicher Rechteckspannungen auf die Pulsdauer einer Ausgangs-Rechteckspannung überträgt.

Digitale Phasenvergleicher werden mit Bausteinen der Digitaltech­ nik (Gatter, Flipflops) realisiert. Es sind drei grundsätzliche Varianten digitaler Phasenvergleicher bekannt:
A) Gattertyp. Er verwendet Exclusiv-Oder-Gatter (z.B. SN 74LS86 von TI) oder auch Multiplizierer oder Mischer und besitzt folgen­ de Merkmale:

• - Ausgangsfrequenz = 2x Eingangsfrequenz,
• - Meßbereich +- pi/2,
• - nur phasensensitiv,
• - hohe Empfindlichkeit.

B) Flipfloptyp 1. Er verwendet im einfachsten Falle nur ein R/S- Flipflop (z.B. SN 74LS74 von TI) und besitzt folgende Merkmale:

• - Ausgangsfrequenz = Eingangsfrequenz,
• - Meßbereich +- pi,
• - frequenz- und phasensensitiv,
• - Empfindlichkeit um 6 dB geringer als bei 1).

C) Flipfloptyp 2. Er verwendet mehrere Gatter und Flipflops, ist integriert verfügbar (z.B. MC 4044 von Mototola) und besitzt fol­ gende Merkmale:

• - Ausgangsfrequenz = Eingangsfrequenz,
• - frequenz- und phasensensitiv,
• - Meßbereich = +- 2pi, zusammengesetzt aus zwei Kennlinien des Flipfloptyps 1),
• - Welligkeit in der Mitte,
• - Empfindlichkeit mindestens um 12 dB geringer als bei 1),
• - je ein Ausgang für voreilende bzw. für nacheilende Phase.

Sollen Phasenvergleicher in präzisen Phasenmeßeinrichtungen, bei­ spielsweise solchen für die Jittermessung, verwendet werden, so fordert man hohe Linearität, große Aussteuerbarkeit und maximale Modulations- und Demodulationsgrenzfrequenzen.

Die Linearität derartiger Phasenvergleicher hängt in der Praxis stark von der jeweiligen Realisierung ab, insbesondere dann, wenn der Jitter an Digitalsignalen hoher Bitfolgefrequenz gemessen werden soll.

Im folgenden werden die Verhältnisse bei dem bekannten Phasenver­ gleicher gemäß C) (Flipfloptyp 1) dargestellt, wobei die Überle­ gungen sinngemäß auch für die übrigen Typen von Phasenverglei­ chern gelten. Hierbei zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Phasenvergleichers gemäß C) mit nachgeschaltetem Tiefpaß.

Fig. 2 den zeitlichen Verlauf zweier an den Eingängen des in Fig. 1 dargestellten Phasenvergleichers anliegenden Nadel­ impulse sowie des dabei am Ausgang des Phasenvergleichers erscheinenden Impulszuges,

Fig. 3 ein Diagramm der Ausgangsspannung U _i des Tiefpasses 2 als Funktion des Phasenversatzes Phi₂ zwischen Nadelimpulsen, die von einem Eingangssignal S _E abgeleitet sind, und den Nadelimpulsen eines Referenztaktsignals S _R,

Fig. 4 ein Spektrum des Ausgangsignals der in Fig. 1 darge­ stellten Anordnung,

Fig. 5 ein Blockschaltbild der in Fig. 1 dargestellten Anord­ nung mit vorgeschalteten Frequenzteilern 4 und 5 und

Fig. 6 ein Spektrum des Ausgangsignals der in Fig. 5 darge­ stellten Anordnung.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält einen Phasenver­ gleicher 1, dem ein Siebglied 2 nachgeschaltet ist, das den Mit­ telwert des mit der Phasenmodulation schwankenden pulsdauermodu­ lierten Ausgangssignals des Phasenvergleichers 1 abgibt.

Fig. 2 zeigt oben die an einem Eingang E des Phasenvergleichers 1 liegenden Nadelimpulse S _E , die aus einem mit der Frequenz f _m phasenmodulierten Eingangssignal abgeleitet sind, und in der Mit­ te die an einem Eingang R liegenden Nadelimpulse S _R, die aus ei­ nem Referenzsignal abgeleitet sind, deren zeitabhängige Phasen­ differenz zu bestimmen ist, sowie unten die am Ausgang des Pha­ senvergleichers 1 erscheinende Ausgangsspannung u ₀. Letztere ist idealerweise rechteckförmig und wird dem Siebglied 2 zugeführt, das eine ihrem Mittelwert entsprechende Spannung u _i abgibt.

Die am Ausgang des Phasenvergleichers 1 liegende Spannung u ₀ weist aber insbesondere bei hohen Frequenzen tatsächlich eine Welligkeit auf, die unmittelbar nach der Flanke zum Teil be­ trächtliche Werte annimmt. Dies kann dazu führen, daß sich der für präzise Meßanwendungen ausnutzbare Teil O ₂ des Impulszuges drastisch reduziert und häufig Werte von weniger als der Hälfte des bei tiefen Frequenzen theoretisch möglichen Maximalwertes O ₁ annimmt.

Das in Fig. 3 dargestellte Diagramm zeigt die Kennlinie U _O (O), in der sich alle Welligkeiten des in Fig. 2 dargestellten Im­ pulszuges abbilden. Sie stellt den arithmetischen Mittelwert des Impulszuges u _O (t) in Abhängigkeit von der zeitlichen Position O der ansteigenden Flanke des Impulszuges S _E dar.

Fig. 4 zeigt das zu dem in Fig. 2 dargestellten Impulszug U _O (t) gehörige Spektrum für die aus dem mit f _m modulierten Eingangssig­ nal abgeleiteten Nadelimpulse S _E . Es weist neben der bei der Mo­ dulationsfrequenz f _m auftretenden Spektrallinie U _O , die das Meß­ ergebnis darstellt, eine Schar weiterer Spektrallinien auf, die sich um eine Spektrallinie bei der Bitfolgefrequenz f _B gruppiert. Diese besitzen einen der Modulationsfrequenz f _m entsprechenden gegenseitigen Abstand und ihre Amplituden nehmen mit zunehmendem Abstand von f _B ab. Sie müssen vom Meßergebnis durch Tiefpaßfilte­ rung getrennt werden.

Fig. 5 zeigt eine der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ent­ sprechende Anordnung, bei der den beiden Impulseingängen eines gleichen Phasenvergleichers 3 jeweils ein digitaler Frequenztei­ ler 4 bzw. 5 mit dem Teilungsverhältnis N=4 vorgeschaltet ist. Nicht näher dargestellt sind Impulsformer, die aus dem Eingangs­ signal und aus dem Referenzsignal die Nadelimpulse erzeugen. Am Ausgang des Phasenvergleichers 3 liegt ein RC-Siebglied 6.

Durch das Vorschalten der Frequenzteiler werden die ausnutzbaren Bereiche des PDM-Phasenvergleichers (PDM = Pulsdauermodulation) zwar kräftig vergrößert, und gleichzeitig wird der Meßbereich des Phasenvergleichers PD um den Teilungsfaktor N erhöht. Doch wird dabei die maximal meßbare Jitterfrequenz durch das für Jittermeß­ demodulatoren äußerst unerwünschte Heruntersetzen der Frequenz des zu demodulierenden phasenmodulierten Trägers um den Faktor N reduziert.

Fig. 6 zeigt das am Ausgang des Phasenvergleichers 3 bei Fre­ quenzteilung um den Faktor N=4 auftretende Spektrum. Es enthält wie das in Fig. 4 dargestellte Spektrum bei der Modulationsfre­ quenz f _m eine das Meßergebnis darstellende Spektrallinie U _O , de­ ren Amplitude jedoch nur ein Viertel derjenigen des in Fig. 4 dargestellten Spektrums beträgt.

Außerdem tritt eine Schar von Spektrallinien auf, die sich hier um eine bei der Frequenz f _B :N liegende Spektrallinie gruppiert und die einen der Modulationsfrequenz f _m entsprechenden gegensei­ tigen Abstand aufweisen. Ihre Amplituden nehmen jedoch mit zuneh­ mendem Abstand von f _B :N aber viel stärker ab als dies beim Spek­ trum gemäß Fig. 4 der Fall ist. Die Frequenzteiler 4, 5 bewir­ ken, daß das Ausgangssignal nur noch einen Bruchteil 1/ N der vom Eingangssignal gelieferten Phaseninformation enthält.

Werden Anordnungen gemäß Fig. 5 in schnellen Phasenregelkreisen zu Modulationszwecken verwendet, so macht sich eine mit dem Fre­ quenzteilungsfaktor N größer werdende Totzeit störend bemerkbar, die der Frequenzteiler mit sich bringt. Außerdem stört in Modula­ toren für Jittergeneratoren, die als schnelle Phasenregelkreise ausgebildet sind, auch das relativ starke Störspektrum um die Phasenvergleichsfreguenz f _B :N, das ausreichend unterdrückt werden muß, bevor mit diesem Signal die Phase des Oszillators geregelt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren sowie eine für seine Durchführung geeignete Anordnung (Phasenverglei­ cher für Impulssignale) zur Messung großer Phasenhübe in Taktsig­ nalen in Jittermodulatoren und Jitterdemodulatoren anzugeben, bei dem bzw. bei der zwecks Meßbereichserweiterung im Eingangs- und im Referenztaktpfad des Phasenvergleichers eine Frequenzteilung durch N vorgenommen wird, das bzw. der die aufgeführten Nachteile weitgehend vermeidet und das bzw. der dabei einen Phasenver­ gleichsbereich von 2 bis 4 UI (unit intervall) besitzt.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen Verfahren durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 und bei einer Anordnung zu dessen Durchführung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 2 gelöst. Auf diese Weise werden alle N möglichen Zu­ stände der Vorteiler benutzt, so daß keine Phaseninformation un­ benutzt bleibt.

Die der Meßbereichserweiterung dienenden Frequenzteiler besitzen also N Ausgänge und steuern N Phasenvergleicher an, deren N Aus­ gangssignale in einer Summierstufe zusammengefügt werden. Dabei werden alle prinzipiell zur Verfügung stehenden Signalflanken (N mögliche Zustände der Frequenzteiler) benutzt, so daß keine Pha­ seninformation ungenutzt bleibt. Bei N=2 oder 4 ist der Aufwand noch gering.

Durch den zeitlichen Versatz aller Ausgangsspannungen der N Pha­ senvergleicher tritt bei richtig eingestellter "Ruhephasenlage" ohne jittermodulierende Aussteuerung auch eine gewisse Auslö­ schung der Wechselanteile im Ausgangssigal des Summierers 13 auf. In der Praxis tritt mindestens eine von vornherein stark verbes­ serte Unterdrükkung unerwünschter hochfrequenter Spektralanteile auf. Daher treten auch die in Fig. 6 dargestellten, um die Spek­ tralfreguenz f _B :N herum liegenden Spektralanteile stark gedämpft auf.

Da die Ausgangsimpulse jedes einzelnen Phasenvergleichers genü­ gend lang einschwingen können, ist der für Messungen benutzbare lineare Teil der Kennlinie UO(O) der in Fig. 7 dargestellten Anordnung genau so groß wie im Falle der Fig. 5.

Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, ein Über­ sprechen zwischen Frequenzteilerausgängen und nicht mit ihnen verbundenen Phasenvergleichereingängen zu minimieren.

Die Erfindung besitzt folgende vorteilhaften Eigenschaften:

• - Die Erfindung kann grundsätzlich bei jedem Typ von digitalem Einzelphasenvergleicher angewandt werden. Lediglich die Aus­ steuersignale aus den Vorteilern müssen in geeigneter Weise erzeugt werden.
• - Mit Phasenvergleichern gemäß C) und N=4 wird ein Phasenmeßbe­ reich von insgesamt 4 UI erzielt.
• - Die Empfindlichkeit der Phasenmeßanordnung liegt 4-fach höher als bei einem Einzelvergleicher mit entsprechendem Meßbereich.
• - Störende Spektralanteile des Signals, die durch Filterung zu unterdrücken sind, weisen prinzipiell eine hohe Unterdrückung auf. Ohne Modulation liegt eine vollständige Trägerunterdrük­ kung vor. Es können weniger steile Filter mit hoher Grenzfre­ quenz verwendet werden.
• - N kann prinzipiell jeden geradzahligen Wert annehmen. Aus Auf­ wandsgründen ist N = 4 empfehlenswert.
• - Impulsdach und Impulsfuß weisen auch bei hohen Frequenzen brei­ te Zonen ohne Welligkeit auf, so daß Linearitätsschwierigkeiten in der Praxis von vornherein gemildert sind.
• - Es wird die Phaseninformation jedes Taktimpulses verwendet. Die zu berücksichtigende Totzeit entspricht derjenigen eines Pha­ senvergleichers, der dicht bei f _B arbeitet, was besonders wich­ tig in flinken Phasenregelkreisen ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung darge­ stellt und wird im folgenden näher beschrieben. Hierbei zeigt:

Fig. 7 ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels und Fig. 8 ein Diagramm des zeitabhängigen Verlaufes mehrerer in der Anordnung gemäß Fig. 7 auftretender Spannungen bzw. Signale.

Das in Fig. 7 gezeigte Ausführungsbeispiel besitzt zwei Fre­ quenzteiler 7 und 8 mit dem Frequenzteilungsverhältnis N=4, die in nicht näher dargestellter Weise Demultiplexer für alle 4 inne­ ren Zustände enthalten. Die Ausgänge dieser Demultiplexer sind in ebenfalls nicht näher dargestellter Weise als Impulsformer ausge­ bildet, die an ihren Ausgängen a bis d bzw. A bis D Nadelimpulse abgeben. Jeweils ein Ausgang (z.B. a) des Frequenzteilers 7 und ein gegenüber einem entsprechenden Ausgang (z.B. A) des anderen Frequenzteilers 8 um zwei Stufen (N/2=2) versetzter Ausgang (z.B. C) des Frequenzteilers 8 sind mit den Eingängen (z.B. S ₁₁ und R ₁₁) eines (z.B. 11) von vier als RS-Flipflop ausgebildeten Phasenvergleichern 9 bis 12 verbunden. Die Ausgänge dieser vier Phasenvergleicher sind mit den Eingängen eines Summierers 13 ver­ bunden, dessen Ausgang das Meßergebnis abgibt.

Wie Fig. 8 zeigt, erzeugt der Frequenzteiler 7 aus den aufeinan­ derfolgenden PDM-Impulsen des Eingangssignals SE Nadelimpulse a′ bis d′, die pulslagemoduliert sind und die prinzipiell jeweils um eine Taktperiode gegeneinander versetzt sind. In ähnlicher Weise erzeugt der Frequenzteiler 8 aus den Impulsen des Referenzsignals S _R Nadelimpulse A′ bis D′, die nacheinander an seinen Ausgängen A bis D erscheinen, jedoch äquidistant sind und ebenfalls jeweils um eine Taktperiode gegeneinander versetzt sind. An den Ausgängen der Phasenvergleicher 9 bis 12 entstehen prinzipiell gleichartige PDM-Signale U₁ bis U ₄, die jeweils um eine Taktperioden gegenein­ ander versetzt sind und die der Summierer 13 zum Ergebnis zusammenfaßt.

Claims (10)

1. Verfahren zur Messung großer Phasenhübe in Jittermodulatoren und Jitterdemodulatoren, bei dem zwecks Meßbereichserweiterung der Phasenvergleich zwischen Impulsen eines Eingangs- und eines Referenzsignals jeweils nach einer Frequenzteilung durch N vorge­ nommen wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenunterschied zwischen jedem Impuls des einen Signals und einem um N/2 = n ver­ setzten Impuls des anderen Signals gemessen wird und daß die N Meßergebnisse addiert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem zwecks Meßbereichserweite­ rung im Eingangs- und im Referenztaktpfad eines Phasenverglei­ chers jeweils ein Frequenzteiler durch N vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß alle N inneren Zustände der beiden Frequenz­ teiler (7, 8) derart genutzt werden, daß mit ihrer Hilfe N Pha­ senvergleicher (z.B. 9 bis 12) zeitlich jeweils um N/2 = n Takt­ perioden versetzt angesteuert werden und daß die N Ausgangssigna­ le der N Phasenvergleicher addiert werden.

3. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens gemäß Anspruch 2 mit einem Phasenvergleicher, dessen Eingangssignal- Eingang und des­ sen Referenztaktsignal- Eingang jeweils ein digitaler Frequenz­ teiler mit dem Teilungsfaktor N : 1 vorgeschaltet ist, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Frequenzteiler (7, 8) für alle ihre N inne­ ren Zustände Taktausgänge (a bis d; A bis D) besitzen, daß die Referenzsignal-Taktausgänge (A bis D) des einen Frequenzteilers (8) mit den (ersten) Referenztaktsignal-Eingängen (R 9 bis R 12) der N Phasenvergleicher (9 bis 12) und die korrespondierenden Eingangssignal-Taktausgänge (a bis d) mit um N/2 = n versetzten Eingangssignal-Takteingängen (S ₁₁ bis S₁₀)verbunden sind und daß die Ausgänge der N Phasenvergleicher (9 bis 12) jeweils mit einem von N Eingängen eines das Meßergebnis liefernden Summationsglie­ des (13) verbunden sind.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß N gera­ de ist.

5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß N gera­ de ist.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß N gleich 2 oder gleich 4 ist.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß N gleich 2 oder gleich 4 ist.

8. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleicher (9, 10, 11, 12) Flipflop-Phasenvergleicher sind.

9. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleicher (9, 10, 11, 12) Exclusiv-ODER-Gatter sind.

10. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Verringern des Übersprechens zwischen Frequenzteilerausgängen und nicht mit ihnen verbundenen Phasenvergleichereingängen vorge­ sehen sind.