DE3906448C1 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft ein breitbandiges nichtlineares Ansteuernetzwerk
für Sender-Linearverstärker mit mehreren parallel geschalteten Ver
stärkerzügen.
Mehrkanalige Hochleistungslinearverstärker für Sender, wie sie in der
älteren Patentanmeldung P 37 33 374.7 beschrieben sind, erfordern ein
Netzwerk, das für die einzelnen Kanäle Ansteuer-Signale mit einem geeig
neten Amplituden- und Phasenverlauf zur Verfügung stellt. Da die Ver
stärker-Kanäle in Abhängigkeit von der momentanen Aussteuerung verschie
dene Eingangssignale benötigen, muß das Netzwerk eine nichtlineare Über
tragungsfunktion realisieren. Dabei muß es so breitbandig sein, daß die
Bandbreite des Gesamtsystems nicht durch das Netzwerk eingeschränkt
wird. Weiterhin sollen die Verluste im Netzwerk nicht zu groß sein, der
Aufwand sollte gering sein und die Rückwirkungen durch dynamische Anpas
sungsänderungen sollten minimal sein.
Bisher sind mehrkanalige Sender nur im Zusammenhang mit modulierten
Sender-Verstärkern realisiert worden, wie beispielsweise aus
[1] H. Chireix: High Power Outphasing Modulation Proc. I.R.E., V. 23, No. 11 (Nov. 1935) pp. 1370-1392
[2] W.H. Doherty: "A New High efficiency Power Amplifier for Modulated Waves" Proc. I.R.E. V. 24, No. 9 (Sept. 1936) pp. 1163-1182
bekannt ist. Da in diesem Fall die Hüllkurve des Signals explizit vor liegt, bietet es sich zunächst an, die erforderlichen Ansteuerspannungen als Funktion der Hüllkurve mit geeigneten Bauelementen (z. B. Kapazitäts dioden) zu realisieren. Für Breitbandlinearverstärker ist dieser Weg aber nicht gangbar, da das Hüllkurven-Signal ein Vielfaches der Verstär ker-Bandbreite hat. Ein expliziter Umgang mit der Hüllkurve schränkt die Bandbreite des Verstärkers unzulässig ein.
[1] H. Chireix: High Power Outphasing Modulation Proc. I.R.E., V. 23, No. 11 (Nov. 1935) pp. 1370-1392
[2] W.H. Doherty: "A New High efficiency Power Amplifier for Modulated Waves" Proc. I.R.E. V. 24, No. 9 (Sept. 1936) pp. 1163-1182
bekannt ist. Da in diesem Fall die Hüllkurve des Signals explizit vor liegt, bietet es sich zunächst an, die erforderlichen Ansteuerspannungen als Funktion der Hüllkurve mit geeigneten Bauelementen (z. B. Kapazitäts dioden) zu realisieren. Für Breitbandlinearverstärker ist dieser Weg aber nicht gangbar, da das Hüllkurven-Signal ein Vielfaches der Verstär ker-Bandbreite hat. Ein expliziter Umgang mit der Hüllkurve schränkt die Bandbreite des Verstärkers unzulässig ein.
Dieses Problem hat schon sehr früh zu Versuchen geführt, ohne Hüllkur
ven-Manipulation die Ansteuerspannungen zu synthetisieren. Die einzige
bekanntgewordene Lösung nach
[3] J. Fagot u. H. Chireix (Soc. franc. Radio-Electrique) DRP 759 851 (3. 12. 1939)
benutzt dazu einen Hochfrequenz(HF)-Gegenkopplungs-Pfad zur Erzeugung der Ansteuerspannungen.
[3] J. Fagot u. H. Chireix (Soc. franc. Radio-Electrique) DRP 759 851 (3. 12. 1939)
benutzt dazu einen Hochfrequenz(HF)-Gegenkopplungs-Pfad zur Erzeugung der Ansteuerspannungen.
Bei den heute üblichen mehrstufigen Halbleiterverstärkern oder bei hoch
verstärkenden Mikrowellenröhren ist aber dieser Weg nicht gangbar, da
die Laufzeit in den Verstärkern zu Instabilitäten und zu unzureichender
Bandbreite führt.
Es ist das Ziel der Erfindung, ein Ansteuernetzwerk der eingangs genann
ten Gattung zu schaffen, das die beschriebenen Nachteile nicht aufweist,
sondern vielmehr unter Vermeidung der expliziten Verarbeitung der Hüll
kurve bei der Ansteuerung mehrkanaliger Sender größere Bandbreiten er
reicht, einen wesentlich geringeren Schaltungsaufwand erfordert, Gegen
kopplungspfade vermeidet und bei geringerer Temperaturabhängigkeit eine
höhere Stabilität gewährleistet.
Gemäß der Erfindung wird dies durch die Merkmale nach dem kennzeichnen
den Teil von Anspruch 1 erreicht.
Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der
Beschreibung, in der anhand der Zeichnung mehrere Ausführungsbeispiele
erörtert werden. Es zeigt
Fig. 1 schematisch den Aufbau eines Linearverstärkers mit mehreren
Verstärkerkanälen mit dem erfindungsgemäßen Ansteuernetzwerk,
Fig. 2 schematisch einen Begrenzer mit Impedanzinverter zum Erzielen
einer steigenden Impedanz bei Begrenzung (Zweig 1),
Fig. 3 schematisch die Einfügung eines spannungsabhängigen Widerstandes
zur Erzeugung einer zur Begrenzung komplementären Spannung und
konstanter Last an der Signalquelle (Zweig 1 und Zweig 2),
Fig. 4 die Kombination von Zweig 1 und Zweig 2 zur Erzeugung von belie
bigen vektoriellen Linearkombinationen der Steuerspannungen der
einzelnen Kanäle (K 1 ... K n) mit Hilfe von Phasenschiebern
(PAK), Leistungsteilern (P, PAK) und Hybriden (H, H′), und
Fig. 5a schematisch die Erzeugung eines Begrenzers (A) und
Fig. 5b eines span
nungsabhängigen Widerstandes (C) mit Hilfe von vorgespannten
Halbleiterdioden.
Fig. 1 zeigt schematisch den Aufbau eines Linearverstärkers mit mehreren
- und zwar im Beispiel fünf - Verstärkerkanälen mit dem erfindungsge
mäßen Ansteuernetzwerk.
Die individuellen Verstärker werden gemäß der Erfindung durch ein An
steuernetzwerk so angesteuert, daß eine lineare Übertragungsfunktion für
das gesamte N-Kanal-System zustande kommt, und daß die Anpassung der
einzelnen Verstärker über den Aussteuerbereich optimiert wird. Die reak
tive Belastung der individuellen Verstärker wird durch Shunt-Suszeptan
zen (S 2 ... S 5) kompensiert.
Typische N-Kanal(Pamela)-Verstärker benötigen auf einem Kanal (K 1) eine
Ansteuerspannung, die oberhalb einer bestimmten Amplitude nur wenig an
steigen soll (Begrenzereffekt). Die anderen Kanäle (K 2 ... K n) sollen
dagegen eine nahezu lineare Amplitudentransferfunktion haben, lediglich
die Phase soll sich bei größeren Aussteuerungen charakteristisch verän
dern.
Das Problem, das eingangs näher erläutert wurde, wird gemäß der Erfin
dung dadurch gelöst, daß man für den ersten Zweig (Z 1) einen amplituden
einstellbaren Begrenzer A vorsieht, wie er in Fig. 2 dargestellt ist.
Erfindungsgemäß wird dieser Begrenzer A nicht direkt, sondern über einen
Impedanzinverter B, der z. B. eine λ/4-Leitung sein kann, an die
Signalquelle S angeschlossen. Dadurch wird an der Signalquelle S bei
Begrenzungseinsatz eine steigende Impedanz erzeugt. Der Zweig Z₁
arbeitet in die Last L.
Im zweiten Schritt wird gemäß Fig. 3 an der Signalquelle S zusätzlich
ein Widerstand C angeschlossen, der erst oberhalb einer einstellbaren
HF-Spannung zu leiten beginnt. Dieser Widerstand koppelt auf einen zwei
ten Zweig Z 2 des Netzwerkes, dessen Lastimpedanz L 2 konstant ist. Die
Amplitude am Begrenzer A und die Amplitude der beginnenden Leitfähigkeit
des Widerstandes C sind so aufeinander abgestimmt, daß der vom Begren
zereinsatz verringerte Leitwert an der Signalquelle S durch die variable
Leitfähigkeit des Widerstandes C kompensiert wird. Dadurch bleibt für
die Signalquelle S die Last konstant.
Aus dem Zweig 1 und 2 werden nach Fig. 4 die für die einzelnen Verstär
kerkanäle (K 1 ... K n) erforderlichen Steuerspannungen durch geeignete
Linearkombinationen gebildet. Der Zweig Z 1 liefert ein Signal, das ober
halb einer gegebenen Amplitude begrenzt ist und keinen Phasengang auf
weist. Ein Teil dieser Leistung kann also direkt zur Ansteuerung des
ersten Verstärkerkanals K 1 dienen. Zur Leistungsteilung wird der Lei
stungsteiler P verwendet. Die Eingangsimpedanz des Leistungsteilers
stellt die Last L für den Zweig Z 1 dar.
Für die weiteren Verstärker werden aus Zweig Z 1 und Zweig Z 2 nach geeig
neter Phasen- und Amplitudenkorrektur (PAK) Linearkombinationen der
Steuerspannungen in den Hybriden H, H′ gebildet, die die für die Ver
stärkerkanäle K 2 ... K n erforderlichen Phasen- und Amplitudenverläufe
haben. Die Phasen- und Amplitudenkorrektur PAK wird durch feste Phasen
schieber und Leistungsteiler erzielt. Die Phasenschieber können z. B.
Leitungsstücke unterschiedlicher Länge sein, die Leistungsteiler können
z. B. als Hybride realisiert werden. Durch die Hybriden H, H′ bleiben
auch die Zweige Z 1 und Z 2 entkoppelt.
Nach Fig. 5a wird der Begrenzer A mit einstellbarem Begrenzungseinsatz
durch eine mit einer untergelegten Gleichspannung rückwärts vorgespann
ten Halbleiterdiode 1 gebildet. Die Kapazität 3 und die Induktivität 2
dienen zur Entkopplung des Gleichstrompfades vom HF-Signal-Pfad des
Begrenzers A.
Solange die HF-Spitzenspannung die Gleichspannung U G1 nicht überschrei
tet, bleibt die Diode nichtleitend. Wird die HF-Spannung jedoch so groß,
daß die Diode vorwärts ausgesteuert wird, steigt der Leitwert rasch an
und verhindert ein weiteres Ansteigen der HF-Spannung. Im Diagramm nach
Fig. 5a ist mit G der Leitwert der Diode bezeichnet, mit U HF die
HF-Signalspannung.
Der Widerstand C mit HF-spannungsabhängiger Leitfähigkeit wird gemäß
Fig. 5b nach dem gleichen Prinzip gebildet. Eine rückwärts vorgespannte
Halbleiterdiode 11 liegt in Serie mit einer konstanten Last L 2. Die
Kapazität 13 und die Induktivitäten 12 und 14 dienen wiederum zur Ent
kopplung des Gleichstrompfades vom HF-Signalpfad des Widerstandes C.
Solange die HF-Spitzenspannung die Diode 11 nicht vorwärts aussteuert,
fließt kein Strom in die Last L 2. Bei größerer Spannung fängt die Diode
11 an zu leiten, und an der Last L 2 entsteht eine Ausgangsspannung
U Last , die mit der Eingangsspannung U in steigt. Die konstante Last
L 2 entspricht dem konstanten Eingangswiderstand des PAK-Netzwerkes.
Das Ansteuernetz gemäß der Erfindung gestattet den Bau mehrkanaliger
Hochleistungs-Linearverstärker mit bescheidenem Aufwand. Das Ansteuer
netz kann bis zu Mikrowellenfrequenzen realisiert werden und gestattet
Bandbreiten, wie sie sonst mit wirkungsgradverbesserten Verstärkern
nicht erzielbar sind. Die Durchlaßverluste liegen bei wenigen d B und
sind für die Anwendung unerheblich.
Claims (3)
1. Breitbandiges nichtlineares Ansteuernetzwerk für Linearverstärker
mit mehreren parallel geschalteten Verstärkerzügen, dadurch gekenn
zeichnet,
- - daß im ersten Zweig (Z₁) des Ansteuernetzwerkes ein amplituden einstellbarer Begrenzer (A) vorgesehen ist, der über einen Impedanz inverter (B) an die Signalquelle (S) angeschlossen ist, wodurch an der Signalquelle (S) bei Begrenzungseinsatz eine steigende Impedanz erzeugt wird,
- - daß an der Signalquelle (S) zusätzlich ein Widerstand (C) ange schlossen ist, der erst oberhalb einer einstellbaren HF-Spannung zu leiten beginnt und daß dieser Widerstand (C) auf einen zweiten Zweig (Z₂) des Netzwerkes mit konstanter Lastimpedanz koppelt, wobei die Amplitude am Begrenzer (A) und die Amplitude der beginnenden Leit fähigkeit des Widerstandes (C) so aufeinander abgestimmt sind, daß der vom Begrenzereinsatz verringerte Leitwert an der Signalquelle (S) durch die variable Leitfähigkeit des Widerstandes (C) kompen siert wird und somit die Last für die Signalquelle (S) konstant bleibt und
- - daß der erste Zweig (Z₁) ein Signal liefert, das oberhalb einer gegebenen Amplitude begrenzt ist und bezogen auf das Eingangssignal der Signalquelle (S) keinen Phasengang aufweist und daß ein Teil dieser Leistung über einen Leistungsteiler (P) direkt zur Ansteue rung des ersten Verstärkerkanals dient, und
- - daß die zur Ansteuerung der weiteren Verstärkerkanäle benötigten Steuerspannungen mit variabler Phase durch vektorielle Linearkombi nationen der Signale aus den Zweigen (Z₁, Z₂) nach fester Phasen- und Amplitudenkorrektur (PAK) in Hybriden (H, H′) gebildet werden.
2. Ansteuernetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Begrenzer (A) mit einem einstellbaren Begrenzungseinsatz durch eine mit
einer untergelegten Gleichspannung rückwärts vorgespannte Halbleiter
diode (1) gebildet wird. (Fig. 5a).
3. Ansteuernetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Widerstand (C) mit HF-spannungsabhängiger Leitfähigkeit durch eine rück
wärts vorgespannte Halbleiterdiode (11) gebildet wird, die in Serie mit
einer konstanten Last (L 2) liegt. (Fig. 5b).
Priority Applications (6)
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ID=6375221
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