DE2219122B2 - Feldeffekttransistorstufe als Mischer oder Verstärker mit verbesserter Intermodulationsunterdrückung - Google Patents
Feldeffekttransistorstufe als Mischer oder Verstärker mit verbesserter IntermodulationsunterdrückungInfo
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Description
45 Grenzen gesetzt, da nämlich der Verstärker dann mit Vorstufen versehen werden muß, z. B. abge-
stimmten Resonanzkreisen od. dgl., um die Selektivität zu vergrößern. In diesen Vorstufen entstehen
wiederum Verluste, so daß dadurch die Empfind-
Die Erfindung betrifft eine Feldeffekttransistor- 50 lichkeit des Verstärkers wieder verringert wird,
stufe als Mischer oder Verstärker zur Verarbeitung Ein weiteres Verfahren, die Amplitude von Inter-
von HF-Signalen bei gleichzeitiger hoher Intermodu- modulationsprodukten zu verringern, ist die Verwen-
lationsunterdrückung mit zumindest einer Feldeffekt- dung einer automatischen Verstärkungsregelung, um
transistoranordnung, deren Gate über eine Eingangs- die Empfindlichkeit eines Empfängers selektiv ein-
schaltu: g an einer erster Eingangssignale bestimm- 55 zustellen. Eine automatische Verstärkungsregelung,
ter Frequenz liefernden Signalquelle liegt und deren welche die Verstärkung von HF-Stufen proportional
Source an eine zweite Signalquelle mit konstanter der Amplitude des Eingangssignals verringert, ver-
Signalfrequenz angeschlossen ist, wobei die Ein- ringert auch die Amplitude der unerwünschten Si-
gangssignale unerwünschte Signale mit von der be- gnale und damit die Amplitude der Intermodula-
stimmten Frequenz verschiedenen Frequenzen um- 60 tionsprodukte. Die Verwendung einer erhöhten Se-
fassen können, die eine intermodulation in der Feld- lektivität und einer automatischen Verstärkungsrege-
effekttransistoranordnung erfahren und unerwünschte lung stellen jedoch keine zufriedenstellenden Verfah-
Intermodulationsprodukte an der Source-Drain- ren dar, um die Intermcdulationsprodukte in einem
Strecke erzeugen. Empfänger zu verringern, wenn dieser auf Signale
Der zunehmende Bedarf von Frequenzen, insbe- 65 mit sehr niedrigem Signalpegel ansprechen soll,
sondere im HF-Frequenzbereich, und die entspre- Die Intermodulationsprodukte, die die meisten
chend vielseitige Anwendung führen zu unerwünscht- nachteiligen Einflüsse auf das Verhalten eines Emp-
ten Nebeneffekten bei HF-Nachrichtenverbindungen, fängers mit sich bringsn, werden im HF-Verstärker
und im Mischer erzeugt Dies ist der Fall, da die in der dem Mischer folgenden Stufe erzeugten Intermodulationsprodukte
durch ein Ve> bessern der Selektivität der Folgestufen verrirgert werden können.
Von den beiden genannten Stufen erzeugt der Mischer üblicherweise die Intermodulationsprodukte
mit den größten Amplituden, da das vom IDF-Verstärker angelegte Eingangssignal größer ist als das
von der Antenne oder den Vorstufen an den HF-Ver-
ren für große Signale und große Leistungen verwirklichen, die entweder eine niedrige Eingangsimpedanz,
eine hohe Abschnürspannung oder eine Kombination dieser beiden Eigenschaften aufweisen und
sich somit gegenüber üblichen Feldeffekttransistoren für kleine Signale und niedrige Leistungen unterscheiden.
Die niedrige Eingangsimpedanz kann durch die Parallelschaltung einer Vielzahl von Feldeffekttransistoren
entweder in einer Source-Basiischaltung
stärker angelegte Signal. Um die Intermodulations- io oder einer Gate-Basisschaltung erzielt werden. Die
produkte in HF-Verstärkern und Mischern zu ver- gleichen Ergebnisse lassen sich auch mit einem
ringern, ist es bereits bekannt, einen Feldeffekttran- speziell entwickelten Feldeffekttransistor für große
sistor zu verwenden, da dieser eine Vorspannungs- Leistung und große Signale erzielen, dessen Kanalmöglichkeit
für einen Betrieb nach einer im wesent- breite größer ist als die vergleichbare Kanalbreite
liehen quadratisch verlaufenden Arbeitskennlinie er- 15 von üblichen Feldeffekttransistoren. Durch ein Vermöglicht
(Funk-Technik, 1970, S. 44 und 45). ringern der Eingangsimpedanz ist die Amplitude des
Für solche Mischer finden übliche Feldeffekttransistoren
mit einer Abschn Urspannung von nicht mehr
als 8 V Verwendung, wobei der Drain-Sättigungsstrom innerhalb eines Bereiches von 4 bis etwa 10 sert. Zusätzlich kann die Abschnürspannung vergrö-2OmA liegt (US-PS 33 48 154). Diese Mischer haben ßert werden, indem das Dotierungsniveau für das für Intermodulationsprodukte dritter Ordnung einen
Unterdrückungsfaktor in der Größenordnung von
85 db, was etwa 20 db (lOmal) mehr als der Unterdrückungsfaktor von bipolaren Transistoren ist. Ob- 25 ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von wohl Feldeffekttransistor-Mischer mit einer Inter- Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Anmodulationsunterdrückung von etwa 85 db für viele Sprüchen und der Zeichnung. Es zeigt Anwendungsfälle ausreichend sind, genügen solche Fig. 1 das Schaltbild eines Mischers mit einem Mischer nicht den Anforderungen in sehr empfind- zusammengesetzten Feldeffekttransistor, der aus liehen Empfängern, die in einem HF-Frequenz- 30 mehreren Feldeffekttransistoren besteht, die mit gebereich arbeiten, in welchem verhältnismäßig viele meinsamer Source als Bezugselektrode parallel geStationen hoher Leistung und mit nahe beieinander- schaltet sind;
als 8 V Verwendung, wobei der Drain-Sättigungsstrom innerhalb eines Bereiches von 4 bis etwa 10 sert. Zusätzlich kann die Abschnürspannung vergrö-2OmA liegt (US-PS 33 48 154). Diese Mischer haben ßert werden, indem das Dotierungsniveau für das für Intermodulationsprodukte dritter Ordnung einen
Unterdrückungsfaktor in der Größenordnung von
85 db, was etwa 20 db (lOmal) mehr als der Unterdrückungsfaktor von bipolaren Transistoren ist. Ob- 25 ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von wohl Feldeffekttransistor-Mischer mit einer Inter- Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Anmodulationsunterdrückung von etwa 85 db für viele Sprüchen und der Zeichnung. Es zeigt Anwendungsfälle ausreichend sind, genügen solche Fig. 1 das Schaltbild eines Mischers mit einem Mischer nicht den Anforderungen in sehr empfind- zusammengesetzten Feldeffekttransistor, der aus liehen Empfängern, die in einem HF-Frequenz- 30 mehreren Feldeffekttransistoren besteht, die mit gebereich arbeiten, in welchem verhältnismäßig viele meinsamer Source als Bezugselektrode parallel geStationen hoher Leistung und mit nahe beieinander- schaltet sind;
liegenden Sendefrequenzen liegen. Diese Bedingungen F i g. 2 das Schaltbild eines Mischers mit einem
sind jedoch zumindest in den Bändern für die HF- zusammengesetzten Feldeffekttransistor aus einer
Übertragung gegeben, in denen kommerzieller Ver- 35 Vielzahl von Feldeffekttransistoren, die mit gemeinkehr
stattfindet. Es gilt daher als sehr schwierig, den samem Gate als Bezugselektrode parallel geschaltet
Bezugssignals am Eingang des Feldeffekttransistors verkleinert, womit sich die Intennodulatkrasunterdrückung
für Mischer oder HF-Verstärker verbes-
Gate und die Source-Drain-Strecke entsprechend eingestellt wird.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung
Intermodulations-Unterdrückungsfaktor für Mischer, insbesondere bei Empfängern, weiter zu vergrößern,
als dies mit üblichen Feldeffekttransistoren bereits erziel bar ist.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer
oder HF-Verstärker zu schaffen, mit der sich die Intermodulationsunterdrückung weiter verbessern
sind;
F i g. 3 das Schaltbild eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor, der im Vergleich mit üblichen
Feldeffekttransistoren eine vergrößerte Kanalbreite aufweist;
F i g. 4 ein Kennlinienfeld für den Feldeffekttransistor gemäß F i g. 3.
Für HF-Verstärker- und Mischerschaltungen fin-
läßt. Dabei so'len derartige Stufen für die Verwen- 45 den übliche Feldeffekttransistoren wegen des Vorteils
dung in sehr empfindlichen Nachrichtenempfängern der ihnen eigenen linearen Charakteristiken Verwengeeignet
sein. Diese Nachrichtenempfänger sollen dung. Bekannte Schaltungen verwenden Feldeffekttrotz
der geforderten überdurchschnittlich hohen transistoren für niedrige Leistung und kleine Signale
Intermodulationsunterdrückung unter Verwendung in sorgfältig ausgelegtem Schaltungsaufbau, um die
von Mischern und HF-Verstärkern hersiellbar sein, 50 Eigenschaften möglichst optimal zu nutzen, ohne
die vorzugsweise serienmäßig hergestellte und ge- jedoch derartige Feldeffekttransistoren selbst zu optigebenenfalls
aussortierte Feldeffekttransistoren ver- mieren. Übliche Feldeffekttransistoren haben in der
wenden. Es sollen jedoch auch Wege gezeigt werden, Regel eine Abschnürspannung am Gate von nicht
wie spezielle Feldeffekttransistoren aufzubauen sind, mehr als ungefähr 8 V bei einem Sättigungsstrom
die eine wesentlich höhere Intermodulationsunter- 55 zwischen etwa 4 und 20 mA. Die speziellen charakdrückung
gegenüber Stufen mit der gleichen Anzahl teristischen Eigenschaften des Feldeffekttransistors,
von üblichen Feldeffekttransistoren erzielen lassen. die zu Intermodulationsverzerrungen beitragen, wur-
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch ge- den bisher offensichtlich nicht ausreichend verstanlöst,
daß die Feldeffekttransistoranordnung mit einem d°n bzw. berücksichtigt. Mischer mit Feldeffekttran-Source-Drain-Aufbau
mit bestimmter Dimensionie- 60 sistoren haben, wie sich durch Experiment feststellen
rung und Dotierung zur Erzielung einer Abschnürspannung versehen ist, die einen Drain-Sättigungsstrom
von über 40 mA zuläßt.
Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erindung
sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Die Ziele der Erfindung lassen sich in vorteilhafter Weise bei HF-Verstärkern oder Mischern durch die
Verwendung speziell entwickelter Feldeffekttransisto-
läßt, einen Intermodulations-Unterdrückungsfaktor im Bereich von etwa 80 bis etwa 86 db.
Die nachfolgende mathematische Ableitung bestimmt das angenäherte quantitative Verhältnis zwisehen
der Intermodulationsunterdrückung eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor, der Abschnürspannung
am Gate (F,,), der Spitzenamplitude des Signals im Übertraeunpshereirh (V \ Hnc öle
5 6
Bezugsniveau zur Messung der Intermodulation ver- durch die gekrümmten Teile der Kennlinien verläuft,
wendet wird, und den Koeffizienten zweiter und Die Nichtlinearität der Übertragungscharakteristik
vierter Ordnung der Taylorschen Reihe der Über- ist der am schwierigsten zu behandelnde Faktor, der
tragungscharakteristik des Feldeffekttransistors. Nach- zu den Intermodulationsverzerrungen beiträgt,
dem die Gleichung für die in einem Mischer auf- 5 Die Übertragungscharakteristik eines Mischers tretende Intermodulation abgeleitet ist, wird diese oder Verstärkers kann in Form einer nachfolgend dazu vewendet, um mathematisch den theoretischen wiedergegebenen unendlichen Taylorschen Reihe Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines übli- dargestellt werden,
chen Feldeffekttransistors zu bestimmen, welcher, soweit bekannt, bisher nur empirisch festgestellt wurde. io V2 = ao + aix + asx*
Anschließend wird dann die Gleichung im Hinblick + a3x3 + atx* + ... + anx", (1)
auf den Entwurf verbesserter Mischer mit Feldeffekttransistoren diskutiert. Es werden auch die Ergeb- wobei χ der augenblickliche Eingangsparameter, nisse einer entsprechenden mathematischen Analyse y2 der augenblickliche Ausgangsparameter und für einen Feldeffekttransistor gegeben, der in einem 15 a0, av α2 ... die Koeffizienten der Taylorschen HF-Verstärker verwendet wird, wobei diese Ergeb- Reihe sind.
dem die Gleichung für die in einem Mischer auf- 5 Die Übertragungscharakteristik eines Mischers tretende Intermodulation abgeleitet ist, wird diese oder Verstärkers kann in Form einer nachfolgend dazu vewendet, um mathematisch den theoretischen wiedergegebenen unendlichen Taylorschen Reihe Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines übli- dargestellt werden,
chen Feldeffekttransistors zu bestimmen, welcher, soweit bekannt, bisher nur empirisch festgestellt wurde. io V2 = ao + aix + asx*
Anschließend wird dann die Gleichung im Hinblick + a3x3 + atx* + ... + anx", (1)
auf den Entwurf verbesserter Mischer mit Feldeffekttransistoren diskutiert. Es werden auch die Ergeb- wobei χ der augenblickliche Eingangsparameter, nisse einer entsprechenden mathematischen Analyse y2 der augenblickliche Ausgangsparameter und für einen Feldeffekttransistor gegeben, der in einem 15 a0, av α2 ... die Koeffizienten der Taylorschen HF-Verstärker verwendet wird, wobei diese Ergeb- Reihe sind.
nisse das Verhältnis zwischen der Intermodulations- Die numerischen Werte der Koeffizienten ae,
unterdrückung, der Abschnürspannung, dem Bezugs- ax... a„ sind Funktionen der zu untersuchenden An-
niveau sowie dem ersten und dritten Koeffizienten Ordnung und deren Arbeitspunkt. Diese Werte
der Taylorschen Reihe offenbaren und erläutern. 20 können aus der Übertragungscharakteristik in her-
Der Schaltungsaufbau der Eingangsstufe eines kömmlicher Weise errechnet werden.
HF-Empfängers hängt von dem gewünschten charak- Wenn zwei sinusförmige Signale an den Eingang teristischen Verhalten des Empfängers ab. Bei Über- einer Stufe angelegt werden, die Koeffizienten a2 und lagerungsempfängern ist es bekannt, HF-Verstärker höherer Ordnung mit nennenswerter Amplitude hat, zu benutzen, die eine Antenne oder eine HF-Ein- 25 entstehen verschiedene Mischprodukte am Ausgang gangsstufe zur Frequenzauswahl mit einem Mischer dieser Stufe. Die Frequenzen und Amplituden dieser verbinden. Bei anderen Empfängern wird der Mischer Mischprodukte hängen von den Amplituden der verdirekt an die Antenne über eine HF-Eingangsstufe schiedenen Koeffizienten der oben angeführten zur Frequenzauswahl oder über andere passive fre- Gleichung (1) ab. Wenn die Stufe als Mischer Verquenzselektive Netzwerke angeschlossen. Da die 30 wendung findet, sollte sie im Interesse einer mög-Selektivität grundsätzlich das Intermodulationspro- liehst hohen Mischverstärkung mit einer Spannung blem in den nachfolgenden Stufen verringern kann, in der Nähe von VP/2 vorgespannt werden. Die haben die HF-Verstärker und Mischer gewöhnlich Spitzenamplitude des Überlagerungsoszillators kann den größten Einfluß auf die Unterdrückung der dann den Wert von VP erreichen, ohne daß der Intermodulation bei Überlagerungsempfängern. 35 Gate-Grenzschichtübergang leitend wird. Die Stufe
HF-Empfängers hängt von dem gewünschten charak- Wenn zwei sinusförmige Signale an den Eingang teristischen Verhalten des Empfängers ab. Bei Über- einer Stufe angelegt werden, die Koeffizienten a2 und lagerungsempfängern ist es bekannt, HF-Verstärker höherer Ordnung mit nennenswerter Amplitude hat, zu benutzen, die eine Antenne oder eine HF-Ein- 25 entstehen verschiedene Mischprodukte am Ausgang gangsstufe zur Frequenzauswahl mit einem Mischer dieser Stufe. Die Frequenzen und Amplituden dieser verbinden. Bei anderen Empfängern wird der Mischer Mischprodukte hängen von den Amplituden der verdirekt an die Antenne über eine HF-Eingangsstufe schiedenen Koeffizienten der oben angeführten zur Frequenzauswahl oder über andere passive fre- Gleichung (1) ab. Wenn die Stufe als Mischer Verquenzselektive Netzwerke angeschlossen. Da die 30 wendung findet, sollte sie im Interesse einer mög-Selektivität grundsätzlich das Intermodulationspro- liehst hohen Mischverstärkung mit einer Spannung blem in den nachfolgenden Stufen verringern kann, in der Nähe von VP/2 vorgespannt werden. Die haben die HF-Verstärker und Mischer gewöhnlich Spitzenamplitude des Überlagerungsoszillators kann den größten Einfluß auf die Unterdrückung der dann den Wert von VP erreichen, ohne daß der Intermodulation bei Überlagerungsempfängern. 35 Gate-Grenzschichtübergang leitend wird. Die Stufe
Wenn sowohl ein Mischer als auch ein HF-Ver- kann mit einer Spannung vorgespannt werden, die
stärker im Empfänger Verwendung findet, werden näher bei dem Wert VP liegt, wenn die Amplitude
die Intermodulationskomponentcn in der Regel des Koeffizienten a2 im Verhältnis zur Amplitude
hauptsächlich im Mischer erzeugt. Der HF-Verstär- des Koeffizienten e4 bei Aufrechterhaltung einer anker
neigt weniger zur Intermodulation, da er kleinere 40 gemessenen Mischverstärkung vergrößert wird. Die
Signale von der Antenne oder der HF-Eingangsstufe Amplitude des Koeffizienten a. und anderer geradenthält,
als er ausgangsseitig an den Mischer abgibt. zahliger Koeffizienten sollte so klein wie möglich
Überdies sind auch die Koeffizienten der Taylorschen sein. Selbst wenn dies möglich ist, haben die Koeffi-Reihe,
die den Anteil an Intermodulation angeben, zienten höherer Ordnung von in der Praxis verwenin
der Regel geringfügig größer für einen nach qua- 45 deten Stufen, wie z. B. Röhren, bipolaren Trandratischer
Kennlinie arbeitenden Mischer als für eine sistoren, Feldeffekttransistoren usw., immer noch
nach linearer Kennlinie arbeitende HF-Stufe. endliche Werte, welche grundsätzlich mit der Ord-
Die von einem Feldeffekttransistor-Mischer oder nung des Koeffizienten abnehmen,
einem Feldeffekttransistor-Verstärker erzeugten Inter- Da das Mischprodukt eines Mischers hauptsächlich modulationsprodukte sind das Ergebnis von Nicht- 50 von der NichtJinearitäl zweiter Ordnung abhängt, ist iiaearitäten dieser Transistoren. Sowohl die Über- eine Nichtlinearität vierter oder höherer geradzahliger tragungscharakteristik als auch die Eingangsgrenz- Ordnung erforderlich, mn ein Intermodulationsschicht sowie der Source-Drain-Kanal können zu der produkt dritter Ordnung auf Grund der Mischer-Erzeugung von Intermodulationsprodukten bei einem Übertragungsfunktion bei der Zwischenfrequenz (ZF) Verstärker oder Mischer mit einem Feldeffekttran- 55 zu erzeugen. Da der Koeffizient vierter Ordnung sistor beitragen. Der unerwünschte EUtBuS der Ein- eine größere Amplitude hat als jeder Koeffizient der gangsgrenzschicht, des Gate-Source-Übergangs, eines nachfolgenden höheren geradzahligen Ordnungen, FddeSekttransistors auf die Intermodulation kann trägt dieser Koeffizient vierter Ordnung am meisten ans praktischen Erwägungen im wesentlichen durch zur Intermodulation in einem Mischer bei. Der die Einstellung der Amplitude des Eingangssignals 60 Koeffizient dritte- Ordnung trägt am meisten zur sowie das Vorspannen des Feldeffekttransistors derart latermodulation in einem HF-Verstärker bei Ein reduziert werden, daß der Gate-Source-Übergang Intermodulationsprodukt in dem Übertragungsbereich niemals in Durchlaßrichtung vorgespannt ist Der wird in einem Mischer wahrscheinlich von der Nichtunerwünschte ErnSaß des Source-Drain-Kanals auf linearität vierter Ordnimg erzeugt, wenn ein Signal v, die Intermodulation kann dadnrch verringert werden, 63 außerhalb des Übertragungskanals bei einer ersten daß die tür den Mischer gewählte Last derart fest- bestimmten Frequenz {Δ w) neben dem gewünschten gelegt wird, daß die Lastkennünie hn Kenniinienfdd Signal und ein anderes Signal vt im Übertragungs-(Drainstroni ober der Source-Drain-Spannung) nicht kanal mit einem Frequenzabstand von dem ge-
einem Feldeffekttransistor-Verstärker erzeugten Inter- Da das Mischprodukt eines Mischers hauptsächlich modulationsprodukte sind das Ergebnis von Nicht- 50 von der NichtJinearitäl zweiter Ordnung abhängt, ist iiaearitäten dieser Transistoren. Sowohl die Über- eine Nichtlinearität vierter oder höherer geradzahliger tragungscharakteristik als auch die Eingangsgrenz- Ordnung erforderlich, mn ein Intermodulationsschicht sowie der Source-Drain-Kanal können zu der produkt dritter Ordnung auf Grund der Mischer-Erzeugung von Intermodulationsprodukten bei einem Übertragungsfunktion bei der Zwischenfrequenz (ZF) Verstärker oder Mischer mit einem Feldeffekttran- 55 zu erzeugen. Da der Koeffizient vierter Ordnung sistor beitragen. Der unerwünschte EUtBuS der Ein- eine größere Amplitude hat als jeder Koeffizient der gangsgrenzschicht, des Gate-Source-Übergangs, eines nachfolgenden höheren geradzahligen Ordnungen, FddeSekttransistors auf die Intermodulation kann trägt dieser Koeffizient vierter Ordnung am meisten ans praktischen Erwägungen im wesentlichen durch zur Intermodulation in einem Mischer bei. Der die Einstellung der Amplitude des Eingangssignals 60 Koeffizient dritte- Ordnung trägt am meisten zur sowie das Vorspannen des Feldeffekttransistors derart latermodulation in einem HF-Verstärker bei Ein reduziert werden, daß der Gate-Source-Übergang Intermodulationsprodukt in dem Übertragungsbereich niemals in Durchlaßrichtung vorgespannt ist Der wird in einem Mischer wahrscheinlich von der Nichtunerwünschte ErnSaß des Source-Drain-Kanals auf linearität vierter Ordnimg erzeugt, wenn ein Signal v, die Intermodulation kann dadnrch verringert werden, 63 außerhalb des Übertragungskanals bei einer ersten daß die tür den Mischer gewählte Last derart fest- bestimmten Frequenz {Δ w) neben dem gewünschten gelegt wird, daß die Lastkennünie hn Kenniinienfdd Signal und ein anderes Signal vt im Übertragungs-(Drainstroni ober der Source-Drain-Spannung) nicht kanal mit einem Frequenzabstand von dem ge-
l
/!C
nn
y
wünschten Kanal von zweimal der bestimmten Frequenz (2 Δ w) gleichzeitig an den Eingang des
Mischers angelegt werden.
Für die analytische Betrachtung von Schaltungen werden Feldeffekttransistoren in der Regel als EIemente
mit quadratischer Gesetzmäßigkeit betrachtet. Wenn diese Vereinfachung der Tatsache entsprechen
würde und ein Feldeffekttransistor eine exakte quadratische Charakteristik und keine Sperr-Übertra-
'd — 'DSS
gungsfunktion aufweisen würde, ergäben sich keine störenden Intermodulationsprodukte bei der Verwendung
als Mischer. Die Charakteristik von realisierbaren Diffusions-Feldeffekttransistoren kommt einer
quadratischen Gesetzmäßigkeit näher als die Charakteristiken anderer aktiver Elemente. Die Übertragungscharakteristik
eines Feldeffekttransistors auf Grund der Taylorschen Reihe kann wie nachfolgend
angegeben werden.
In dieser Gleichung sind id der augenblickliche Drainstrom, lDSS der Drainstrom bei der Gatevorspannung 0,
vorausgesetzt, daß die Gate-Source-Spannung größer ist als die Abschnürspannung, v„ die augenblickliche Gate-Source-Spannung,
VP die Gatevorspannung, die für die Kanalabschnürung notwendig ist. Die Koeffizienten a3
bis an sind nicht gleich 0, wie dies bei einer idealen quadratischen Gesetzmäßigkeit der Fall wäre. Die Ausdrücke
auf der rechten Seite der Gleichung (2) sind normalisiert bezüglich der Abschnürspannung.
Wenn einmal der statische Arbeitspunkt für den Feldeffekttransistor festgelegt ist, kann die Taylorsche Reihe
um diesen Vorspannungspunkt herum ausgeweitet werden.
Iw= /
DSS
In dieser Gleichung ist
vgs·
— vs + vo
= Vs cos ws t — die gewünschte Eingangssignalspannung,
v0 = V0 cos v„0 1 — die Spannung des Überlagerungsoszillators.
v0 = V0 cos v„0 1 — die Spannung des Überlagerungsoszillators.
In der Gleichung (3) sind die Faktoren b0, bv
b2 ... Koeffizienten der Taylorschen Reihe der Übertragungscharakteristik, die um den Vorspannungspunkt
herum erweitert ist. Der Koeffizient b0 bezeichnet den Ruhe-Gleichstrom ohne die Einwirkung
des Überlagerungsoszillators. Alle weiteren geradzahligen Koeffizienten b tragen zu dem Betriebs-Gleichstrom
bei.
Unter Verwendung der in Gleichung (3) zum Ausdruck gebrachten normalisierten Übertragungsfunktion
wird betrachtet, wie das Intermodulationsprodukt für den Übertragungskanal oder die ZF erzeugt
wird, auf Grund des zuvor erwähnten unerwünschten Signals V1 mit einer bestimmten Winkelfrequenz-Abweichung
(Aw) von der gewünschten oder der Bezugsfrequenz ws sowie eines anderen
unerwünschten Signals V2 mit einem Abstand von der gewünschten Frequenz vom zweifachen Wert der bestimmten
Winkelfrequenzdifferenz (2^w). Die unerwünschten Signale außerhalb des Ubertragungskanals
und die zuvor erwähnten Winkelfrequenzen können wie folgt mathematisch ausgedrückt werden.
»5 Bei diesen Gleichungen sind alle Vorzeichen gleich
entweder positiv oder negativ. Die Zwischenfrequenz W7Ir entspricht dem folgenden Ausdruck.
wZF = \ ws - W0 I,
wobd ^ die Frequenz des Überlagerungsoszillators
ist.
Wenn das erste unerwünschte Eingangssignal V1
quadriert und dann mit dem zweiten unerwünschten Eingangssignal v2 multipliziert wird, nimmt der
Cosinus folgende Form an:
cos [(2w, - w,) - w„li.
Auf Grund des Ausdruckes 2W1-W2 = Wj wird
ein unerwünschtes Signal erzeugt, das im Mischer auf die ZF zurückgeführt wird, indem das Signal des
Uberlagerungsoszillators subtrahiert wird. Damit dies in dem Mischer sich einstellt, muß eine Nichtlinearität
vierter oder höherer geradzahliger Ordnung vorhan-
« den sein.
Das Mischerausgangssignal in Abhängigkeit von einem Signal im Übertragungskanal oder ein gewünschtes
Signal vs entspricht
50 b2 ί ^p-5) + i>4 ( )+
W2 = ws ± 2Aw.
V1 = F1COs(W5 ±Aw)t.
(7)
55
Das Ausgangssignal für die zwei unerwünschten Signale P1 und V2 auf Grund des Intermodulations-Produktes entspricht folgendem Ausdruck:
Das IntermoAdationsprodokt für den überbragungskaaal, das auf Grund der beiden Signale B1 und O2 außerhalb des öbertragungskaeals erzeugt wird, kamn auch als Bezugssignal für den öfeeröagungslcanal», beszdchnet
werden, das am Eingang des Feldenekttransistors wie folgt entsteht:
(10)
509538/411
Das Gleichsetzen der Produkte für den Übertragungskanal, weiche mit Hilfe trigonometrischer Identitäten
abgeleitet werden, führt zu nachfolgender Gleichung:
Wie vorausstehend definiert wurde, ist die Frequenz des zweiten Signals tv2 außerhalb des Übertragungskanals,
abgezogen vom zweifachen Wert der Frequenz Vf1 für das erste Signal außerhalb des
Übertragungskanals gleich der Frequenz ws für das
Signal des Übertragungskanals. Daher ergibt sich für die ZF, daß
-W0I = \2wi~Wt-W0
Im allgemeinen haben die Amplituden der Signale ao
! cos 1(2 W1 -W2)-wo|t. (11)
in und außerhalb des Übertragungskanals V5, V1
und V2 einen Wert, der wesentlich kleiner als 1 ist.
Die Amplituden der Koeffizienten der Taylorschen Reihe nehmen mit zunehmender Ordnung ab, so daß
b2 ^> bi j>
b6 ;> ... ist. Für Intermodulationsmessungen
wird die Amplitude V1 des ersten Signals außerhalb
des Übertragungskanals gleich der Amplitude F2 des zweiten Signals außerhalb des Übertragungskanals gesetzt. Damit kann in erster Annäherung die
Gleichung (11) auf folgende Gleichung vereinfacht werden:
(12)
wobei V2 = V1 ist.
Das Intermodulationsverhältnis ist definiert als das Verhältnis der Amplitude des Signals V1 außerhalb
des Übertragungskanals zur Amplitude des Bezugssignals Vs. Somit ergibt sich für die Intermodulation
des Mischers oder den damit gleichzusetzenden Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
Abhängigkeit von den beiden Signalen V1 und V2
außerhalb des Übertragungskanals zu erzeugen. Die Ergebnisse dieser Analyse lassen sich in folgender
Gleichung ausdrucken.
35
'Mischer
V1
yiu+ ^b6
(t)
(13)
Dieses Intermodulationsverhältnis gemäß Gleichung (13) kann in eine vereinfachte Form umgeschrieben
werden, die lautet:
Mischer
3/>4
V\
15 bb
4 Κ
(14)
Wenn der Koeffizient ft2 der Taylorschen Reihe
um eine Größenordnung der Amplitude größer ist als der Koeffizient bt und dieser Koeffizient bt wiederum
um eine Größenordnung der Amplitude größer ist als der Koeffizient be usw., kann die Gleichung (14)
wie folgt vereinfacht werden.
/M1
Mischer —
Eine entsprechende Analyse kann auch für einen in einem HF-Verstärker verwendeten Feldeffekttransistor
angestellt werden, wobei die Nichtlinearitäten drittel und höherer uageradzahliger Ordnung
dazu tendieren, Signale im Übertragungskanal in Um die Nützlichkeit der Gleichung (15) zu demonstrieren,
wird sie zunächst zur mathematischen Be-
Stimmung des Intermodulations-Unterdrückungsfaktors für einen Mischer mit einem Feldeffekttransistor
verwendet. Bisher wurde dieser Faktor nur empirisch ermittelt. Die Koeffizienten der Taylorschen
Reihe für die Übertragungscharakteristik eines FeId-
effekttransistors können in bekannter numerischer Weise errechnet werden. Die Koeffizienten für einen
bestimmten, in standardisierter Weise diffundierten Feldeffekttransistor, der etwa auf den halben Wert
der Abschnürspannung, z. B. 0,5 VP, vorgespannt
so ist, und der mit einem Signal vom Überlagerungsoszillator
beaufschlagt wird, das eine Spitzenamplitude von etwa 0,5 Vs hat, nehmen damit folgende
Werte an: b0 = 0,280; O1 =-0,918; L2 = OJO;
b?~ -0,1; fe4 = o,16. Diese Koeffizienten verändern
sich geringfügig für Vorspannungen in der Größenordnung
von 0,5 bis 0,8 VP bei einem Feldeffekttransistor mit gegebenem Aufbau, z. B. einem Feldeffekttransistor
mit diffundierten Grenzschichtübergangen. Die Koeffizienten der Taylorschen Reihe fär
einen Feldeffekttransistor, der mit einer Spannung von (US VP vorgespannt ist, und an den ein Signal
vom überlagerungsoszillator mit einer Amplitude von 0,4 V angelegt wird, nehmen z. B. folgende Werte
c.Tb°7°<l95>bi=WUb*
Die theoretische Inteiraodulatkra für einen Mischer
mit einem diffundierten Feldeffekttransistor kann von
den oben gegebenen Daten and Gleichungen errech-
net werden. Eine 20-db-Ruhe-Empnndlichkeit von
0,2 mV (bezogen auf 50 Ohm) wird als Bezugsniveau verwendet, da ein Feldeffekttransistor mit der Typenbezeichnung
2 N 4416 diese Werte bei einem Mischer für das hohe Band erreicht. Der Bereich der Abschnürspannung
liegt zwischen etwa 2,5 und 6 V (normalerweise 4 V). Wenn die Stufe auf etwa 0,6 Vp vorgespannt wird, ergibt sich ein Eingangswiderstand
in der Größenordnung von 10 000 Ohm. Für ein optimales Rauschverhalten wird für die Ansteuerung
ein Sourcewiderstand von etwa 2000 Ohm verwendet. Unter diesen Bedingungen ist die Spitzenbezugsspannung
am Gate des Feldeffekttransistors ungefähr
Vs = 21 2 (0,2
10000 Ω
(10000+ 2000) Ω J'u^v·
(10000+ 2000) Ω J'u^v·
Dieser Wert, ergibt sich aus der Gleichung:
R.
in« L· B
(17)
Damit errechnet sich
= 1,21 · 104
Die theoretische Intermodulation für einen Mischer mit einem üblichen Feldeffekttransistor, z. B. vom
Typ 2N4416, der mit 0,6 VP vorgespannt ist, errechnet
sich sodann aus Gleichung (15) wie folgt:
35
40
O*=l,9-l(f = 85,5db.
(18)
Die errechnete Intermodulation des Mischers bei einer Vorspannung von etwa 0,5 VP ist somit 0,7 db
kleiner.
Bisher bekannte Verstärker und Mischer, unter Verwendung von Feldeffekttransistoren, enthalten
Feldeffekttransistoren mit kleiner Leistung und für kleine Signale. Diese Feldeffekttransistoren haben
eine Abschnürspannung von ungefähr 8 V und einen Drainsättigungsstrom in einem Bereich von etwa
4 bis 20 mA. Es liegt nahe, für die Eingangsstufen, die nur kleine Signale verarbeiten, solche Feldeffekttransistoren
für kleine Signale zu verwenden, da sie in der Regel weniger teuer sind und auch weniger
Raum beanspruchen als Feldeffekttransistoren für hohe Leistungen. Damit eine solche Stufe als Mischer ss
oder HF-Verstärker arbeitet, müssen diese Stufen bei den Betriebsfrequenzen eine wesentliche Verstärkung
aufweisen. In der Vergangenheit wurden grundsätzlich die Bemühungen nicht auf die Entwicklung von
Leistungs-Feldeffekttransistoren für hohe HF-Frequenzen gerichtet, da man davon ausging, daß ζ. Β.
bipolare HF-Leistungstransistoren in der Lage sein würden, eine größere Verstärkung für Anwendungsfälle zu liefern, bei denen man in der Regel Feldeffekttransistoren
verwenden würde. Dies trifft z. B. für Sender in Festkörperbauweise zu. Da die meisten
zur Verfügung stehenden Leistungs-Feldsffekttransistoren
für niedrige Frequenzen entwickelt sind.
können sie für den Betrieb bei hohen Frequenzen, wie z. B. 100 bis 500 MHz, keine Verwendung finden.
Außerdem ziehen Feldeffekttransistoren für große Leistungen oder große Signale in der Regel
mehr Strom und erfordern eine höhere Versorgungsspannung als Feldeffekttransistoren für niedrige
Leistung.
Entsprechend den Ergebnissen auf Grund der Gleichung (15) hängt der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
eines Feldeffekttransistor-Mischers von der Abschnürspannung VP sowie der Amplitude
des Koeffizienten zweiter Ordnung der Taylorsehen Reihe und von der Amplitude des Bezugssignals Vs sowie der Amplitude des Koeffizienten
vierter Ordnung der Taylorschen Reihe ab. Außerdem ergibt sich aus Gleichung (16), daß der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
eines Feldeffekt-HF-Verstärkers vom Koeffizienten erster Ordnung der Taylorschen Reihe sowie von der Abschnürspannung
Vp und ferner vom Koeffizienten dritter Ordnung der Taylorschen Reihe sowie der Amplitude
des Bezugssignals Vs abhängt.
Aus Gleichung (15) kann man entnehmen, daß das Intermodulationsverhältnis um 2 db verbessert wird,
wenn entweder die Amplitude des Bezugssignals Vs
um 2 db verringert wird oder die Abschnürspannung der Stufe VP um 3 db vergrößert wird. Damit kann
durch Halbieren der Eingangsimpedanz des Feldeffekttransistors die Eingangsspannung des Bezugssignals um 3 db verringert und das Intermodulationsverhältnis
um 2 db verbessert werden. Diese Wirkung kann man durch Parallelschaltung identischer HF-Feldeffekttransistoren
gemäß den F i g. 1 und 2 erzielen.
In F i g. 1 ist ein Mischer dargestellt, der aus einer Vielzahl identischer HF-Feldeffekttransistoren 12,
14,15 usw. aufgebaut ist, die mit gemeinsamer Source als Bezugselektrode parallel geschaltet sind und einen
sogenannten zusammengesetzten Feldeffekttransistor ergeben. Eine Vorstufe kann mit der Eingangsklemme 16 verbunden sein, die das vorausstehend
erwähnte gewünschte Signal oder Bezugssignal Vs an den Mischer anlegt. Zwischen die Eingangsklemme 16 und die zusammengefaßten Gateanschlüsse
20, 22, 23 usw. des zusammengesetzten Feldeffekttransistors kann ein Kondensator 18 zur
Impedanzanpassung geschaltet sein. Ein erster Parallelresonanzkreis mit einem Kondensator 24 und
einer Induktivität 26 liegt zwischen den Gateanschlüssen des zusammengefaßten Feldeffekttransistors
und dem Bezugspotential. Der nicht dargestellte Überlagerungsoszillator wird an eine zweite
Eingangsklemme 28 angeschlossen. Über einen Kondensator 30 wird das Signal des Überlagerungsoszillators an einen zweiten Parallelresonanzkreis
angekoppelt, der aus einem Kondensator 32 und einer Induktivität 34 besteht. Das an einem Abgrifj
36 der Induktivität zur Verfügung stehende Signal des Überlagerungsoszillators wird über eine Parallelschaltung
aus einem Widerstand 38 und einem Kondensator 39 an die zusammengefaßten Sources 40.
42, 43 usw. des zusammengefaßten Feldeffekttransistor angelegt Mit dem Widerstand 38 wird die
Gleichstromvorspannung für die Gate des zusammengefaßten Feldeiekttransistors festgelegt Der Kondensator
39 stellt für alle in Frage kommenden Frequenzen einen Kurzschluß dar. Das gewünschte
Mischprodukt steht unter anderem in Form der Zwi·
1969
13 ' 14
schenfrequenz an der von den zusammengefaßten Die Koeffizienten der Taylorschen Reihe für die
Drains 44, 46, 47 usw. gebildeten Ausgangsklemme Übertragungsfunktion der zusammengesetzten Stufe
des zusammengesetzten Feldeffekttransistors zur Ver- gemäß (3), die mit b0, bv bt, ...,ba bezeichnet sind,
fügung. Ein Kondensator 51 und eine Induktivität sind gleich den Koeffizienten für einen einzigen FeId-54
bilden einen Parallelresonanzkreis für die ZF, die 5 effekttransistor, jedoch nimmt der Faktor IDSs um
nach Übertragung über einen Kondensator 48 als den Faktor η zu. Daraus folgt, daß das Verhältnis
ZF-Signal an der Ausgangsklemme 50 für den ZF- von b2 und 64 entsprechend der Gleichung (15)
Verstärker zur Verfugung steht. Der Kondensator gleich dem eines einzelnen Feldeffekttransistors ist
51 liegt zwischen dem Drainanschluß und Masse. Auch ist die Abschnürspannung VP ebenfalls gleich
Die Gleichstromversorgung ist an eine Klemme 52 10 der eines einzelnen Feldeffekttransistors. Dagegen
angeschlossen und legt das Gleichstrompotential über ändert sich die Amplitude des Bezugssignals Vs,
die Induktivität 54 an die zusammengeschalteten das am Eingang des zusammengesetzten Feldeffekt-Drains
44, 46,47 usw. an. Die Induktivität 54 stellt transistors auftritt, entsprechend der Größe, wie sie
eine hohe Impedanz für das ZF-Signal dar, so daß für einen einzigen Feldeffekttransistor wirksam ist,
dieses von der Stromversorgung ferngehalten wird. 15 der von einer Signalquelle mit derselben Ansteuer-Der
Bypasskondensator 56 hat eine niedrige Impedanz leistung beaufschlagt wird. Dies ist der Fall, da der
nach Masse und leitet somit die noch an der Induk- Eingangsleitwert des zusammengefaßten Feldeffekttivität
54 wirksamen Anteile der ZF nach Masse ab. transistors gegenüber dem eines einzigen Feldeffekt-Auf
Grund der charakteristischen Merkmale der transistors mi* dem Faktor n multipliziert ist. Um
Feldeffekttransistoren 12, 14, 15 usw. gemäß Fig. 1 ao dieselbe Einganpsleistung zur Ansteuerung zu erhalsollten
der Source- und der Gateschaltkreis des ten, muß die Impedanz der angesteuerten Source um
Mischers eine verhältnismäßig niedrige Impedanz den Faktor η verkleinert werden, womit sich auch
und der Drainschaltkreis eine verhältnismäßig hohe V5 durch γη erringert. Daraus ergibt sich, daß die
Impedanz für die Zwischenfrequenz haben. Überdies Intermodulations-Unterdrückung durch die Zusamsoll
der Gateschaltkreis eine niedrige Impedanz für 25 menschaltung von Feldeffekttransistoren zu einem
die Frequenz des Cberlagerungsoszillators darstellen. zusammengeschalteten Feldeffekttransistor gemäß
Wenn dies nicht der Fall ist, kann eine Rückkopp- den F i g. 1 und 2 verbessert wird,
lung über den Feldeffekttransistor das Anschwingen Theoretisch bleibt das Rauschen für den zudes
Mischers auslösen. Die erwähnten Impedanz- sammengesetzten Feldeffekttransistor gleich dem für
anforderangen werden durch sorgfältige Auswahl der 30 einen einzelnen Feldeffekttransistor, wenn alle ein-Werte
der einzelnen Schaltkreiskomponenten sowie gangsseitigen Impedanzen und Lastimpedanzen für
die Lage des Abgriffes an der Induktivität 34 für die die zusammengesetzte Stufe genau im Verhältnis η
Schaltung gemäß F i g. 1 erfüllt. verändert werden. Wenn auch die Impedanzen derart
Für die Beschreibung der weiteren Fig. 2 und 3 maßstäblich verändert werden, wird die tatsächliche
werden, soweit gleiche Teile Verwendung finden, 35 Gatespannung, die in Abhängigkeit von einem Einauch
gleiche Bezugszeichen verwendet. gangssignal gegebener Leistung erzeugt wird, um den
Der Mischer 59 gemäß Fig. 2 ist entsprechend Faktor \n verringert, so daß der Mischer aus dem
dem Mischer 10 gemäß Fig. 1 aufgebaut, jedoch zusammengesetzten Feldeffekttransistor dieselbe effeksind
die Feldeffekttransistoren 12, 14, 15 usw. mit tive Empfindlichkeit zeigt wie ein Mischer mit nur
einem gemeinsamen Gate parallel geschaltet, wobei 40 einem Feldeffekttransistor.
die Sources 40, 42, 43 usw. zusammengefaßt die Ein- Aus Gleichung (15) läßt sich schließen, daß die Inter-
gangsklemme darstellen. Die zusammengefaßten modulations-Unterdrückungdes Mischersausgedrückt
Drains 44, 46, 47 usw. bilden die gemeinsame Aus- in db(/Mdb) und die Amplitude des Bezugssignals Ksin
gangsklemme, wogegen die zusammengefaßten Gates der nachfolgenden Weise voneinander abhängig sind: ■
20, 22, 23 usw. die gemeinsame zweite Eingangs- 45
klemme darstellen. Es ist ferner eine Parallelschal- j^f ^ _ _?_ (y \ i\g\
tung aus einem Kondensator 60 und einem Wider- db 3 Mb '
stand 62 in Serie vor die Eingangsklemme geschaltet,
über weiche das an die Eingangsklemme 16 angelegte Daraus ergibt sich, daß mit dem Halbieren der
Signal zu den Sources 40, 42, 43 usw. übertragen 50 Amplitude des Bezugssignals Vs bei gleichzeitiger
wird. Über diese Parallelschaltung wird die gleich- Aufrechterhaltung derselben Mischerleistung der
strommäßige Gatevorspannung für die Feldeffekt- Intermodulations-Unterdrückungsfaktor um 4 db vertransistoren
bewirkt. bessert werden kann. Die Amplitude des Bezugs* Die in Fig. 1 in dem gestrichelt dargestellten signals Vs nimmt den halben Wert an, wenn die EinKästchen
64 und in F i g. 2 in dem gestrichelt darge- 55 gangsimpedanz auf ein Viertel verringert wird. Somit
stellten Kästchen 66 angeordneten Feldeffekttran- verbessert sich die Intermodulations-Unterdrückung
sistoren werden als zusammengefaßter Feldeffekt- um 2 db mit jeder Verdoppelung der Anzahl η der
transistor betrachtet, dessen Drainsättigungsstrom Feldeffekttransistoren. Die auf Grund der mathe-
hss gleich dem Sättigungsstrom eines Feldeffekt- matischen Ableitung ermittelten Vorhersagen lassen
transistors, multipliziert mit der Anzahl der in der 60 sich im Experiment bestätigen, indem ein zusammen-Stufe
vorgesehenen Feldeffekttransistoren ist. Die gefaßter Feldeffekttransistor verwendet wird, der aus
Abschnürspannung des zusammengesetzten Feld- einer Vielzahl von parallelgeschalteten Feldeffekteffekttransistors
ist gleich der Abschnürspannung transistoren für hohe Frequenzen, z. B. von dem eines einzigen Feldeffekttransistors. Der Scheinleit- Typ 2N4416, hergestellt ist. Die aus dem Experiment
Wert Y des zusammengesetzten Feldeffekttransistors 65 sich ergebenden Resultate für einen zusammenist
gleich dem Scheinleitwert eines einzelnen Feld- gefaßten Feldeffekttransistor aus 2, 4 bzw. 8 paralleleffekttransistors,
multipliziert mit der Anzahl der ver- geschalteten Feldeffekttransistoren sind in nachfolwendeten
Feldeffekttransistoren. gender Tabelle aufgelistet.
Anzahl der Feldeffekttransistoren
(2 N 4416)
Intermodulation Charakteristiscüe /ncc-Bereich
fürcharak- Größe
teristische Größe von In
von /
DSS
'DSS
N = I (Standardmischer)
2 (Standardmischer)
4 (Standardmischer)
8 (Standardmischer)
2 (Standardmischer)
4 (Standardmischer)
8 (Standardmischer)
84 db | 1OmA | 5 bis | 15 mA |
86 db | 2OmA | 10 bis | 3OmA |
88 db | 4OmA | 20 bis | 6OmA |
90 db | 8OmA | 40 bis | 12OmA |
Wie aus der Gleichung (15) hervorgeht kann der Intermodulations-Unterdriickungsfaktor auch durch
eine Vergrößerung der Abschnürspannung V9 vergrößert
werden, welche funktionell von dem Dotierungsniveau des Gatebereiches und des Source-Drain-Kanals
abhängt Eine Erhöhung des Dotierungsniveaus im Source-Drain-Kanal bewirkt eine
Vergrößerung sowohl der Abschnürspannung als auch des Drainsättigungsstromes. Der Gatebereich
ist in der Regel gegenüber dem Kanalbereich wesentlich stärker dotiert, so daß eine weitere Erhöhung des
Dotierungsniveaus die Abschnürspannung und den Drainsättigungsstrom im Gegensatz zu der Änderung
des Dotierungsniveaus im Kanalbereich nicht nennenswert beeinflußt. Für eine gegebene Familie von
Feldeffekttransistoren eines gegebenen Aufbaus ist der Drainsättigungsstrom /DSS nahezu proportional
dem Quadrat der Abschnürspannung. Somit vergrößert entweder eine vergrößerte Kanalbreite oder
eine Anpassung der Dotierung bzw. beides die Intermodulations-Unterdrückung
wegen der Vergrößerung der Abschnürspannung und/oder des Drain-Sättigungsstromes.
Jeder der Feldeffekttransistoren im Block 64 bzw. 66 gemäß Fi g. 1 oder 2 könnte die
Abschnürspannungen gegenüber einem üblichen Feldeffekttransistor vergrößert haben, was eine weitere
Verringerung der Intermodulation bewirken würde. Die vorausstehenden Erläuterungen bezüglich
der Verbesserung der Intermodulations-Unterdrükkung gelten sowohl für den Sperrschicht- als auch für
den Oberflächen-Feldeffekttransistor, und zwar sowohl mit einem als auch zwei Gates.
Die Verbesserung der Intermodulations-Unterdrückung,
wie sie durch parallelgeschaltete Feldeffekttransistoren gemäß den F i g. 1 und 2 erreichbar
ist, kann auch mit Hilfe eines einzigen Elementes erzielt werden, das über eine vergrößerte Kanalbreite
oder eine größere Abschnürspannung bzw. beides verfügt. In F i g. 3 ist ein Mischer mit einem Schaltungsaufbau
entsprechend der Schaltung gemäß F i g. 1 dargestellt, bei dem ein zusammengefaßter
Feldeffekttransistor 68 großer Leistung für große Signale Vrewendung findet (Typ Motorola SL-820),
der eine größere Kanalbreite und eine vergrößerte Abschnürspannung hat. Die Kanalbreite dieses Feldeffekttransistors
beträgt etwa 3 mm, verglichen mit der Kanalbreite eines üblichen Feldeffekttransistors
vom Typ 2 N 4416 mit etwa 0,6 mm Breite. Der Feldeffekttransistor 68 hat einen Sourceanschluß 70.
einen Gateanschluß 72 und einen Drainanschluß 74 In Fig. 4 ist ein Kennlinienfeld 80 für den Feldeffekttransistor
68 gemäß Fig. 3 dargestellt. In diesem Kennlinienfeld sind für bestimmte Werte der
Gate-Source-Spannung Vgs über der Drain-Source-Spannung
Vds auf der Abszisse 84 die Drainströme
In auf der Ordinate 80 dargestellt.
Der erwähnte Transistor vom Typ SL-820 hat einen Sättigungsstrom von /Dss in der Größenordnung
von etwa 110 mA gegenüber dem typischen Sättigungsstrom beim üblichen Feldeffekttransistor
vom Typ 2N4416 in der Größenordnung von etwa 11 mA. Daraus ergibt sich, daß der Feldeffekttransistor
68 einen Scheinleitwert Y in etwa gleich einem zusammengefaßten Feldeffekttransistor aus 10 üblichen
Feldeffekttransistoren vom Typ 2N4416 hat Berücksichtigt man nur die Änderung der Amplitude
des Bezugssignals K5 an der Eingangsklemme 16 gemäß Fig. 3. so sollte der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
für einen Mischer mit einem Feldeffekttransistor SL-820 etwa um 6,7 db größer sein
als der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor vom Typ 2 N 4416. Die Abschnürspannung des Feldeffekttransistors
SL-820 ist ungefähr l,95mal größer als die des Feldeffekttransistors 2 N 4416. Berücksichtigt
man nur die vergrößerte Abschnürspannung, so ergibt sich eine Verbesserung der Intermodulationsunterdrückung
für einen Mischer mit dem Feldeffekttransistor SL-820 um den Faktor von etwa 3.8 db gegenüber der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor
2 N 4416. Damit würde die gesamte Intermodulationsunterdrückung durch die Verwendung
eines Elementes, das dem Feldeffekttransistor SL-820 entsprechen würde, etwa 10,5 db betragen
oder mehr als dreimal besser sein als die Intermodulationsunterdrückung bei einem üblichen Feldeffekttransistor.
Bei diesem bevorzugten Feldeffekttransistor wurde eine typische Intermodulationsunterdrückung
für die Verwendung als Mischer sowohl bei 200 MHz als auch bei 500 MHz zwischen etwa
96 und 98 db gemessen.
Wie sich aus Gleichung (16) ergibt ist der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
bei HF-Verstärkern mit einem Feldeffekttransistor von der Abschnürspannung Vp und der Amplitude des Bezugssignals Vs abhängig. Aus diesem Grund gelten die
vorausstehend gemachten Aussagen für die Intermodulationsunterdrückung bei mit Feldeffekttransistoren
aufgebauten Mischern grundsätzlich auch für die* Intermodulationsunterdrückung bei mit Feldeffekttransistoren
aufgebauten HF-Verstärkern. Die Mischerschaltung gemäß Fig. 1 kann in eine HF-Verstärkerschaltung
umgewandelt werden, indem der Verbindungspunkt 90 mit Massepotential und nicht mit dem Überlagerungsoszillator verbunden wird.
Dieser HF-Verstärker verstärkt sodann die Eingangssignale, die zwischen den Gateanschlüssen der Elektroden
20, 22 und 23 sowie dem Massepotential angelegt werden und liefert an den Drainanschlüssen
44, 46 und 47 das Ausgangssignal. Die Koeffizienten fe, und &„ der Taylorschen Reihe für den
zusammengefaßten Feldeffekttransistor 64, wie sie in Gleichung (16) auftreten, sind dieselben wie die-
jenigen für einen einzigen Feldeffekttransistor. Dementsprechend ist auch das Verhältnis bt zu b3, wie es
in der Gleichung (17) für die Intermodulationsunterdrückung
zum Ausdruck kommt, gleich dem eines einzigen Feldeffekttransistors. Jedoch ist die Amplitude
des Bezugssignals Vs, die am Eingang des zusammengefaßten
Feldeffekttransistors sich aufbaut, verkleinert gegenüber derjenigen Amplitude, wie sie
sich entsprechend der vorausgehenden Beschreibung bei einem einzigen Feldeffekttransistor ergeben
würde. Somit wird durch die Verdoppelung der Anzahl der Feldeffekttransistoren der Intermodulationsfaktor
des HF-Verstärkers wegen des resultierenden Abfalls der Eingangsimpedanz und der Amplitude
des Bezugssignals entsprechend verbessert. Derselbe Effekt läßt sich durch die Verwendung des FeId-
effekttransistors 68 erzielen, der einen Gate-Drain-Kanal von vergrößerter Breite hat Überdies läßt sich
durch die Vergrößerung der Abschnürspannung eines jeden der Feldeffekttransistoren des zusammengefaßten
Feldeffekttransistors die Intermodulationsunterdrükkung für den HF-Verstärker vergrößern. Der Mischer
gemäß F i g. 2 läßt sich in einen HF-Verstärker umwandeln, indem die Leitung 92 an Masse gelegt wird.
Entsprechendes gilt für den Mischer gemäß Fig. 3 durch Erden des Verbindungspunktes 90.
Die vorausstehend beschriebenen Mischer bzw. HF-Verstärker liefern eine wesentlich verbesserte
Intermodulationsunterdrückung, ohne daß dadurch andere wichtige Eigenschaften, wie z. B. das Rauschverhalten,
die Leistungsverstärkung oder die Empfindlichkeit, nachteilig beeinflußt werden.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (4)
1. Feldeffekttransistorstufe als Mischer oder der erwünschten Erzeugung emes
Verstärker zur Verarbeitung von HF-Signalen 5 ten Frequenz durch diei^^
bei gleichzeitiger hoher Intermodulationsunter- mit unterschiedlichen F
driickung mit zumindest einer FeldeSekttran- unerwünschten 1*tB
sistorano8rdnung: deren Gate über eine Eingangs- gbetojj
schaltung an enier ersten Eingangssignale be- ubenragungsK,
stimmter Frequenz liefernden Signldquelle liegt „ dern mit ^terschiedlichen
d d S i it Silll it können «newumchte N
stimmter Frequenz liefernden Signldquelle liegt „ dern m ^j££
und deren Source an eine zweite Signalquelle mit können, «newumchte N^prÄ wem drcse
konstanter Signalfrequenz angeschlossen ist, wo- Signale in emem mchtimearen Schalte emem emes
bei die EingaSssignie unerwünschte Signale mit Empfängers ve^eitetwerden, der aufdie^über-
von der bestimmten Frequenz verschiedenen Fre- tragung emes dritten Signals im "™™J^£™™
quenzen umfassen können, die eine Intermodu- x5 abgestimmt ist Die!Mischungvor,ι zwoiSgn
lation in der Feldeffekttransistoranordnung er- außerhalb des Übertragungskanals kann zu .Misch-
fahren und unerwünschte Intermodulationipro- produkten führen, deren Frequenzen gleich der
dukte an der Source-Drain-Strecke erzeugen, Summe der Frequenzen der beiden Signale außer-
d a d u r c h g e k e η η ζ e i c h η e t, daß die Feld- halb des Übertragungskanals, der Differenz der Fre-
effekttransistoranordnung (12, 14, 15; 68) mit ao quenzen der beiden Signale außerhalb des Übertra-
einem Source-Drain-Aufbau mit bestimmter Di- gungskanals und der Summe sowie der Differenz der
mensionierung und Dotierung zur Erzielung einer Harmonischen der Frequenzen der beiden Signale
AbschnürspaLmg versehen ist, die einen Drain- außerhalb des Übertragungskanals sein können.
Sättigungsstrom von über 40 mA zuläßt. Durch die weitere Mischung dieser Mischprodukte
2. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch I, a5 im Empfänger können überdies noch weitere Fredadurch
gekennzeichnet, daß eine Feldeffekt- quenzen entstehen. Dabei kann eines dieser Intertransistoranordnung
mit einer Abschnürspannung modulationsprodukte der Frequenz des Signals im
von mehr als 10 V Verwendung findet. Übertragungskanal entsprechen. Die erwähnten
3. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 1 Nichtlinearitäten treten in allen Schaltungen auf, die
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Feld- 30 aktive Schaltelemente enthalten, d. h. Vakuumroheffekttransistoranordnung
aus einem Feldeffekt- ren, Transistoren, Dioden usw. da diese Elemente transistor besteht, dessen Source-Drain-Aufbau Übertragungscharaktenstiken haben, die in einem
derart dimensioniert ist, daß die Kanalbreite gewissen Umfang nichtlinear sind. Die Oroßenordgrößer
ist als die vergleichbare Kanalbreite von nung der Nichtlinearität bestimmt zum Teil die Anüblichen
Feldeffekttransistoren, und daß über die- 35 zaW und die Amplitude der Intermodulaüonssen
breiteren Kamü ein wesentlich größerer produkte.
Source-Drain-Strom fließt als bei üblichen Feld- Ein Verfahren, die Amplitude der Intermodula-
effekttransistoren für kleine Signale. tionsprodukte zu verkleinern, besteht darin, die
4. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 1 Selektivität von Vorstufen und HF-Verstärkern, die
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Feld- 40 vor dem Mischer eines Empfängers angeordnet sind,
effekttransistoranordnung aus einer Vielzahl par- zu vergrößern. Mit einer zunehmenden Unterdrükallelgeschalteter
Feldeffekttransistoren aufgebaut kung von Signalen außerhalb des Übertragungskanals
ist, von denen jeder eine Abschnürspannung von läßt sich die Signalgröße der Intermodulationspromehr
als 10 V aufweist. dukte verringern. Diesem Verfahren sind jedoch
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