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Die vorliegende Erfindung betrifft eine
Mikrowellenplattenantenne und insbesondere eine Antenne für Dopplerradar zur Messung
der absoluten Bewegungsgeschwindigkeit eines Fahrzeuges wie
eines Traktors.
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Die Messung der absoluten Bewegungsgeschwindigkeit eines
landwirtschaftlichen Traktors relativ zum Erdboden ist in
mehrfacher Hinsicht von Bedeutung. Eine Messung basierend auf der
Drehgeschwindigkeit eines oder mehrerer Räder führt zu beträchtlichen
Fehlern. In der Praxis sind Räder von landwirtschaftlichen
Traktoren je nach dem Erdboden, der Belastung und der durchgeführten
Arbeit mehr oder weniger mit Schichten versehen. Für derartige
Schichten konnten Werte von 25% beobachtet werden. Zur Optimierung
des Fahrverhaltens und insbesondere des Energieverbrauches strebt
man daher für die Beschichtung einen geringeren Wert von z.B. etwa
10% an. Der Wert der Beschichtung kann nur dadurch ermittelt
werden, daß man die absolute Fahrgeschwindigkeit mit der Drehzahl
wenigsten eines Rades vergleicht. Man kann der absoluten Bewegung
des Traktors auch Verteileinrichtungen für Produkte zuordnen wie
z.B. Samen, Dünger oder Pflanzen etc., um eine genaue Ausstreuung
einer Materialmenge auf einer Oberflächeneinheit zu erzielen. Es
besteht auch der Bedarf, z.B. bei landwirtschaftlichen Arbeiten
die von dem Traktor durchlaufene Entfernung zu messen, um die
bearbeitete Oberfläche zu bestimmen. Die Messung der absoluten
Fortbewegungsgeschwindigkeit ermöglicht, nach ihrer Integration
eine Messung mit besonderer Genauigkeit zu erzielen.
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Diese Art des Dopplerradars kann auch in anderen
Anwendungsfällen eingesetzt werden wie z.B. zur Messung der Geschwindigkeit
und der Verschiebung eines Zuges, die Messung der
Geschwindigkeit von Baumaschinen oder von Automobilen.
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Um an Bord eines Fahrzeuges seine absolute Geschwindigkeit zu
messen, ist es bekannt, ein Dopplerradar anzuwenden, dessen
ausgesandter Strahl von dem Erdboden reflektiert wird. Bei der
An-Wendung bei terrestrischen Fahrzeugen kann ein Dopplerradar so
konzipiert werden, daß es mit Mikrowellen oder Ultraschall
arbeitet. In der französischen Patentanmeldung FR-A-2 554 599
wird eine Einrichtung zur Messung mit Ultraschall beschrieben,
bei der es jedoch offenbar an Genauigkeit mangelt. Deshalb wird
gemäß der Erfindung vorgeschlagen, ein Dopplerradar mit
Mikrowellen anzuwenden. Der Stand der Technik des Dopplerradars mit
Mikrowellen wird in den folgenden Anmeldungen beschrieben:
US-A-4 354 191, US-A-4 316 173, US-A-4 527 160, US-A-3 997 900,
US-A-4 517 566, UK-A-2 076 610, EP-A-0 123 870, UK-A-2 120 859,
UK-A-2 172 462, EP-A-0 095 300 und US-A-3 363 253.
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Die ersten sieben obengenannten Dokumente betreffen
Dopplerradar-Anlagen mit einer Hornantenne, die beiden folgenden Dokumente
Radaranlagen mit einer gedruckten Antenne und die letzten Dokumente
Radaranlagen, die das Janus-Verfahren anwenden.
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Die Radaranlagen mit einer Hornantenne haben mehrere Nachteile: Sie
sind sperrig; im allgemeinen unter dem Fahrzeug angebracht und sind
geneigt, einen Strahl zu erhalten, der etwa um 35º nach vorne oder
nach hinten geneigt ist, wie es die Zeichnungen der Dokumente UK-A-2
076 610 und EP-A-0 123 870 zeigen. Sie sind außerdem voluminös und
empfindlich gegenüber Änderungen in der Neigung der Plattform, auf
der sie befestigt sind.
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In den Dokumenten UK-A-2 120 859 und UK-A-2 172 462 handelt es sich
um Radaranlagen mit einer gedruckten Antenne, die zur Montage auf
Flugzeugen bestimmt ist. Die gedruckte Antenne erzeugt Strahlen vom
Typ "Gamma" und enthält ebenso viele Zugangspunkte wie erzeugte
Strahlen. Die Einspeisungspunkte werden nacheinander angeregt,
ebenso wie auch die Strahlen nacheinander erzeugt werden. Die
Kommutation der Einspeisepunkte bedeutet eine Verkomplizierung.
Außerdem ist es im Bereich von Radaranlagen bei terrestrischen
Fahrzeugen unvorteilhaft, vier oder sechs Strahlen vorzusehen.
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In den Dokumenten EP-A-0 095 300 und US-A-3 363 253 wird eine
Radaranlage eines terrestrischen Fahrzeuges beschrieben, die eine
Janus-Konfiguration verwendet, wie sie in den Doppler-Navigatoren bei
Lenkapparaten von Luftschiffen bekannt ist. In der Praxis sind zwei
oder vier Strahlen vorgesehen, von denen einer oder zwei nach vorne
gerichtet sind und die übrigen nach hinten. Diese Strahlen können
durch unterschiedliche Antennen erzeugt werden oder auch durch eine
einzige Antenne (siehe das Dokument US-A-3 363 253).
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Die in dem letztgenannten Dokument beschriebene Antenne mit einer
Janus-Konfiguration besteht aus einer Vielzahl von linearen,
identischen Unternetzen, von denen jedes durch eine Vielzahl von
Antennenelementen mit Spalten gebildet ist. Im Hinblick auf die Anwendung
derartiger Antennenelemente ist der Aufbau dieser Antenne relativ
kompliziert und ihre Kosten demzufolge beträchtlich.
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Auf dem allgemeinen Gebiet der Mikrowellen-Antennen sind auch
Antennen bekannt, die aus Antennenelementen in der Form eines "patch"
bestehen. Das ist beispielsweise ersichtlich aus der französischen
Patentanmeldung A-2 533 765 und einem Artikel in der "l'Onde
Electrique" Januar/Februar 1985, Band 65, Nr. 1 mit dem Titel
"Gedruckte Antennennetze im Frequenzband von 20 GHz/30 GHz".
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In diesem letztgenannten Dokument werden insbesondere Netze mit
Mikrowellen-Antennen beschrieben, deren Antennenelemente sogenannte
patch sind, die aus einer rechteckigen, in einem Scheitelpunkt
gespeisten Platte bestehen.
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Der Vorteil, der sich bei der Anwendung von Antennenelementen in der
Form eines "patch" ergibt, ist ihre leichte Herstellung, da man
dafür die Technologie der gedruckten Schaltungen anwendet.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine gedruckte Antenne mit
einem derartigen Aufbau zu schaffen, daß sie für sich allein in
einer Doppler-Radaranlage mit Janus-Konfiguration angewendet werden
kann.
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Diese Aufgabe wird durch die Anwendung der Kombination der Mittel
erreicht, die im Anspruch 1 angegeben sind. Bevorzugte
Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Die oben erwähnten Merkmale der Erfindung sowie weitere Merkmale
ergeben sich im einzelnen aus der folgenden Beschreibung eines
Ausführungsbeispiels. Die Beschreibung erfolgt anhand der
beigefügten Zeichnungen. Darin sind:
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Fig. 1 eine Draufsicht auf eine Antenne gemäß der Erfindung,
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Fig. 2 eine Draufsicht im vergrößerten Maßstab einer Reihe von
strahlenden Elementen, die in der Antenne gemäß Fig. 1
verwendet werden,
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Fig. 3 eine Ansicht im vergrößerten Maßstab eines strahlenden
Elementes,
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Fig. 4 eine Teilansicht im Querschnitt der Antenne entlang der
Linie IV-IV von Fig. 1,
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Fig. 5 ein Smith-Diagramm, das die Änderungen der Impedanz der
Antenne gemäß Fig. 1 zeigt,
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Fig. 6 Richtdiagramme der Antenne von Fig. 1 in der Ebene E und
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Fig. 7 Richtdiagramme der Antenne von Fig. 1 in der Ebene H.
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Die Antenne gemäß Fig. 1 besteht aus vierzehn aufgereihten
Strahlungselementen a7, a6, a5, a4, a3, a2, a1, a'1, a'2, a'3, a'4, a'5,
a'6, a'7. Die Reihen a7 bis a'7 sind untereinander identisch und zu
einander parallel. Sie sind jeweils symmetrisch zu ihren
entsprechenden Mittelpunkten b7 bis b'7, die entlang einer Linie c
ausgerichtet sind, und zwar senkrecht zur der Richtung der Reihen.
Die Mittelpunkte b7, b6, b5, b4, b3, b2, b1, b'1, b'2, b'3, b'4,
b'5, b'6, b'7 sind äquidistant und jeweils zu zweit symmetrisch zu
einen Punkt d.
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Die in Fig. 2 gezeigte Reihe al enthält vierzehn strahlende Elemente
e7, e6, e5, e4, e3, e2, e1, e'1, e'2, e'3, e'4, e'5, e'6, und e'7.
Jedes in Fig. 3 in einem vergrößertem Maßstab gezeigte strahlende
Element e hat die Form einer leitenden rechteckigen Oberfläche,
dessen eine Diagonale f entlang den Reihen und dessen andere
Diagonale g entlang der Linie c ausgerichtet ist. In jedem
rechteckigem strahlenden Element ist der Scheitelpunkt i zwischen den
durch die Diagonale g verbundenen Scheitelpunkten i und j auf einer
Linie h ausgerichtet. In jedem der strahlenden Elemente e7, e5, e3,
e1, e'2, e'4, e'6 liegt der andere Scheitelpunkt j der Diagonalen g
auf derselben Seite der Linie h, während die strahlenden Elemente
e6, e4, e2, e'1, e'3, e'5 und e'7 mit ihren Scheitelpunkten j auf
der anderen Seite der Linie h liegen. Die Scheitelpunkte i7 bis i'7
der Elemente e7 bis e'7 sind äquidistant und liegen jeweils zu zweit
symmetrisch zu dem Mittelpunkt b7 bis b'7 der entsprechenden Reihe.
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Es sei bemerkt, daß die Anordnung der Elemente e7 - e1 der Reihe a1,
Fig. 2, symmetrisch ist zum Mittelpunkt b1 der Anordnung der
Elemente e'1 bis e'7. Jede der Reiheii a7 bis a'7 ergibt sich durch
einfache Translation aus der vorangehenden Reihe, und es besteht
keine Symmetrie der Reihen zu dem Punkt d.
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Die Mittelpunkte b7 bis b'7 sind über eine leitende
Versorgungsleitung c miteinander verbunden, die selbst im Mittelpunkt d
gespeist wird, wie aus der Fig. 4 ersichtlich ist.
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In jeder Reihe, wie der gemäß Fig. 2, sind die Punkte i über eine
leitende Versorgungsleitung h miteinander verbunden, die ihrerseits
von dem mit der Leitung c verbundenen Punkt b1 gespeist wird.
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Die jeweiligen Abstände zwischen den Mittelpunkten b7 bis b'7 und
zwischen den Scheitelpunkten i7 bis i'7 sind gleich einer
Wellenlänge λg, wie weiter unten erläutert wird.
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In einem Netz mit linearen, äquidistanten Antennen, deren Strahl um
einen Winkel φ abgelenkt ist, wobei x der Schritt des Netzes ist,
wird jede individuelle Antenne mit einer Phasenverschiebung
Δφ relativ zu der vorangehenden individuellen Antenne eingespeist,
wobei die Phasenverschiebung beträgt:
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Δφ =2π d/λo sin φ,
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wobei λo die Wellenlänge in Vakuum ist.
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Bei der Antenne gemäß der Erfindung wurde ein Abstand zwischen den
Elementen gleich λg gewählt, was die Wellenlänge für die Ausbreitung
auf dem Substrat der Antenne ist. Auf diese Weise ist für ein
Substrat vom üblichen Typ mit Teflonglas λg = 0,75 λo. Außerdem
bewirkt die Richtungsumkehr der strahlenden Elemente in jeder Reihe
von einem strahlenden Element zu dem folgenden eine
Phaseverschiebung von Δφ = 180º. Daraus ergibt sich:
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sin φ = ½/d/λo 2/3.
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Dabei ist z.B. φ = 41º8.
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Wie weiter oben bereits erläutert, setzt sich jede Reihe, wie z.B.
die Reihe a1, Fig. 1, aus zwei zum Mittelpunkt b1 symmetrischen
Anordnungen zusammen. Daraus ergibt sich, daß das Richtungsdiagramm
selbst symmetrisch ist relativ zu einer Ebene senkrecht zu dem Netz
entlang der Linie c was sich ergibt durch zwei geneigte
Hauptkeulen, eine bei 41º8 und die andere bei -41º8.
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Eine derartige Antenne enthält Sekundärkeulen, die dadurch reduziert
werden, daß in jeder Reihe die Amplituden der Anregungssignale, die
an die Punkte i der strahlenden Elemente angelegt sind, gewichtet
werden. Bei den rechteckigen strahlenden Elementen, bei denen die
Seite eines Rechteckes gleich λg/2, weniger approximativ die Dicke
des Dielektikums, wurden z.B. die in der folgenden Tabelle
aufgeführten Richtungskoeffizienten gewählt:
Tabelle
Strahlendes Element
Amplitde
Phase
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In der Antenne gemäß Fig. 1, ebenso wie in der Reihe gemäß Fig. 2,
verwendet man zur Realisierung der Gewichtungskoeffizienten auf der
Versorgungsleitung h Viertel-Wellenlängen-Transformatoren wie die
Transformatoren t7, t6, t5, t4, t3, t2, t1, t'1, t'2, t'3, t'4, t'5,
t'6 und t'7, die auf der Versorgungsleitung plaziert sind, und zwar
oberhalb des strahlenden Elementes, das denselben Bezugsindex trägt.
Diese Transformatoren werden dadurch gebildet, daß die Breite der
Versorgungsleitung um einen Betrag erhöht wird, der sich rechnerisch
aus den Formeln ergibt, die in den folgenden technischen
Veröffentlichungen zu finden sind:
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- T.C. Edwards, "Foundation for Microstrip Circuit Design", édité
par John W. Riley and son,. 1981,
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- I.J. Bahl, P. Bhartia, "Microstrip Antenna", Artech House, 1980,
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- J.R. James, P.S. Hall, C. Wood, "Microstrip Antenna -Theory and
Design", Peter Peregrinus Ltd., 1981.
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Außerdem sind entlang der Linie c, die die Mittelpunkte der Reihen
versorgt, ebenso Viertel-Wellenlängen-Transformatoren vorgesehen,
die dieselben Gewichtungskoeffizienten verursachen wie in der obigen
Tabelle. Um diese Koeffizienten zu gewinnen, reicht es aus, in der
Tabelle a1 durch b1, a2 durch b2 etc. zu ersetzen.
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Es sei bemerkt, daß die Transformatoren t1 und t'1, Fig. 2, durch
eine unsymmetrische Erweiterung der Leitung gebildet sind, während
für die anderen Transformatoren die Erweiterung symmetrisch ist. Für
die Wirkungsweise der Transformatoren ist das ohne Bedeutung. In dem
besonderen Fall der Transformatoren t1 und t'1, die unvermeidbar
sehr dicht an den strahlenden Elementen e1 und e'1 liegen, ist die
Unsymmetrie vorteilhaft, damit diese strahlenden Elemente e1 und e'1
die gleiche Form wie die übrigen Elemente behalten.
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Der Schnitt der Fig. 4 zeigt das Substrat 1 der Antenne, das
beispielsweise drei Schichten 2 bis 4 trägt. Die Schichten 2 und 4
bestehen z.B. aus Polypropylen, für das, bei einer Arbeitsfrequenz der
Antenne von z.B. 24 GHz, die dielektrische Konstante εr im Bereich
von 2,2 und der Tangens-Verlustwinkel tgδ = 10&supmin;³ ist. Die Dicke der
Schichten 2 und 4 liegt vorzugsweise zwischen 0,4 und 0,8 mm. Die
Schicht 3 ist metallisch und gut leitend, beispielsweise aus
Aluminiun, und hat eine Dicke von vorzugsweise zwischen 2 und 4 mm.
Die strahlenden Elemente, die Versorungsleitungen c und h und die
Viertel-Wellenlängen-Transformatoren sind in gedruckter Schaltung
auf der Schicht 2 ausgebildet. Der Punkt d der Leitung c ist mit der
inneren Fläche der Schicht 4 über einen Leiter 5 verbunden, der sich
durch die Schichten 2 bis 4 erstreckt. Die in die Schicht 3 für den
Durchtritt des Leiters 5 eingebrachte Bohrung hat einen
ausreichenden Durchmesser, um eine Isolation des Drahtes 5
sicherzustellen. Unter der Schicht 4 ist der Draht 5 mit einem
gedruckten Leiter 6 verbunden, der mit einem Doppler-Sender-
Empfänger verbunden ist, der schematisch in Form eines Blockes 7
dargestellt ist.
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Dieser Doppler-Sender-Empfänger 7 enthält in der Praxis unter
anderem einen Mikrowellen-Oszillator, z.B. auf der Basis einer GUNN-
Diode, und einen Mischer mit einer einzigen Diode. Diese Einheit
ist wie die Leitung 6 auf die Schicht 4 aufgedruckt. Der
Doppler-Sender-Empfänger 7 kann als Variante eine Mischschaltung mit zwei
Dioden enthalten, die es ermöglicht, die von den zwei Strahlen
kommenden Signale zu trennen und dadurch eine Richtungsunterscheidung
durchzuführen.
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Das Smith-Diagramm der Fig. 5 ist für unterschiedliche Frequenzen
zwischen 23,5 und 24,5 GHz gezeichnet. Es ist ersichtlich, daß für
eine Arbeitsfrequenz von 24,1 GHz, angezeigt durch die Marke P1, die
Antenne besonders gut angepaßt ist. Die Marken P2 und P3 entsprechen
den Frequenzen 23,8 GHz und 24,4 GHz. Aus dem Diagramm ist
ersichtlich, daß im Bereich der Frequenz von 24,1 GHz der Anteil an
stationären Wellen ROS gut ist. Es sei bemerkt, daß für diese
Frequenz die Fig. 1 die Antenne im Maßstab 1:1 zeigt.
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Die Richtungsdiagramme der Fig. 6, dargestellt für eine Frequenz von
24,1 GHz, zeigen, daß die Breite der Keule unterhalb von 10º liegt.
Die Richtungsdiagramme der Fig. 7, die ebenso für eine Frequenz von
24,1 GHz dargestellt sind, zeigen die zwei um -40º und +41º
versetzten Keulen, deren Breiten bei 3 dB in der Größenordnung von
20º liegen. Die Sekundärkeulen liegen unterhalb von -30 dB, was
besonders interessant ist.
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In dem soeben beschriebenen Ausführungsbeispiel hatte jedes
strahlende Element, wie Fig. 3 zeigt, eine rechteckförmige Oberfläche.
Diese Geometrie, die einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
entspricht, ist nicht unerläßlich. Man kann ebenso eine runde,
dreieckförmige, fünfeckförmige oder andere Geometrie wählen, um die
Symmetrie zu einer parallel zur Leitung c liegenden Richtung zu
wahren.
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Eine rechteckförmige, dreieckförmige oder fünfeckförmige Geometrie,
bei denen ein Scheitelpunkt des Antennenelementes mit der
Vorsorgungsleitung verbunden ist, gewährleistet eine gute
Reproduzierbarkeit der Einspeisungsbedingungen.
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Die runde Geometrie bietet die Möglichkeit, eine runde Polarisation
anzuwenden, erfordert jedoch eine größere Genauigkeit in der
Herstellung, um die Reproduzierbarkeit der Einspeisung sicherzustellen.
Die fünfeckförmige Geometrie vereinigt die verschiedenen, oben
beschriebenen Vorteile.
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In dem beschriebenen Beispiel ist die Anzahl der Reihen gleich der
Anzahl der strahlenden Elemente in einer Reihe, was jedoch nicht
obligatorisch ist. In dem Fall, daß diese Anzahlen verschieden sind,
ist die Gewichtung offensichtlich in der Leitung c nicht in jeder
Reihe dieselbe.
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Bei der Anwendung der Antenne gemäß Fig. 1 wurden außerdem die
Messungen mit einer Antennenverkleidung aus Polypropylen
durchgeführt, die parallel zur Antenne vor dieser angeordnet war. Es
sei bemerkt, daß die Antennenverkleidung die Leistung der Antenne
nur sehr geringfügig verringerte.
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Messungen wurden ebenfalls durchgeführt mit Zuordnung der Antenne zu
einem Sender und Empfänger, die bei 24,1 GHz arbeiten, um die
Genauigkeit einer so geformten Radaranlage zu prüfen. Diese
Messungen wurden auf einem Simulator mit einem Drehtisch durchgeführt.
Man konnte durch eine Änderung des Neigungswinkels der Antenne
relativ zu dem Drehtisch feststellen, daß die Empfindlichkeit bei
Änderungen der Neigung verglichen mit den bei einer Radaranlage mit
einem einzigen Strahl erzielten Ergebnissen in nennenswerter Weise
verringert war.