DE3883445T2

DE3883445T2 - Interferometersensor mit zeitaufgelösten Messungen.

Info

Publication number: DE3883445T2
Application number: DE88305390T
Authority: DE
Inventors: Byoung Yoon Kim
Original assignee: Leland Stanford Junior University
Current assignee: Leland Stanford Junior University
Priority date: 1987-06-25
Filing date: 1988-06-13
Publication date: 1994-03-31
Anticipated expiration: 2008-06-14
Also published as: EP0296746A3; DE3883445D1; EP0296746B1; JPS6428515A; CA1291553C; US4779975A; EP0296746A2; KR890000906A

Description

Hintergrund der Erfindung

Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft optische Interferometer und insbesondere Interferometer- Sensoren wie faseroptische Gyroskope.

Beschreibung des technischen Hintergrunds

Faseroptische Drehungssensoren umfassen typischerweise eine Schleife aus faseroptischem Material, in die Lichtwellen so gekoppelt werden, daß sich ein Paar von Lichtwellen in der Schleife in zueinander gegenläufiger Richtung ausbreitet (d. h., die Lichtwellen breiten sich in entgegengesetzter Richtung aus). Wenn die Schleife gedreht wird, wird ein relativer Phasenunterschied zwischen den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen gemäß des wohlbekannten "Sagnac-Effekts" induziert. Der Betrag des Phasenunterschieds entspricht der Drehzahl der Schleife. Die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen interferieren, wenn sie rekombiniert werden, entweder konstruktiv oder destruktiv, um ein optisches Ausgangssignal zu erzeugen, das sich in der Intensität gemäß der Drehzahl der Schleife ändert. Die Rotationserfassung wird im allgemeinen durch Messen dieses optischen Ausgangssignals durchgeführt.
Eine Reihe von Vorrichtungen und Verfahren wurden für die Verarbeitung des gemessenen optischen Ausgangssignals entwickelt, um ein elektrisches Ausgangssignal zu liefern, das der Drehzahl und -richtung der Schleife entspricht. Bekannte Vorrichtungen und Verfahren überwachen für die Messung des Phasenunterschieds zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen die Intensität des optischen Ausgangssignals, um die Drehzahl und -richtung gemäß der Sagnac-Formel zu bestimmen:
wobei:
ΔΦR der durch Rotation der optischen Schleife verursachte Sagnac-Phasenunterschied ist;
A der von der optischen Schleife begrenzte Bereich ist, in der sich die Lichtwellen in entgegengesetzter Richtung ausbreiten;
N die Zahl ist, die angibt, wie oft sich die Lichtwellen vor der Rekombination in der Schleife ausbreiten;
Q die Winkelgeschwindigkeit der Schleife um eine Achse ist, die senkrecht zu der Ebene der Schleife ist; und
λ und c die jeweiligen Vakuumwerte der Wellenlänge und der Geschwindigkeit der in die optische Schleife eingespeisten Lichtwellen sind.
Die Intensität des optischen Ausgangssignals ist wie folgt eine Funktion des Sagnac-Phasenunterschieds ΔΦR zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen:
wobei IT die Intensität des optischen Ausgangssignals ist, und I&sub1; und I&sub2; die jeweiligen Intensitäten der zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen sind.
Es wurde festgestellt, daß eine Messung von lediglich der Intensität des optischen Ausgangssignals nicht genügend Informationen bereitstellt, aus denen die Drehrichtung und -zahl bestimmt werden können. Die Empfindlichkeit der Phasenunterschiedsmessung ist beispielsweise für Phasenunterschiede, die ganzzahlige Vielfache von π sind (d. h., ΔΦR = Nπ für N = . . . -2, - 1, 0, 1, 2, . . . ), effektiv gleich null, da die Interferenzintensität eine gerade, periodische Funktion des Phasenunterschieds ist (d. h., die Interferenzintensität ändert sich wie eine wie vorstehend in Gleichung (2) beschriebene Kosinusfunktion). Die Empfindlichkeit der Phasenunterschiedsmessung kann nur Modulo π gemessen werden und ist vernachlässigbar, wenn ΔΦR ein ganzzahliges Vielfaches von π ist, da sich die Kosinusfunktion in Gleichung (2) in der Nähe eines Maximums mit 1 - ΔΦR2/2 (Modulo π) ändert und sich somit die Intensität des Ausgangssignals nicht linear mit ΔΦR ändert. Kleine Phasenunterschiede können deshalb in der Nähe einer Drehzahl von null nicht direkt gemessen werden. Diese Schwierigkeit beim Messen kleiner Phasenunterschiede wird typischerweise durch dynamisches Verzerren (dynamic biasing) umgangen, wobei eine zusätzliche Phasenmodulation in den geschlossenen Weg, um den sich die Lichtwellen ausbreiten, eingeführt wird. Eine zeitlich veränderliche Modulation mit einer mittleren Amplitude von null wird im allgemeinen anstatt einer statischen Modulation verwendet. Die dynamische Verzerrung läßt das Phasensignal Werte erreichen, bei denen die Empfindlichkeit ausreichend groß ist, so daß der Phasenunterschied ohne weiteres meßbar ist.
Ein Gyroskop mit dynamischer Verzerrung kann ohne weiteres zum Messen von niedrigen Drehzahlen verwendet werden. Wenn die Phasenmodulation ein harmonisches Signal einer bestimmten Frequenz ist, bewirkt eine kleine von der Rotation der optischen Schleife verursachte Phasenverschiebung, daß die Intensität des optischen Ausgangssignals eine zeitlich veränderliche Komponente einer bestimmten Frequenz enthält. Diese zeitlich veränderliche Komponente kann demoduliert werden, um eine Messung der Sagnac-Phasenverschiebung und somit der Drehzahl zu liefern. Obwohl die dynamische Verzerrung Phasenunterschiede erlaubt, die bei niedrigen Drehzahlen mit hoher Empfindlichkeit zu messen sind, ist die rotationsinduzierte Interferenzintensität periodisch und kann somit nicht direkt zum Messen von hohen Drehzahlen verwendet werden.
Um einen erweiterten dynamischen Bereich zum Messen von Drehzahlen zu liefern, wurden zwei grundlegende Lösungswege verwendet. Ein Lösungsweg ist, ein Rückkopplungssignal vom demodulierten optischen Ausgangssignal zu einer zweiten Vorrichtung in der Schleife zu liefern. Die zweite Vorrichtung liefert einen zusätzlichen, steuerbaren, nichtreziproken Phasenunterschied, und das Rückkopplungssignal wird so verändert, daß das demodulierte optische Ausgangssignal ausgelöscht wird. Das Rückkopplungssignal, das für das Auslöschen des demodulierten optischen Ausgangssignals benötigt wird, wird zum Messen der Sagnac-Phasenverschiebung und somit der Drehzahl überwacht. Die Leistungsfähigkeit dieser Art eines Gyroskops mit geschlossener Schleife hängt teilweise von der Stabilität, der Linearität und dem Phasenbereich des nichtreziproken Phasenschiebers, der für die zweite Vorrichtung verwendet wird, und von den Eigenschaften der Elektronik, die das Rückkopplungssignal liefert, ab.
Ein alternativer Lösungsweg für die Erweiterung des dynamischen Bereichs eines optischen Fasergyroskops ist ein Lösungsweg mit offener Schleife, bei dem keine Rückkopplung für die Auslöschung des demodulierten Ausgangssignals geliefert wird. Die gesamten Informationen, die für die Wiederherstellung des Sagnac-Phasenunterschieds notwendig sind, sind in der Interferenzintensität enthalten, die durch Kombination der Rotation und der dynamischen Modulation erzeugt wird. Typischerweise ist eine umfangreiche Signalverarbeitung erforderlich, um die Phasenunterschiedsinformationen vom optischen Ausgangssignal zu entnehmen, wenn der Phasenunterschied nicht auf Werte nahe bei null begrenzt ist. Wenn ein erweiterter Dynamikbereich erreicht werden soll, kann die Signalverarbeitung ziemlich anspruchsvoll sein. In vielen Ausführungen von optischen Gyroskopen mit offener Schleife und anderen Interferometern bestimmt die Qualität der elektronischen Signalverarbeitungsschaltung und nicht die Qualität des optischen Kreises den dynamischen Bereich und die Genauigkeit des Erfassungssystems.
Für die Verarbeitung des optischen Ausgangssignals kann sowohl analoge als auch digitale Verarbeitung verwendet werden, und vorzugsweise wird ein Großteil der Verarbeitung im digitalen Bereich ausgeführt. Dennoch haben typische, im Handel erhältliche A/D-Wandler, die für die Umwandlung der analogen elektrischen Darstellung des optischen Ausgangssignals in digitale Daten benötigt werden, keinen ausreichenden Dynamikbereich, um eine sehr gute digitale Verarbeitung zu liefern. Somit wird typischerweise eine komplexe analoge Schaltanordnung als Teil der Elektronik benötigt, die das optische Ausgangssignal verarbeitet. Es wurde eine andere elektronische Schaltanordnung verwendet, die weniger digitale Verarbeitung verwendet. Dennoch müssen die elektronischen Komponenten im allgemeinen sorgfältig ausgewählt und stabilisiert werden, um die hohe Genauigkeit zu erreichen, die nötig ist, um ein empfindliches Interferometer mit einem erweiterten dynamischen Bereich zu liefern.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Interferometer-Sensor zur Erfassung eines Umgebungseinflusses offenbart, mit einer Lichtquelle zum Erzeugen einer Lichtwelle, einem Interferometer, das einen optisch an die Lichtquelle gekoppelten Wellenleiter aufweist, wobei der optische Wellenleiter erste und zweite optische Wege definiert, wobei mindestens einer der beiden Wege dem Umgebungseinfluß ausgesetzt ist, einem Koppler zum Einspeisen der Lichtwelle in die optischen Wege in Form von ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;), wobei die ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang durch die optischen Wege in entgegengesetzten Richtungen rekombinieren, um eine Ausgangslichtwelle mit einer Ausgangswellenform zu erzeugen, und wobei der Phasenunterschied (ΔΦR) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang mit dem Umgebungseinfluß variiert, und einem an mindestens einen der optischen Wege gekoppelten Modulator zum Modulieren der Phase des sich durch ihn hindurch ausbreitenden Lichts, um einen zeitlich veränderlichen Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) zu erzeugen, wobei der Modulator die Ausgangswellenform in eine modulierte Ausgangswellenform abändert.
Der Interferometer-Sensor der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Signalverarbeitungsschaltung zum Ermitteln eines ersten Punktepaars (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform, wobei die Signalverarbeitungsschaltung des weiteren das Zeitintervall (Δt&sub1;') zwischen den Punkten des ersten Punktepaars (H', L') mißt und den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion des Zeitintervalls (Δt&sub1;') und ausgewählten Merkmalen des Modulations- Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet, um den Umgebungseinfluß zu messen. Die ausgewählten Merkmale des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) umfassen vorzugsweise die maximale Amplitude (ΔΦMmax) und die Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM).
In einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht das erste Punktepaar (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform im wesentlichen Punkten der unmodulierten Ausgangswellenform mit einer gleichen ersten Amplitude. Das erste Punktepaar (H', L') entspricht Extrema auf der unmodulierten Ausgangswellenform.
Genauer gesagt entspricht ein Punkt (H') des ersten Punktepaars einem ersten Maximum auf der unmodulierten Ausgangswellenform, und der andere Punkt (L') des ersten Punktepaars entspricht einem zweiten, darauffolgenden Maximum auf der unmodulierten Wellenform.
In einer weiteren Ausführungsform ermittelt die Signalverarbeitungsschaltung des weiteren ein zweites Punktepaar (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform, wobei die Signalverarbeitungsschaltung des weiteren das Zeitintervall (Δt&sub2;') zwischen den Punkten des zweiten Punktepaars (I', K') mißt, und den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt&sub1;', Δt&sub2;') und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet.
Vorzugsweise entspricht das zweite Punktepaar (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform im wesentlichen Punkten der unmodulierten Ausgangswellenform mit einer gleichen zweiten Amplitude.
Vorteilhafterweise entspricht das zweite Punktepaar (I', K') Extrema auf der unmodulierten Ausgangswellenform.
Vorzugsweise entspricht ein Punkt (I') des zweiten Punktepaars einem ersten Minimum auf der unmodulierten Ausgangswellenform, und der andere Punkt (K')des zweiten Punktepaars entspricht einem zweiten, darauffolgenden Minimum auf der unmodulierten Ausgangswellenform.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung weist vorteilhafterweise einen Differentiator zum Differenzieren der modulierten Ausgangswellenform, um eine differenzierte Ausgangswellenform zu erhalten, einen Nulldurchgang-Detektor, um die Nulldurchgänge, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, auf der differenzierten Ausgangswellenform zu ermitteln, und eine Schaltung, die das Zeitintervall (Δt&sub1;') zwischen den Nulldurchgängen mißt, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, auf.
Vorzugsweise ermittelt der Nulldurchgang-Detektor des weiteren die Nulldurchgänge, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, und die Schaltung mißt das Zeitintervall (Δt&sub2;') zwischen den Nulldurchgängen, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, wobei die Schaltung des weiteren einen Prozessor aufweist, der den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt&sub1;', Δt&sub2;') und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet. Der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) kann eine maximale Amplitude (ΔΦMmax) von mindestens π rad oder nicht mehr als 2π rad aufweisen.
Vorteilhafterweise weist der Modulator eine Phasenauslenkung von einem Wert zwischen π und 2π rad bis zu einem Wert zwischen -π und -2π rad auf. Der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) kann eine Sinusfunktion oder eine Dreiecksfunktion sein.
In der speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Umgebungseinfluß durch Rotation induziert und wird durch den rotationsinduzierten Sagnac-Effekt ermittelt, der in einem der Rotation ausgesetzten optischen Weg erzeugt wurde, während die Signalverarbeitungsschaltung digitale Elektronik aufweist. Der optische Wellenleiter bildet eine vom Koppler optisch geschlossene Schleife.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses offenbart, mit den Schritten: Ausbreitenlassen in entgegengesetzter Richtung von ersten und zweiten Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) in ersten und zweiten optischen Wegen, mindestens einer der optischen Wege wird dem Umgebungseinfluß ausgesetzt, Verbinden der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) nach der Ausbreitung durch die optischen Wege, um ein optisches Ausgangssignal mit einer Ausgangswellenform zu bilden, wobei der Phasenunterschied (ΔΦR) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang mit dem Umgebungseinfluß variiert, Modulieren des Phasenunterschieds (ΔΦR) zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;), um einen zeitlich veränderlichen Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) zu verursachen, und Ändern der Ausgangswellenform in eine modulierte Ausgangswellenform mit Hilfe des Modulations- Phasenunterschieds (ΔΦM). Das Verfahren ist gekennzeichnet durch die Schritte: Ermitteln eines ersten Punktepaars (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform, Messen des Zeitintervalls (Δt&sub1;') zwischen den Punkten des ersten Punktepaars (H', L'), Berechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion des Zeitintervalls (Δt&sub1;') und ausgewählten Merkmalen des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) und Messen des Umgebungseinflusses mit Hilfe des Phasenunterschieds (ΔΦR).
Vorzugsweise wird der Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der maximalen Amplitude (ΔΦMmax) und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet.
Das in der vorliegenden Erfindung offenbarte Verfahren weist vorzugsweise die Schritte auf: Wählen eines Punktes (H') des ersten Punktepaars (H', L') derart, daß der Punkt (H') einem ersten Maximum der unmodulierten Ausgangswellenform entspricht, und Wählen des anderen Punktes (L') des ersten Punktepaars (H', L') derart, daß der Punkt (L') einem zweiten, darauffolgenden Maximum der unmodulierten Ausgangswellenform entspricht.
Es kann auch folgende Schritte aufweisen: Ermitteln eines zweiten Punktepaars (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform, Messen des Zeitintervalls (Δt&sub2;') zwischen den Punkten des zweiten Punktepaars (I', K'), und Berechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt&sub1;', Δt&sub2;') und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM).
Vorteilhafterweise weist es des weiteren folgende Schritte auf Wählen eines Punktes (I') des zweiten Punktepaars derart, daß der Punkt (I') einem ersten Minimum der unmodulierten Ausgangswellenform entspricht, und Wählen des anderen Punktes (K') des ersten Punktepaars derart, daß der Punkt (K') einem zweiten, darauffolgenden Minimum der unmodulierten Ausgangswellenform entspricht.
Das Verfahren weist im Idealfall folgende Schritte auf: Differenzieren der modulierten Ausgangswellenform, um eine differenzierte Wellenform zu liefern, Ermitteln der Nulldurchgänge auf der differenzierten Wellenform, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, und Messen des Zeitintervalls (Δt&sub1;) zwischen den Nulldurchgängen, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen.
Es ist vorteilhaft, daß das Verfahren folgende Schritte aufweist: Ermitteln der Nulldurchgänge, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, Messen des Zeitintervalls (Δt&sub2;') zwischen den Nulldurchgängen, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, und Errechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt&sub1;', Δt&sub2;') und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM).
Vorzugsweise weist der Schrift des Aussetzens von mindestens einem der optischen Wege den Schrift der Rotation des einen optischen Weges auf, und führt den Schritt des Messens des Umgebungseinflusses durch Ermitteln des rotationsinduzierten Sagnac-Effekts aus, der in einem der Rotation ausgesetzten optischen Weg erzeugt wurde.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist eine schematische Zeichnung eines Sagnac-Interferometers nach dem Stand der Technik, die faseroptische, entlang einer fortlaufenden, ununterbrochenen Strecke von faseroptischem Material angebrachte Bestandteile zeigt, und des weiteren einen Photodetektor, der das optische Ausgangssignal mißt, und eine Verarbeitungsschaltung zeigt, um das vom Photodetektor erzeugte elektrische Signal zu verarbeiten.
Fig. 2 ist eine schematische Zeichnung des Interferometers von Fig. 1, bei dem der Phasenmodulator fehlt.
Fig. 3 ist ein Diagramm der vom Photodetektor gemessenen Intensität des optischen Ausgangssignals als Funktion des rotationsinduzierten Sagnac-Phasenunterschieds.
Fig. 4 ist ein Diagramm eines Phasenunterschieds als Funktion der Zeit, das die Phasenmodulation von jeder der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen und den Phasenunterschied zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen zeigt.
Fig. 5 ist eine schematische Zeichnung, die die Wirkung der Phasenmodulation über der Intensität des vom Photodetektor gemessenen optischen Ausgangssignals darstellt, wenn sich die Erfassungsschleife nicht dreht.
Fig. 6 ist eine schematische Zeichnung, die die Wirkung der Phasenmodulation über der Intensität des vom Detektor gemessenen optischen Ausgangssignals zeigt, wenn sich die Erfassungsschleife in einer ersten Richtung dreht.
Fig. 7 ist eine schematische Zeichnung, die die Wirkung der Phasenmodulation über der Intensität des vom Detektor gemessenen optischen Ausgangssignals zeigt, wenn sich die Erfassungsschleife in einer zweiten, der ersten entgegengesetzten Richtung dreht.
Fig. 8 ist eine der Fig. 5 ähnliche schematische Zeichnung, die die Wirkung einer Dreiecksphasenmodulation über der Intensität des vom Detektor gemessenen optischen Ausganssignals darstellt, wenn sich die Erfassungsschleife nicht dreht, und des weiteren eine elektrische Wellenform darstellt, die durch Differenzieren des elektrischen Ausgangssignals des Photodetektors erzeugt wurde.
Fig. 9 ist eine der Fig. 8 ähnliche schematische Zeichnung, die die Wirkung einer Dreiecksphasenmodulation über der Intensität des vom Detektor gemessenen optischen Ausgangssignals darstellt, wenn sich die Erfassungsschleife dreht, und des weiteren eine elektrische Wellenform darstellt, die durch Differenzieren des elektrischen Ausgangssignals des Photodetektors erzeugt wurde.
Fig. 10 ist eine schematische Zeichnung eines vergrößerten Ausschnitts der Dreiecksmodulations-Wellenform von Fig. 8.
Fig. 11 ist eine schematische Zeichnung eines vergrößerten Ausschnitts der Dreiecksmodulations-Wellenform von Fig. 9.
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung, die den Drehungssensor, den Photodetektor, die elektrische Differenzierschaltung, die elektrisch mit dem Ausgang des Photodetektors verbunden ist, den Nulldurchgang-Detektor und die Zähler/Taktgeberschaltung zeigt.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform der Zähler/Taktgeberschaltung von Fig. 12.
Fig. 14 ist eine der Fig. 9 ähnliche schematische Zeichnung, die die Wirkung einer sinusförmigen Phasenmodulation über der Intensität des vom Detektor gemessenen optischen Ausgangssignals darstellt, wenn sich die Erfassungsschleife dreht, und des weiteren eine elektrische Wellenform darstellt, die durch Differenzieren des elektrischen Ausgangssignals des Photodetektors erzeugt wurde.
Fig. 15 ist eine schematische Zeichnung eines vergrößerten Ausschnitts der sinusförmigen Modulations-Wellenform von Fig. 14.

Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Stand der Technik

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist ein Drehungssensor mit offener Schleife eine Lichtquelle 110 auf die Licht in eine fortlaufende Strecke einer ersten optischen Faser 112 einspeist. Ein Abschnitt der ersten optischen Faser 112 wird zu einer Erfassungsschleife 114 gebogen. Die erste optische Faser 112 ist vorzugsweise eine optische Monomodefaser, die beispielsweise einen äußeren Hüllendurchmesser von ungefähr 80 Mikrometern und einen inneren Kerndurchmesser von ungefähr 4 Mikrometern aufweist. Die Monomodefaser 112 ist vorzugsweise eine hochdoppelbrechende Faser, obwohl auch nicht-doppelbrechende Fasern verwendet werden können. Die Erfassungsschleife 114 besteht aus einer Vielzahl von um eine Spule oder andere Träger (nicht gezeigt) gewickelten Windungen der ersten optischen Faser. Die Erfassungsschleife 114 kann, um ein konkretes Beispiel zu nennen, aus etwa 1000 Windungen der ersten optischen Faser 112 bestehen, die auf einen Träger mit einem Durchmesser von etwa 14 Zentimetern gewickelt sind.
Die Erfassungsschleife 114 wird, vorzugsweise beginnend von der Mitte der Strecke der Faser in der Schleife 114, symmetrisch gewickelt, so daß symmetrische Punkte in der Schleife nahe beieinander liegen. Das symmetrische Wickeln der Erfassungsschleife 114 verringert die Umgebungsempfindlichkeit des Drehungssensors 100, da durch die Symmetrie zeitabhängige Temperatur- und Druckgradienten gleiche Auswirkungen auf die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen in der Erfassungsschleife 114 haben.
Licht von der Lichtquelle 110 wird optisch in ein Ende der ersten optischen Faser 112 gekoppelt, indem beispielsweise ein erstes Ende 120 der ersten optischen Faser 112 an die Lichtquelle 110 angeschlossen wird. Ein Eingangsendabschnitt (oder erster Endabschnitt) 122 der ersten optischen Faser 112 stellt einen optischen Weg von dem ersten Ende 120 zu einem ersten Richtungskoppler 124 dar, der auf der ersten optischen Faser 112 angebracht ist. Der erste Richtungskoppler 124 ist vorteilhafterweise gemäß den U.S.-Patenten 4 493 528 und 4 536 058 aufgebaut, auf die hiermit Bezug genommen wird. Der erste Richtungskoppler 124 hat einen ersten Anschluß 130, einen zweiten Anschluß 132, einen dritten Anschluß 134 und einen vierten Anschluß 136. Die erste optische Faser 112 geht zwischen dem ersten Anschluß 130 und dem zweiten Anschluß 132 durch den Richtungskoppler 124 und läuft als Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 weiter. Innerhalb des ersten Richtungskopplers 124 wird die erste optische Faser 112 neben einer zweiten optischen Faser 150 angeordnet, die von der gleichen Ausführung wie die erste Faser 112 sein kann. Die zweite Faser 150 hat einen ersten Endabschnitt 152 und einen zweiten Endabschnitt 154. Der erste Endabschnitt 152 der zweiten optischen Faser ragt aus dem dritten Anschluß 134 des ersten Richtungskopplers 124 heraus und ist optisch an einen Photodetektor 160 gekoppelt. Der zweite Endabschnitt 154 ragt aus dem vierten Anschluß 136 des ersten Richtungskopplers 124 heraus und ist durch ein lichtabsorbierendes Abschlußteil 162 nichtreflektierend abgeschlossen.
Der Richtungskoppler 124 ist vorzugsweise so gebaut, daß er etwa 50 Prozent des Lichts in einer der optischen Fasern in die andere optische Faser koppelt. Demnach werden etwa 50 Prozent des sich durch den Eingangsendabschnitt 120 der ersten optischen Faser 112 bewegenden Lichts in den Endabschnitt 154 der zweiten optischen Faser 150 gekoppelt. Die restlichen 50 Prozent des Lichts verlassen den zweiten Anschluß 132 des ersten Richtungskopplers 124 und breiten sich in dem Zwischenabschnitt 140 aus.
Der Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 stellt einen optischen Ausbreitungsweg vom ersten Richtungskoppler 124 zu einem zweiten Richtungskoppler 170 dar, der in einer ähnlichen Art und Weise wie der erste Richtungskoppler 124 ausgeführt sein kann. Der zweite Richtungskoppler 170 hat einen ersten Anschluß 172, einen zweiten Anschluß 174, einen dritten Anschluß 176 und einen vierten Anschluß 178. Der Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 tritt bei dem ersten Anschluß 172 in den zweiten Richtungskoppler 170 ein. Die erste optische Faser 112 bildet die Erfassungsschleife 114, wie obenstehend beschrieben ist, nachdem sie zwischen dem ersten Anschluß 172 und dem zweiten Anschluß 174 durch den zweiten optischen Koppler 170 gegangen ist. Die erste optische Faser 112 geht dann durch den zweiten Richtungskoppler 170 vom vierten Anschluß 178 zum dritten Anschluß 176 zurück. Ein zweiter Endabschnitt 180 der ersten optischen Faser 112 ragt aus dem dritten Anschluß 176 heraus und wird durch ein Abschlußteil 182 abgeschlossen, das lichtabsorbierendes Material aufweist. Der zweite Richtungskoppler ist so gebaut, daß er im wesentlichen einen Kopplungsgrad von 50 Prozent aufweist. Wenn Licht über den ersten Anschluß 172 in den zweiten Richtungskoppler 170 eingespeist wird, wird das Licht so aufgeteilt werden, daß das vom zweiten Richtungskoppler 170 austretende Licht im wesentlichen gleich auf die Ausgänge 174 und 178 verteilt wird. Das vom zweiten Richtungskoppler 170 ausgegebene Licht bildet eine durch einen Pfeil W&sub1; dargestellte erste Lichtwelle, die sich in der Erfassungsschleife 114 im Uhrzeigersinn ausbreitet, wie in Fig. 1 gezeigt ist, und eine durch einen Pfeil W&sub2; dargestellte zweite Lichtwelle, die sich in der Erfassungsschleife 114 im Gegenuhrzeigersinn ausbreitet. Somit bildet der zweite Richtungskoppler 170 ein Paar von sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen, die die Erfassungsschleife 114 durchlaufen. Da der Kopplungsgrad des zweiten Richtungskopplers 170 50 Prozent beträgt, sind die Intensitäten der beiden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; im wesentlichen gleich groß.
Nach dem Durchlaufen der vollen Strecke der die Erfassungsschleife 114 bildenden ersten optischen Faser 112 tritt die erste Lichtwelle W&sub1; über den vierten Anschluß 178 in den zweiten Richtungskoppler 170 und die zweite Lichtwelle W&sub2; über den zweiten Anschluß 174 in den zweiten Richtungskoppler 170 ein, so daß die Wellen W&sub1; und W&sub2; rekombiniert werden. Ungefahr 50 Prozent des rekombinierten Lichts treten aus dem ersten Anschluß 172 aus, um sich in den Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 zu bewegen. Die restlichen 50 Prozent des rekombinierten Lichts treten aus dem dritten Anschluß 176 aus, um von dem lichtabsorbierenden Abschlußteil 182 absorbiert zu werden.
Die rekombinierten Lichtwellen laufen über den Zwischenabschnitt 140 der ersten Faser 112 zu dem zweiten Anschluß 132 des ersten Richtungskopplers 124. Ungefähr 50 Prozent der rekombinierten Lichtwellen, die in den zweiten Anschluß 132 eintreten, werden über den dritten Anschluß 134 in den ersten Endabschnitt 152 der zweiten optischen Faser 150 gekoppelt und bewegen sich zu dem Photodetektor 160. Der Photodetektor 160 gibt ein elektrisches Signal aus, das proportional zu der Intensität des optischen Ausganssignals ist, und das elektrische Signal wird von einer Verarbeitungsschaltung verarbeitet, um ein die Drehzahl der Schleife direkt anzeigendes Signal zu erzeugen.
Ein Polarisator 190 ist vorteilhafterweise zwischen dem ersten Richtungskoppler 124 und dem zweiten Richtungskoppler 170 auf dem Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 angeordnet. Der Polarisator 190 kann gemäß dem U.S.-Patent 4 386 822 aufgebaut sein, auf das hiermit Bezug genommen wird. Der Polarisator 190 ist so auf dem Zwischenabschnitt 140 der ersten optischen Faser 112 angeordnet, daß das Licht einer Polarisationsmode durch den Zwischenabschnitt 140 gelangen kann, während der Durchgang von Licht mit orthogonaler Polarisationsmode verhindert wird.
Der Zweck des Polarisators 190 ist, wie im U.S.-Patent 4410 275 erläutert ist und auf das hiermit Bezug genommen wird, die reziproke Wirkung des Drehungssensors von Fig. 1 sicherzustellen. Verfälschte nichtreziproke Phasenunterschiede können in dem Sensor auftreten, da sich das in jedem der zwei Polarisationsmoden einer Monomodefaser, wie der ersten optischen Faser 112, bewegende Licht sich mit einer unterschiedlichen Ausbreitungsgeschwindigkeit bewegt. Ein derartiger nichtreziproker Phasenunterschied ist nicht von einem rotationsinduziertem Sagnac-Phasenunterschied zu unterscheiden und ist von Umgebungsbedingungen wie Temperatur und Druck abhängig. Wenn der Polarisator 190 eingegliedert ist, breitet sich das sich durch den Polarisator 190 und über den Richtungskoppler 170 in die Erfassungsschleife 114 bewegende Licht nur in einer einzigen ausgewählten der beiden Polarisationsmoden aus. Darüber hinaus wird, wenn die zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; rekombiniert werden, um das rekombinierte optische Signal zu bilden, das ganze Licht im rekombinierten optischen Signal, das nicht die selbe Polarisation wie das in die Erfassungsschleife 114 eingespeiste Licht hat, davon abgehalten, den ersten Richtungskoppler 124 zu erreichen, und ist somit kein Bestandteil des vom Photodetektor 160 gemessenen optischen Ausgangssignals. Beim Durchgang des Eingangslichts (d. h., des in die Erfassungsschleife 114 eingespeisten Lichts) und des Ausgangslichts (d. h., des von der Erfassungsschleife 114 ausgegebenen Lichts) durch den gleichen Polarisator 190 wird demnach nur ein einziger optischer Weg für die Ausbreitung der Lichtwellen verwendet. Somit wird die von den unterschiedlichen Ausbreitungsgeschwindigkeiten der zwei Polarisationsmoden verursachte Nicht-Reziprozität ausgeschlossen. Die optische Monomodefaser 112 ist vorzugsweise eine hoch-doppelbrechende optische Faser, die zwei genau bestimmte Polarisationsmoden aufweist, und der Polarisator wird so eingestellt, daß er das sich in einer der beiden Polarisationsmoden ausbreitende Licht auswählt. Wenn nicht-doppelbrechende Fasern verwendet werden, kann es wünschenswert sein, ein Paar von Polarisationsüberwachern (nicht gezeigt) mit einzugliedern, um die Polarisation des optischen Eingangssignals und die Polarisation des sich in der Erfassungsschleife ausbreitenden Lichts so einzustellen, daß die Polarisation in Richtung der Polarisationsachse des Polarisators 190 ausgerichtet ist, um dadurch den optischen Leistungsverlust im Polarisator 190 zu verringern.
Wie im U.S.-Patent 4 529 312 erläutert ist, auf das hiermit Bezug genommen wird, kann die Reziprozität auch durch die Verwendung von unpolarisiertem Licht erreicht werden. Es wurde festgestellt, daß unpolarisiertes Licht die nichtreziproken Phasenfehler zum Verschwinden bringt.
Auf der optischen Faser 112 wird in der Nähe des vierten Anschlusses 178 des zweiten Richtungskopplers 170 zwischen dem vierten Anschluß 178 und dem Erfassungsabschnitt 114, wie des weiteren in Fig. 1 dargestellt, ein Phasenmodulator 192 gebildet. Der Phasenmodulator 192 ist elektrisch mit einem elektrischen Signalgenerator 194 verbunden und wird von diesem angesteuert. Der Phasenmodulator 192 kann einen PZT-Zylinder aufweisen, um den ein Abschnitt der ersten optischen Faser 112 gewickelt ist. Die erste optische Faser 112 ist so mit dem PZT-Zylinder verbunden, daß sich, wenn sich der PZT-Zylinder aufgrund eines elektrischen Modulationssignals vom Signalgenerator 194 radial ausdehnt, der Abschnitt der mit dem PZT-Zylinder verbundenen ersten optischen Faser dehnt. Andere Modulatoren, wie elektrooptische Modulatoren, können ebenfalls verwendet werden.
Um die Funktionsweise des Phasenmodulators 192 zu verstehen, wird zuerst die Wirkungsweise des Drehungssensors 100 so beschrieben, als ob der Phasenmodulator 192 nicht vorhanden wäre. Für diese Diskussion wird der Drehungssensor 100 in Fig. 2 ohne den Phasenmodulator 192 dargestellt. Wie vorstehend erläutert, durchläuft Licht von der Quelle 110 die Erfassungsschleife 114 und wird zur Bildung eines optischen Ausgangssignals kombiniert, das vom Photodetektor 160 gemessen wird.
Die Intensität des vom Photodetektor 160 empfangenen optischen Ausgangssignals wird sich entsprechend der Stärke und der Art (d. h., konstruktiv oder destruktiv) der Interferenz zwischen den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; ändern, wenn sie im zweiten Richtungskoppler 170 rekombiniert werden. Wenn die Erfassungsschleife 114 als ruhend angenommen wird (d. h., sie dreht sich nicht), bewegen sich die zwei Wellen W&sub1; und W&sub2; im gleichen optischen Weg in der Erfassungsschleife 114. Wenn die zwei Wellen W&sub1; und W&sub2; im zweiten Richtungskoppler 170 rekombiniert werden, werden sie somit konstruktiv ohne Phasenunterschied interferieren, und die Intensität des vom Photodetektor 160 gemessenen optischen Ausgangssignals wird ein Maximum aufweisen. Wenn die Erfassungsschleife 114 jedoch gedreht wird, werden die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; aufgrund des Sagnac-Effekts in ihrer Phase verschoben, so daß sie, wenn sie im zweiten Richtungskoppler 170 überlagert werden, destruktiv interferieren und dabei eine Verringerung der Intensität des optischen Ausgangssignals verursachen und somit die Größe des vom Photodetektor erzeugten elektrischen Ausgangssignals verringern. Der Sagnac-Phasenunterschied zwischen den Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; wird durch die folgende Beziehung festgelegt:
wobei:
ΔΦR der durch Rotation der optischen Schleife verursachte Sagnac-Phasenunterschied ist;
A der von der optischen Schleife begrenzte Bereich ist, in der sich die Lichtwellen in entgegengesetzter Richtung ausbreiten;
N die Zahl ist, die angibt, wie oft sich die Lichtwellen vor der Rekombination in der Schleife ausbreiten;
Q die Winkelgeschwindigkeit der Schleife um eine Achse ist, die senkrecht zu der Ebene der Schleife ist; und
λ und c die jeweiligen Vakuumwerte der Wellenlänge und der Geschwindigkeit der in die optische Schleife eingespeisten Lichtwellen sind.
Die Intensität des optischen Ausgangssignals ist wie folgt eine Funktion des Sagnac-Phasenunterschieds ΔΦR zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen:
wobei IT die Intensität des optischen Ausgangssignals ist, und I&sub1; und I&sub2; die jeweiligen Intensitäten der zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen sind.
Aus den Gleichungen (1) und (2) kann ersehen werden, daß die Intensität des optischen Ausgangssignals eine Funktion der Drehzahl Q ist. Somit kann eine Angabe der Drehzahl Q erhalten werden, indem die Intensität des optischen Ausgangssignals unter Verwendung des Photodetektors 160 gemessen wird. Fig. 3 zeigt eine Kurve 200, die die Beziehung zwischen der Intensität IT des optischen Ausgangssignals und dem Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR zwischen den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; darstellt. Die Kurve 200 hat die Form einer Kosinusfunktion wie in Gleichung (2), und die Intensität des optischen Ausganssignals hat ein Maximum, wenn der Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR null oder ein geradzahliges Vielfaches von π ist (d. h., . . . -4π, -2π, 0, 2π, 4π . . . ) und ein Minimum, wenn der Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR ein ungeradzahliges Vielfaches von π ist (d. h., . . . -3π, -π, π, 3π, 5π . . . ). Wenn der Phasenunterschied zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen ganz durch Rotation der Erfassungsschleife 114 verursacht wird, wird die Kurve 200 symmetrisch um eine vertikale Achse 202 variieren.
Mit Bezug auf Fig. 3 kann ersehen werden, daß, da die Kurve 200 eine Kosinusfunktion ist, die vom Photodetektor 160 gemessene Intensität des Ausgangssignals für kleine Sagnac-Phasenunterschiede ΔΦR zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; extrem nichtlinear ist. Darüber hinaus ist die optische Ausgangssignal-Intensität relativ unempfindlich gegenüber Änderungen des Phasenunterschieds bei kleinen Änderungen des Werts von ΔΦR. Eine derartige Nichtlinearität und Unempfindlichkeit macht es sehr schwer, die vom Photodetektor 160 gemessene Intensität IT des optischen Ausgangssignals in ein Signal umzusetzen, das nach den Gleichungen (1) und (2) die Drehzahl der Erfassungsschleife 114 anzeigt. Wenn angenommen wird, daß beispielsweise die horizontale Achse von Fig. 3 auf der rechten Seite der vertikalen Achse 202 durch Rotation der Erfassungsschleife 114 im Uhrzeigersinn erzeugte Sagnac-Phasenunterschiede ΔΦR darstellt, und daß die horizontale Achse auf der linken Seite der vertikalen Achse 202 durch Rotation der Erfassungsschleife 114 im Gegenuhrzeigersinn erzeugte Sagnac-Phasenunterschiede ΔΦR darstellt, wird ersichtlich, daß die Drehrichtung nicht durch bloßes Messen der Intensität des optischen Ausgangssignals bestimmt werden kann, da die Intensität zur vertikalen Achse 202 symmetrisch und für gleiche Drehzahlen in jeder Richtung gleich groß ist.
Eine Reihe von Vorrichtungen und Verfahren wurden verwendet, um die Drehzahl durch Modulation der Phasen der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; derart zu messen, daß die Intensität des vom Photodetektor 160 gemessenen optischen Ausgangssignals genügend Informationen enthält, damit niedrige Drehzahlen gemessen werden können, und damit eine Rotation im Uhrzeigersinn von einer Rotation im Gegenuhrzeigersinn unterschieden werden kann. Die U.S.-Patente 4410 275, 4456377, 4 529 312, 4 634282 und 4 637 722 und die U.S.-Patentanmeldung 488 111 mit dem Titel "Fiber Optic Rotation Sensor With Extended Dynamic Range", eingereicht am 25. April 1983 (jetzt U.S.- Patent 4 687330, erteilt am 18. August 1987), die U.S.-Patentanmeldung 581 304 mit dem Titel "Gated Fiber Optic Rotation Sensor With Extended Dynamic Range", eingereicht am 17. Februar 1984 (jetzt U.S.-Patent 4 728 192, erteilt am 1. März 1988), und die U.S.-Patentanmeldung 581 303 mit dem Titel "Gated Fiber Optic Rotation Sensor With Linearized Scale Factor", eingereicht am 17. Februar 1984 (jetzt U.S.-Patent 4 707 136, erteilt am 17. November 1987), auf die hiermit Bezug genommen wird, offenbaren beispielsweise Vorrichtungen und Verfahren für die Modulation der Phase von sich in einer Erfassungsschleife in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen und für die Bestimmung der Drehzahl aus der Intensität des optischen Ausgangssignals.
Der Phasenmodulator 192 moduliert bei der Frequenz des Signalgenerators 194 gemäß Fig. 4 die Phase jeder der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2;. Wie vorstehend erläutert, ist der Phasenmodulator 192 vorzugsweise in der Nähe des zweiten Richtungskopplers 170 nahe einem Ende der Erfassungsschleife 114 angeordnet. Somit ist die Modulation der sich im Uhrzeigersinn ausbreitenden Lichtwelle W&sub1; nicht notwendigerweise in Phase mit der Modulation der sich im Gegenuhrzeigersinn ausbreitenden Lichtwelle W&sub2;. Die Modulation der Lichtwelle W&sub1; ist typischerweise um 180º gegenüber der Modulation der Lichtwelle W&sub2; phasenverschoben. Dies ist in Fig. 4 dargestellt, in der die Modulation der Phase der Lichtwelle W&sub1; von einer sinusförmigen Kurve 210 dargestellt ist, die um 180º gegen eine sinusförmige Kurve 212 phasenverschoben ist, die wiederum die Modulation der Phase der Lichtwelle W&sub2; darstellt. Eine Verwendung einer Modulationsfrequenz, die einen derartigen Phasenunterschied von 180º zwischen der Modulation der Lichtwelle W&sub1; bezüglich derjenigen der Lichtwelle W&sub2; liefert, ist besonders vorteilhaft, da sie die Wirkungen der modulatorinduzierten Amplitudenmodulation im vom Photodetektor 160 gemessenen optischen Ausgangssignal ausschaltet. Die bevorzugte Modulationsfrequenz fm, die einen derartigen Phasenunterschied von 180º zwischen den Modulationen der zwei Lichtwellen liefert, kann gemäß der folgenden Gleichung berechnet werden:
wobei:
L die differentielle Faserlänge zwischen dem zweiten Richtungskoppler 170 und dem Phasenmodulator 192 für die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; ist, d. h., der entlang der Faser gemessene Abstand zwischen dem Phasenmodulator 192 und einem symmetrischen Punkt auf dem gegenüberliegenden Ende der Erfassungsschleife 114,
neq der entsprechende Brechungsindex für die optische Faser 112 ist und
c die Vakuumgeschwindigkeit des in die Erfassungsschleife 114 eingespeisten Lichts ist.
Bei der ausgewählten Modulationsfrequenz fm, die oft "Eigenfrequenz" genannt wird, wird der Phasenunterschied ΔΦM zwischen den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2;, der durch die Phasenmodulation der zwei Lichtwellen verursacht wird, durch eine sinusförmige Kurve 214 in Fig. 4 dargestellt. Die Kurve 214 wird durch Abziehen der Kurve 212 von der Kurve 210 erhalten, um den Phasenunterschied zwischen der Lichtwelle W&sub1; und der Lichtwelle W&sub2; zu erhalten. Die Modulation des Phasenunterschieds zwischen der Lichtwelle W&sub1; und der Lichtwelle W&sub2; moduliert auch die Intensität IT des optischen Ausgangssignals in Übereinstimmung mit der Kurve 200 aus Fig. 3. Eine derartige Phasenmodulation ΔΦM ist von einem rotationsinduzierten Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR nicht zu unterscheiden.
Das Vorstehende kann mit Bezug auf die Fig. 5 und 6 besser verstanden werden, die die kombinierte Wirkung der Phasenmodulation ΔΦM, die durch die Kurve 214 von Fig. 4 definiert ist, und des rotationsinduzierten Sagnac-Phasenunterschieds ΔΦR auf die Intensität IT des optischen Ausgangssignals graphisch darstellen. Es dürfte klar sein, daß die Intensität IT eine Funktion des gesamten Phasenunterschieds zwischen den Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; ist und daß der gesamte Phasenunterschied sowohl den rotationsinduzierten Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR als auch den zeitlich veränderlichen modulationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦM umfaßt. Der gesamte Phasenunterschied ΔΦT zwischen den zwei Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; kann wie folgt ausgedrückt werden:
ΔΦT = ΔΦR + ΔΦM (4)
Wie obenstehend gezeigt, werden die Wirkungen von sowohl dem modulationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦM als auch von dem rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR mit Bezug auf die Fig. 5 und 6 betrachtet. Demzufolge wurde die horizontale Achse für den Graph von Kurve 200 in den Fig. 5 und 6 mit ΔΦT bezeichnet, um zu zeigen, daß der gesamte Phasenunterschied betrachtet wird, und nicht nur der rotationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦR wie in Fig. 3.
Unter Bezug auf Fig. 5 wird nun zuerst die Wirkung der Phasenmodulation ΔΦM (dargestellt durch die Kurve 214) auf die Intensität IT diskutiert. Die Kurve 200 zeigt die Beziehung zwischen (1) der Intensität des optischen Ausgangssignals, das aus der Interferenz der zwei Wellen W&sub1; und W&sub2; beim Koppler 170 resultiert, und (2) dem Phasenunterschied ΔΦT zwischen den zwei Lichtwellen beim Koppler 170. Wenn der modulationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦM zwischen den zwei Lichtwellen, wie an einer Stelle 220 an der Kurve 200 in Fig. 5 dargestellt ist, gleich null ist, hat die resultierende Intensität IT der kombinierten Lichtwellen, wie an der Stelle 220 auf der Kurve 200 dargestellt ist, ein Maximum. Wenn der relative Phasenwinkel zwischen den zwei Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; nicht gleich null ist, wird das kombinierte optische Signal eine niedrigere Intensität haben, die von der Größe des Phasenunterschieds ΔΦM abhängt. Die Intensität fällt mit steigendem ΔΦM weiter ab, bis der relative Phasenunterschied ΔΦM entweder plus oder minus 180º ist, wie an einer Stelle 224 bzw. einer Stelle 226 in Fig. 5 dargestellt ist. Bei einem Phasenunterschied von plus oder minus 180º (d. h., +π oder -π) interferieren die zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen vollständig destruktiv, und die resultierende Intensität ist gleich null, wie an der Stelle 224 und der Stelle 226 dargestellt ist. Da die Kurve 200 eine periodische Funktion des gesamten Phasenunterschieds ΔΦT ist, wird, wie des weiteren in Fig. 5 dargestellt ist, die Intensität ansteigen, wenn die gesamte Phasendifferenz ΔΦT über +π oder -π angestiegen ist.
In Fig. 5 wird angenommen, daß die Erfassungsschleife 114 ruht und das optische Ausgangssignal somit nicht durch den Sagnac-Effekt beeinflußt wird. Es kann genauer gesagt ersehen werden, daß die modulationsinduzierte Phasenunterschiedskurve 214 die Intensität IT des optischen Ausgangssignals, wie durch eine Intensitätskurve 230 in Fig. 5 dargestellt ist, zeitlich verändert. Die Intensitätskurve 230 wird durch Übertragen der Punkte auf der Kurve 214 (die den augenblicklichen Modulationsphasenunterschied ΔΦM zwischen den zwei Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; darstellt) auf die Kurve 200 (die die resultierende optische Intensität für einen Phasenunterschied dieser Größe darstellt) erhalten. Wenn alle Punkte auf der Kurve 214 auf die Kurve 200 übertragen werden und die entsprechenden Intensitäten aufgezeichnet werden, ergibt sich die Kurve 230. Bei nicht stattfindender Rotation ist die Übertragung der Kurve 214 durch die Kurve 200 symmetrisch bezüglich der vertikalen Achse 202 der Kurve 200. Somit verändert sich die durch die Kurve 230 dargestellte und von dem Photodetektor 160 gemessene Intensität periodisch mit einer Frequenz, die gleich der zweiten Harmonischen der Modulationsfrequenz fm ist.
Wenn die Erfassungsschleife 114 gedreht wird, werden die sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2; in ihrer Phase gemäß dem Sagnac-Effekt verschoben, wie vorstehend beschrieben ist. Die Sagnac-Phasenverschiebung liefert für eine konstante Drehzahl einen konstanten Phasenunterschied ΔΦR. Die Sagnac-Phasenverschiebung wird zu dem Phasenunterschied ΔΦM, der vom Phasenmodulator 192 verursacht wird, hinzugezählt, so daß die ganze Kurve 214 von der in Fig. 5 gezeigten Stelle in der Phase um einen Betrag gleich ΔΦR verschoben wird, wie in Fig. 6 dargestellt ist. Die Summierung des rotationsinduzierten Phasenunterschieds zu dem modulatorinduzierten Phasenunterschied bewirkt, daß sich die Intensität IT des optischen Ausgangssignals entlang der Kurve 200 zwischen einem Punkt 240 und einem Punkt 242 unsymmetrisch ändert und prägt somit dem optischen Ausgangssignal eine zeitlich veränderliche Intensität auf, wie durch eine Kurve 250 in Fig. 6 dargestellt ist.
Die Kurve 250 kann durch Übertragen von Punkten auf der Kurve 214 auf die Kurve 200 erhalten werden, wie vorstehend in Verbindung mit Fig. 5 diskutiert wurde. Der kombinierte Phasenunterschied ΔΦT, der bei einer Stelle 260 auf der Kurve 214 dargestellt ist, wird beispielsweise über eine Stelle 262 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 264 auf der Kurve 250 übertragen. Es dürfte klar sein, daß die Stelle 264 zeitlich der Stelle 260 entspricht und in der Amplitude der Stelle 262 entspricht. Ähnlich wird eine Stelle 266 auf der Kurve 214 über die Stelle 242 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 268 auf der Kurve 250 übertragen; eine Stelle 270 auf der Kurve 214 wird über die Stelle 262 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 272 auf der Kurve 250 übertragen; eine Stelle 274 auf der Kurve 214 wird über eine Stelle 276 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 278 auf der Kurve 250 übertragen; eine Stelle 280 auf der Kurve 214 wird über die Stelle 240 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 282 auf der Kurve 250 übertragen; eine Stelle 284 auf der Kurve 214 wird über die Stelle 276 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 286 auf der Kurve 250 übertragen; eine Stelle 288 auf der Kurve 214 wird über die Stelle 262 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 290 auf der Kurve 250 übertragen und eine Stelle 292 auf der Kurve 214 wird über die Stelle 242 auf der Kurve 200 auf eine Stelle 294 auf der Kurve 250 übertragen. Es ist ersichtlich, daß auch, nachdem die Kurve 214 eine Periode von beispielsweise der Stelle 260 zu der Stelle 288 durchlaufen hat und eine Wiederholung beginnt, die entsprechenden Stellen auf der Kurve 250 wiederholt werden.
Fig. 7 zeigt eine Kurve 300 für das optische Ausgangssignal, wenn der Phasenunterschied ΔΦR sich aus einer Rotation in entgegengesetzter Richtung von der Rotation von Fig. 6 ergibt und somit eine Verschiebung der Kurve 214 in entgegengesetzter Richtung entlang der ΔΦT-Achse erzeugt. Es ist ersichtlich, daß für im wesentlichen die gleiche Größe der Sagnac-Phasenverschiebung ΔΦR die Kurve 300, die der Intensität des optischen Ausgangssignals entspricht, im wesentlichen gleich der Kurve 250 in Fig. 6 ist; die Kurve 300 ist bezüglich der Kurve 250 in der Phase jedoch verschoben.
Das optische Ausgangssignal weist eine erste harmonische Komponente auf, wie von der Kurve 310 (gestrichelt gezeigt) in Fig. 7 dargestellt ist. Die Amplitude dieser ersten harmonischen Komponente zeigt die rotationsinduzierte Sganac-Phasenverschiebung an. Somit kann eine Anzeige der Drehzahl der Erfassungsschleife 114 erhalten werden, wenn diese erste Harmonische gemessen wird. Ein Beispiel eines früheren Drehungssensors, der diese Verfahren verwendet, ist im U.S.-Patent 4410 275 offenbart. Derartige Drehungssensoren verwendeten typischerweise einen Lock-in-Verstärker für ein synchrones Messen der Komponente des dem optischen Ausgangssignal entsprechenden elektrischen Signals, um ein verstärktes Ausgangssignal zu erhalten, das einen Wert aufweist, der proportional zu dem Mittelwert der ersten harmonischen Komponente des optischen Ausgangssignals ist. Das verstärkte Ausgangssignal wird in derartigen Drehungssensoren verwendet, um die Drehzahl der Erfassungsschleife anzuzeigen.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Die vorliegende Erfindung stellt eine Vorrichtung und ein Verfahren für die Bestimmung der Drehrichtung und -zahl der Erfassungsschleife 114 bereit, ohne einen Lock-in-Verstärker oder andere derartige Vorrichtungen zu benötigen. Die vorliegende Erfindung ist besonders deswegen vorteilhaft, daß sie selbst die digitale Verarbeitung des optischen Ausgangssignals durchführt.
Fig. 8 stellt einen Satz von vier Kurven dar. Drei der Kurven, 400, 410 und 420, sind den drei Kurven 200, 214 und 300 ähnlich, die vorstehend in Verbindung mit Fig. 7 diskutiert wurden. Die Kurve 400 zeigt die Ausgangsintensität IT als Funktion der gesamten differentiellen Phasenverschiebung ΔΦT zwischen den zwei sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen W&sub1; und W&sub2;. Wie vorher ist die Kurve 400 kosinusförmig, so daß die maximale Ausgangsintensität einer Phasenverschiebung von null und von geradzahligen Vielfachen einer Phasenverschiebung von π entspricht und die minimale Ausgangsintensität ungeradzahligen Vielfachen einer Phasenverschiebung von π entspricht. Die Kurve 410 stellt die zeitlich veränderliche differentielle Modulation ΔΦM(t) der Phase dar, die durch den Betrieb des Phasenmodulators 192 (Fig. 1) erzeugt wird. In Fig. 8 ist die Kurve 410 als Dreiecksfunktion dargestellt; wie nachstehend gezeigt, können jedoch wahlweise andere Wellenformen für die Phasenmodulation (beispielsweise sinusförmig) verwendet werden. In bevorzugten Ausführungsformen ist die Modulation symmetrisch, so daß dem ansteigenden Abschnitt der Modulation auf einer Seite eines Maximums (oder Minimums) ein entsprechende abfallender Abschnitt auf der anderen Seite eines Maximums (oder Minimums) in jeder Halbwelle spiegelsymmetrisch gegenübersteht und die Steigungen der ansteigenden und abfallenden Abschnitte endlich sind (d. h., eine wohldefinierte, nicht-vertikale Steigung haben). In Fig. 8 wird angenommen, daß sich die Erfassungsschleife 114 nicht dreht, so daß der gesamte zeitlich veränderliche Phasenunterschied ΔΦT(t) zwischen den Lichtwellen gleich der differentiellen Phasenmodulation ΔΦM(t) ist. Der zeitlich veränderliche Phasenunterschied ΔΦT(t) geht über die Kurve 400 in eine Kurve 420 über, die die Intensität IT(t) des optischen Ausgangssignals als Funktion der Zeit darstellt. In Fig. 8 wird die Amplitude der Phasenmodulation so gewählt, daß der gesamte Phasenunterschied ΔΦT einen Absolutwert größer π und kleiner 2π aufweist. In Fig. 8 ändert sich der gesamte Phasenunterschied ΔΦT beispielsweise von einem Wert, der zwischen -2π und -π liegt, bis zu einem Wert, der zwischen +π und +2π liegt. Diese Auswahl der Amplitude der Phasenmodulation gewährleistet, daß die Phasenmodulationskurve 410 eine Auslenkung hat, die die Minima auf der Kurve 400 bei -π und +π durchlaufen.
Die Kurve 420 hat eine Reihe verschiedener Maxima und Minima, die zeitlich den über die Kurve 400 übertragenen Maxima und Minima der Kurve 410 entsprechen, und eine Reihe verschiedener Maxima und Minima, die den Maxima und Minima der Kurve 400 entsprechen. Jedes der Maxima und Minima auf der Kurve 410 und jede der Stellen auf der Kurve 410, die einem Maximum oder Minimum der Kurve 400 entsprechen, wurden mit einem Buchstaben A, B, C, D, . . . , O, P bezeichnet. Die entsprechenden Stellen auf der Kurve 420 wurden mit den gleichen Buchstaben bezeichnet, so daß die Zuordnung klar ersichtlich ist. Bei einer Zeit tA hat die differentielle Phasenmodulation ΔΦM beispielsweise einen Wert, der einer differentiellen Phasenverschiebung von +π entspricht und somit bewirkt, daß das optische Ausgangssignal eine Intensität von im wesentlichen gleich null hat, wie bei der Zeit tA dargestellt ist (d. h., bei der Stelle A auf der Kurve 420), wo die Kurve 420 den Wert null hat. In ähnlicher Weise hat die differentielle Phasenmodulation ΔΦM bei einer Zeit tB einen maximalen positiven Wert. Dieser Wert überträgt sich bei der Zeit tB über die Kurve 400 auf eine Stelle B auf der Kurve 420. Es ist ersichtlich, daß die Stellen A, C, E, G, I, K, M und O der Übertragung der gleichbezeichneten Stellen auf der Kurve 410 über die Minima der Kurve 400 bei Phasenunterschieden von -π und +π entsprechen; und die Stellen D, H, L und P auf der Kurve 420 entsprechen der Übertragung der gleichbezeichneten Stellen auf der Kurve 410 über das Maximum der Kurve 400 bei einem Phasenunterschied von null. Die Peaks der Kurve 420 bei den Stellen B, F, J und N entsprechen der Übertragung der gleichbezeichneten Peaks der Kurve 410 über die Kurve 400. Es ist ersichtlich, daß die Peaks auf der Kurve 420 bei den Stellen B, F, J, und N jeweils immer durch Zeitintervalle voneinander beabstandet sind, die gleich der halben Periode der gewählten Modulation sind. In Fig. 8 wird beispielsweise die Periode der Phasenmodulation als T dargestellt, und eine halbe Periode der Phasenmodulation wird als T/2 dargestellt. Solange die Frequenz der Phasenmodulation konstant gehalten wird, bleiben die Abstände zwischen den Peaks B, F, J, und N konstant. Andererseits hängen, wie nachstehend in Verbindung mit Fig. 9 beschrieben wird, die Zeiten, bei denen die Maxima und Minima der Kurve 420 bei den Stellen A, C, D, E, G, H, I, K, L, M, O, und P auftreten, davon ab, ob die Modulationskurve 410 von einem vom Sagnac-Effekt erzeugten rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR versetzt wird oder nicht.
Wie vorstehend erläutert, wird die Amplitude ΔΦMmax der Kurve 410 auf mindestens π gesetzt, so daß die Phasenauslenkung der Modulation durch die Minima und Maxima der Kurve 400 geht. Vorzugsweise wird die Amplitude ΔΦMmax größer als π gewählt, so daß die Stellen mit einer Steigung von null auf der Kurve 420 (auch als Extrema bezeichnet), die von Minima und Maxima der Kurve 400 verursacht werden (z. B., die Stellen A, C, D, E, G, H, I, K, L, M, O), von den Stellen mit einer von den Peaks der Kurve 410 verursachten (z. B. den Stellen B, F, J, N) Steigung von null unterscheidbar sind.
Fig. 9 zeigt die Kurve 400, die der Kurve 400 in Fig. 8 entspricht, und zeigt außerdem eine Kurve 410', die im allgemeinen der Kurve 410 in Fig. 8 entspricht. In Fig. 9 wurde jedoch ein rotationsinduzierter Phasenunterschied ΔΦR zu der modulierten Phasenunterschiedskurve 410 von Fig. 8 hinzuaddiert, so daß die modulierte Phasenunterschiedskurve 410' von der Nullphasenunterschiedsachse in die positive Richtung verschoben ist (d. h., zu +π hin). Wie in Fig. 8 werden die Stellen auf der Kurve 410' in Fig. 9 über die Kurve 400 übertragen, um eine Kurve 430 zu erzeugen, die die optische Ausgangsintensität IT(t) als Funktion der Zeit darstellt. Die relativen Peaks bei den Stellen B', F', J' und N' auf der Kurve 430 entsprechen beispielsweise der maximalen und minimalen Auslenkung der Kurve 410' bezüglich der Kurve 400. Die Werte der Peaks bei den Stellen B', F', J' und N' der optischen Ausgangsintensitätskurve 430 IT(t) in Fig. 9 haben sich bezüglich den entsprechenden Stellen B, F, J und N auf der Kurve 420 in Fig. 8 geändert, da die Maxima und Minima der Kurve 410' bezüglich der differentiellen Phasenverschiebungsachse ΔΦT der Kurve 400 verschoben wurden. Die Zeiten, bei denen die Peaks bei den Stellen B', F', J' und N' auftreten, sind jedoch fest, da sie den Zeiten entsprechen, bei denen die gleichbezeichneten Maxima und Minima der Kurve 410 auftreten. Im Gegensatz dazu sind die Werte der Maxima und Minima A und A', C und C', D und D', E und E', G und G', H und H', I und I', K und K', L und L', M und M', O und O' sowie P und P' fest, aber die Zeiten, bei denen sie auftreten, variieren in Übereinstimmung mit der Stärke der Sagnac-Phasenverschiebung ΔΦR, die zu der Phasenmodulation ΔΦM hinzuaddiert wurde. Wenn beispielsweise Fig. 9 mit Fig. 8 verglichen wird, ist ersichtlich, daß die zwei Stellen H' und L' auf der Kurve 410' in Fig. 9, die sich durch das Maximum der Kurve 400 bei 0 übertragen, zeitlich bezüglich den Stellen H und L in Fig. 8 verschoben sind. Insbesondere sind die Stellen H' und L' in Fig. 9 durch ein Zeitintervall Δt&sub1; , das größer als ein entsprechendes Zeitintervall Δt&sub1; zwischen den Stellen H und L in Fig. 8 ist, voneinander zeitlich beabstandet. In ähnlicher Weise sind die Stellen I' und K' in Fig. 9 durch ein Zeitintervall Δt&sub2;' voneinander beabstandet, das größer als ein entsprechendes Zeitintervall Δt&sub2; zwischen den Stellen I und K in Fig. 8 ist.
Die Änderung des Zeitintervalls zwischen den Stellen H und L und den Stellen H' und L' und die Änderung des Zeitintervalls zwischen den Stellen I und K und den Stellen I' und K' sind direkt mit der Versetzung der Kurve 410' bezüglich der Kurve 410 in Fig. 8 verknüpft, die von dem rotationsinduzierten Sagnac-Phasenunterschied ΔΦR verursacht wurde. Dies kann mit Bezug auf Fig. 10, in der der Abschnitt der Kurve 410 in Fig. 8 zwischen den Stellen H und L zur Verdeutlichung vergrößert ist, und auf Fig. 11 besser verstanden werden, in der der Abschnitt der Kurve 410' zwischen den Stellen H' und L' zur Verdeutlichung vergrößert ist.
Gemäß Fig. 10, die die Kurve 410 bei keiner zusätzlichen durch Rotation erzeugten Phasenverschiebung ΔΦR darstellt, ist zunächst ersichtlich, daß die Größen der Zeitintervalle Δt&sub1; und Δt&sub2; durch geometrische Berechnungen bestimmt werden können, die auf der maximalen Amplitude der Phasenmodulation ΔΦM(t) basieren, welche als ΔΦMmax gezeigt ist. Wie bereits in Fig. 8 und nochmals in Fig. 10 dargestellt wurde, ist die Größe des Zeitintervalls zwischen der Stelle H und der Stelle L Δt&sub1; und das Zeitintervall zwischen der Stelle I und der Stelle K Δt&sub2;. In Fig. 10 stellen die Stellen H und L einen Phasenunterschied von null dar und entsprechen den Maxima auf der optischen Ausgangsintensitätskurve 420 in Fig. 8. Die Stellen I und K stellen einen Phasenunterschied von π dar und entsprechen den Minima auf der optischen Ausgangsintensitätskurve 420 in Fig. 8. Somit sind die Stellen H und L immer durch einen Phasenunterschied von π rad von den Stellen I und K voneinander getrennt. Dies ist des weiteren in Fig. 11 dargestellt, in der gezeigt ist, daß die Stellen I' und K' durch einen Phasenwinkelunterschied von π rad von den Stellen H' und L' getrennt sind. In Fig. 11 ist das Zeitintervall Δt&sub1;' zwischen der Stelle H' und der Stelle L' jedoch größer als das Zeitintervall Δt&sub1; zwischen der Stelle H und der Stelle L in Fig. 10. In ähnlicher Weise ist das Zeitintervall Δt&sub2;' zwischen der Stelle I' und der Stelle K' in Fig. 11 größer als das Zeitintervall Δt&sub2; zwischen der Stelle I und der Stelle K in Fig. 10. Die Änderung des Zeitunterschieds ist direkt mit der Versetzung des durch rotationsinduzierten Phasenunterschieds ΔΦR erzeugten Phasenunterschieds verknüpft.
Die Beziehung zwischen dem rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR und den Punkten H', L', I' und K' in Fig. 11 kann mit Hilfe der Geometrie analysiert werden. Ein erstes Dreieck wird von den Punkten X, Y und Z der Kurve 410 gebildet. Die Punkte X und Y sind die Punkte der Kurve 410, die von einem Phasenunterschied von null durch den ΔΦR-Effekt versetzt werden. Ein zweites Dreieck wird von den Punkten H', L' und Z gebildet. Schließlich wird ein drittes Dreieck von den Punkten I', K' und Z gebildet. Das erste Dreieck hat eine Grundseite von T/2 und eine Höhe von ΔΦMmax, die die Hälfte der vom Phasenmodulator erzeugten Peak-zu-Peak-Phasenauslenkung ist. Das zweite Dreieck hat eine Grundseite von Δt&sub1;' und eine Höhe von (ΔΦMmax + ΔΦR). Das dritte Dreieck hat eine Grundseite von Δt&sub2;' und eine Höhe von (ΔΦMmax + ΔΦR - π). Somit folgt, daß:
(T/2)/ΔΦMmax = Δt&sub1;'/(ΔΦMmax + ΔΦR) (5)
und
(T/2)/ΔΦMmax = Δt&sub2;'/(ΔΦMmax + ΔΦR - π) (6)
Beide Gleichungen (5) und (6) können so umgestellt werden, daß folgt:
(ΔΦR/ΔΦMmax)=(2Δt&sub1;' - T)/T=δ&sub1; (7)
und
((ΔΦR - π)/ΔΦMmax)=(2Δt&sub2;' - T)/T=δ&sub2; (8)
wobei δ&sub1; und δ&sub2; so gewählt werden, daß die Gleichheit in den Gleichungen (7) bzw. (8) erfüllt ist. Wenn der maximale modulationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦMmax konstant gehalten wird, dann folgt daraus, daß die Differenz zwischen δ&sub1; und δ&sub2; eine Konstante wie folgt ist:
δ&sub1;-δ&sub2;=(ΔΦR/ΔΦMmax)-((ΔΦR - π)/ΔΦMmax)
= π/ΔΦMmax = constant (9)
Wenn die vom Phasenmodulator 192 verursachte Phasenauslenkung ΔΦMmax so vorgewählt wird, daß es ein bekannter Wert ist, kann der Wert der Konstante direkt mit Gleichung (9) berechnet werden. Wenn diese Phasenauslenkung ΔΦMmax, nicht im voraus bekannt ist, können δ&sub1; und δ&sub2; durch Messen der Zeitintervalle Δt&sub1;' und Δt&sub2;' bestimmt werden, und die Konstante kann unter Verwendung der Gleichungen (7), (8), und (9) berechnet werden. Wenn erst einmal die Konstante bestimmt ist, kann darüber hinaus der maximale modulationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦMmax durch Teilen der Konstante durch π bestimmt werden. Nachdem der maximale modulationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦMmax berechnet wurde, kann dann der rotationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦR unter Verwendung der Gleichungen (7) und (8) wie folgt bestimmt werden:
ΔΦR = δ&sub1;*ΔΦMmax = ΔΦMmax*(2Δt&sub1;' - T)/T (10)
und
ΔΦR=(δ&sub2;*ΔΦMmax)+π=(ΔΦMmax*(2Δt&sub2;' - T)/T)+π (11)
ΔΦR kann auch unter Verwendung von δ&sub1; und δ&sub2; wie folgt ausgedrückt werden:
ΔΦR = π/(1 - δ&sub2;/δ&sub1;) (11')
Gemäß Fig. 9 ist ersichtlich, daß das Zeitintervall Δt&sub1;' durch Ermitteln der zwei Peaks bei den Stellen H' und L' und Messen des Zeitintervalls zwischen dem Auftreten der beiden Peaks gemessen werden kann. Die zwei Peaks sind von dem Peak bei der Stelle J' unterscheidbar, weil die zwei Peaks H' und L' größer als der Peak J' sind und weil sie nicht mit einem Maximum der zeitlich veränderlichen Modulation ΔΦM(t) zusammenfallen. In ähnlicher Weise kann das Zeitintervall Δt&sub2;' durch Ermitteln der zwei Minima bei den Stellen I' und K' gemessen werden. Die zwei Minima bei I' und K' sind von dem Minimum bei der Stelle G' unterscheidbar, weil die Minima bei den Stellen I' und K' zeitlich dem Maximum der zeitlich veränderlichen Modulation ΔΦM(t) bei der Stelle J' benachbart sind. Somit kann das elektrische Signal vom elektrischen Signalgenerator 194 vorteilhafterweise, wie nachstehend beschrieben, für die Synchronisation der Schaltanordnung verwendet werden, die die Maxima bei den Stellen H' und L' und die Minima bei den Stellen I' und K' ermittelt.
Die vorstehenden Messungen können auch unter Verwendung eines Punktepaars ausgeführt werden, das einer vorgewählten Stelle auf der Kurve 400 entspricht, die nicht unbedingt ein Maximum oder Minimum sein muß, sondern beispielsweise auch ein Punkt sein kann, bei dem die Steigung maximal ist (bei π/2, 3π/2, . . . ). Die Messung könnte auch bei Stellen ausgeführt werden, die zwei aufeinanderfolgenden Minima (ΔΦR + π, ΔΦR - π) entsprechen.
Bevor die bevorzugte Ausführungsform des Erfassungssystems beschrieben wird, wird nochmals Bezug auf Fig. 8 und 9 genommen. Wie vorstehend erläutert, werden die Zeitintervalle Δt&sub1; und Δt&sub2; (und Δt&sub1;' und Δt&sub2;') durch Ermitteln der Maxima und Minima des von der Kurve 420 (Fig. 8) und der Kurve 430 (Fig. 9) dargestellten optischen Ausgangssignals gemessen. Obwohl die Maxima und Minima durch direktes Messen ermittelt werden können, können bei Verwendung digitaler Verfahren derartige direkte Messungen schwer auszuführen sein. Somit wird in bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die elektrische Darstellung des zeitlich veränderlichen optischen Ausgangssignals nicht direkt gemessen. Statt dessen wird die elektrische Darstellung des optischen Ausgangssignals differenziert, um ein differenziertes Ausgangssignal d[IT(t)]/dt zu liefern, das von einer Kurve 450 in Fig. 8 und einer Kurve 460 in Fig. 9 dargestellt ist. Wie von den Kurven 450 und 460 dargestellt ist, entsprechen die relativen Maxima und Minima der Kurven 420 und 430 den jeweiligen Nulldurchgängen der Kurven 450 und 460. Das Maximum bei der Stelle H der Kurve 420 von Fig. 8 entspricht beispielsweise einem Nulldurchgang bei einer entsprechenden Stelle H auf der Kurve 450. Da die Stelle H auf der Kurve 420 ein Maximum ist, wird der Nulldurchgang bei der entsprechenden Stelle H auf der Kurve 450 als ein Übergang von einem positiven Wert zu einem negativen Wert gezeigt. In ähnlicher Weise entspricht ein vom Negativen ins Positive gehender Nulldurchgang bei einer Stelle I auf der Kurve 450 in Fig. 8 einem Minimum bei der Stelle I auf der Kurve IT(t) 420 in Fig. 8. In vielen Fällen ist es einfacher, eine Schaltung zu bauen, die die Nulldurchgänge des differenzierten Signals d[IT(t)]/dt präzise ermittelt, als eine Schaltung zu bauen, die die relativen Maxima und Minima des Signals IT(t) präzise ermittelt. Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung messen die Zeitintervalle Δt&sub1;' und Δt&sub2;' durch Messen der Zeit zwischen den Nulldurchgängen des differenzierten Ausgangssignals d[IT(t)]/dt.
Eine bevorzugte Ausführungsform eines Drehungssensors, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung gebaut wurde, wird in Fig. 12 dargestellt. Die Elemente der optischen Elemente des Drehungssensors entsprechen den vorstehend beschriebenen Elementen in Verbindung mit Fig. 1. Das optische Ausgangssignal vom ersten Endabschnitt 152 der zweiten optischen Faser 150 wird vom Photodetektor 160 gemessen, und der Photodetektor 160 erzeugt ein elektrisches Ausgangssignal auf einer Leitung 500, dessen Wert proportional zu dem zeitlich veränderlichen optischen Ausgangssignal ist, das vom Photodetektor 160 gemessen wird. Somit hat das elektrische Ausgangssignal einen zeitlich veränderlichen Wert, der der IT(t)- Kurve 420 von Fig. 8, der IT(t)-Kurve 430 von Fig. 9 oder einer ähnlichen Kurve entspricht, die Maxima und Minima aufweist, die bei Zeitpunkten auftreten, die gemäß dem Wert und der Richtung der Rotation der Erfassungsschleife 114 variieren.
Das elektrische Ausgangssignal auf der Leitung 500 wird als ein Eingangssignal zu einer Differenzierschaltung 510 geliefert, die das elektrische Ausgangssignal empfängt und ein differenziertes Ausgangssignal d[IT(t)]/dt auf einer Leitung 520 erzeugt das der d[IT(t)]/dt-Kurve 450 von Fig. 8, der d[IT(t)]/dt-Kurve 460 von Fig. 9 oder einer ähnlichen Kurve entspricht, die Nulldurchgänge aufweist, die zeitlich gemäß dem Wert und der Richtung der Rotation der Erfassungsschleife 114 auftreten. Das differenzierte Ausgangssignal auf der Leitung 520 wird als ein Eingangssignal zu einer Nulldurchgangs-Erkennungsschaltung 530 geliefert. Die Nulldurchgangs-Erkennungsschaltung 530 liefert ein positives Nulldurchgangs-Ausgangssignal +ZC auf einer Leitung 532, die aktiviert wird, wenn das differenzierte Ausgangssignal den Wert null von einem negativen Wert zu einem positiven Wert durchläuft; und sie liefert ein negatives Nulldurchgangs-Ausgangssignal -ZC auf einer Leitung 534, die aktiviert wird, wenn das differenzierte Ausgangssignal den Wert null von einem positiven Wert zu einem negativen Wert durchläuft.
Das positive Nulldurchgangssignal +ZC und das negative Nulldurchgangssignal -ZC auf den Leitungen 532 bzw. 534 werden als Eingangssignale zu einer Zähler/Taktgeberschaltung 540 geliefert. Die Zähler/Taktgeberschaltung 540 empfangt auf einer Leitung 542 und einer Leitung 544 auch ein Paar von Synchronisations-Eingangssignalen vom Signalgenerator 194. Das Synchronisations-Eingangssignal auf der Leitung 542 synchronisiert die Zähler/Taktgeberschaltung 540 mit den positiven Peaks des vom Signalgenerator 194 ausgegebenen elektrischen Modulationssignals, die den Stellen B und J auf der ΔΦM(t)-Kurve 410 in Fig. 8 und den Stellen B' und J' auf der ΔΦM(t)-Kurve 410' in Fig. 9 entsprechen. Das Synchronisations-Eingangssignal auf der Leitung 544 synchronisiert die Zähler/Taktgeberschaltung 540 mit den negativen Peaks des vom Signalgenerator 194 ausgegebenen elektrischen Modulationssignals, die den Stellen F und N auf der ΔΦM(t)-Kurve 410 in Fig. 8 und den Stellen F' und N' auf der ΔΦM(t)-Kurve 410' in Fig. 9 entsprechen. Die Zähler/Taktgeberschaltung 540 spricht auf die Synchronisationssignale auf den Leitungen 542 und 544 an, so daß die Zähler/Taktgeberschaltung 540 die Zeitintervalle zwischen den Nulldurchgangssignalen mißt, die den Stellen H und H', I und I', K und K' sowie L und L' auf den Kurven 450 bzw. 460 in den Fig. 8 und 9 entsprechen, anstatt die Zeitintervalle zu messen, die bei den Nulldurchgängen bei den Stellen B und B', F und F', J und J' sowie N und N' beginnen oder enden.
Eine beispielhafte Zähler/Taktgeberschaltung 540 ist in Fig. 13 dargestellt. Die Zähler/Taktgeberschaltung 540 umfaßt einen Zähler 560, einen Taktgeber/Oszillator 562 und einen Datenspeicher 564. Der Zähler 560 ist vorzugsweise ein Präzisionszähler, der von einem der Synchronisationssignale auf der Leitung 542 oder der Leitung 544 (z. B. der Leitung 542, wie in Fig. 12 gezeigt ist) zurückgesetzt wird. Der Zähler 560 zählt in Antwort auf das Ausgangssignal des Taktgeber/Oszillators 562.
Der Zähler 560 liefert auf einem Bus 570 ein digitales Ausgangssignal, das die Anzahl der Zyklen des Ausgangssignals des Taktgeber/Oszillators 562 darstellt, die seit der letzten Rücksetzung des Zählers 560 durch das Synchronisationssignal auf der Leitung 542 oder 544 aufgetreten sind. Das digitale Ausgangssignal des Zählers 560 wird als ein Dateneingang zu dem Datenspeicher 564 geliefert. Der Datenspeicher 564 weist eine Vielzahl von Speicherstellen auf, in denen die Daten vom Zähler 560 gespeichert werden. Die Abspeicherung von Daten in den Datenspeicher wird von einer Schreibsteuerungsschaltung 580 gesteuert, die mit den zwei Synchronisationssignalen auf den Leitungen 542 und 544 und mit den Nulldurchgangssignalen +ZC und -ZC auf den Leitungen 532 bzw. 534 synchronisiert ist. Jedesmal, wenn die Schreibsteuerungsschaltung 580 ein Nulldurchgangssignal +ZC oder -ZC empfängt, leitet sie einen Speicherschreib-Zyklus für den Datenspeicher 564 ein und speichert das gegenwärtige digitale Ausgangssignal des Zählers 560 auf dem Bus 570 an einer ausgewählten Stelle des Datenspeichers 564 zusammen mit einem Indikator ab, der angibt, ob die Daten einem positiv werdenden Nulldurchgangssignal von der +ZC-Leitung 532 oder einem negativ werdenden Nulldurchgangssignal von der -ZC-Leitung 534 entsprechen. Somit wird der Zeitpunkt des Auftretens jedes Nulldurchgangs im Datenspeicher 564 gespeichert. Vorzugsweise speichert die Schreibsteuerungsschaltung 580 auch das gegenwärtige Ausgangssignal des Zählers 560 im Datenspeicher 564 jedesmal ab, wenn jedes der Synchronisationssignale zusammen mit einem Indikator auftritt, der angibt, daß die Zählung einem speziellen Synchronisationssignal entspricht.
Der Datenspeicher 564 ist auch durch einen Prozessor 590 adressierbar, der vorteilhafterweise ein Mikroprozessor ist. Der Prozessor 590 liest die in dem Datenspeicher 564 gespeicherten Daten, berechnet die Zeitintervalle zwischen den ausgewählten Nulldurchgangssignalen und berechnet die Größe des rotationsinduzierten Phasenunterschieds ΔΦR gemäß den vorstehenden Gleichungen (10), (11) oder (11'). Danach wird die Winkelgeschwindigkeit der Rotation Q der Erfassungsschleife 114 gemäß der vorstehenden Gleichung (1) berechnet. Es sollte klar sein, daß die vorliegende Erfindung die vorstehend beschriebenen Berechnungen liefern kann, ohne eine festgelegte Amplitude oder Frequenz für das vom Signalgenerator 194 gelieferte Modulationssignal zu benötigen. Wie vorstehend in Verbindung mit Gleichung (9) dargestellt wurde, wird die maximale Amplitude ΔΦMmax der Phasenmodulation ΔΦT(t) aus den gemessenen Zeitintervallen berechnet. Somit ist es nicht notwendig, dem Prozessor 590 diese maximale Amplitude als ein Eingangssignal für die Berechnungen zu liefern. Darüber hinaus werden im Fall, daß die maximale Amplitude ΔΦMmax von ihrem stabilen Zustand wegdriftet, wenn das System arbeitet, wie es vorkommen kann, wenn der Signalgenerator die Spannung ändert oder wenn die Modulation Temperaturveränderungen ausgesetzt ist, die Änderungen der Amplitude ΔΦMmax automatisch mit in die vorstehend beschriebenen Berechnungen einbezogen. Die berechnete Amplitude ΔΦMmax kann auch als Ausgangssignal vom Prozessor 590 geliefert werden, um eine Rückkopplung zum Signalgenerator 194 zu liefern, so daß die Amplitude des Ausgangssignals vom Signalgenerator 194 zur Beibehaltung der Amplitude innerhalb eines ausgewählten Bereichs eingestellt wird. Die Amplitude ΔΦMmax kann beispielsweise in dem Bereich von π bis +2π gehalten werden. Diese Rückkopplung wird durch eine gestrichelt gezeichnete Leitung 594 von der Zähler/Taktgeberschaltung 540 zum Signalgenerator 194 dargestellt. Der Signalgenerator 194 kann vorteilhafterweise ein herkömmlicher Signalgenerator sein, der eine Fehlerkomparatorschaltung aufweist, die die Amplitude des Ausgangssignals vom Signalgenerator als Folge von Unterschieden der berechneten Amplitude von ΔΦMmax automatisch dem Phasenmodulator 192 anpaßt.
Wie vorstehend erläutert, veranläßt die Schreibsteuerungsschaltung 580 die Abspeicherung der Zählungen in den Datenspeicher 564, die den von den Maxima und Minima des Phasenmodulationssignals verursachten Nulldurchgängen zugeordnet sind. Somit können die Zeitintervalle T und T/2 vorteilhafterweise auch vom Prozessor 590 berechnet werden. Deshalb ist es nicht notwendig, das Zeitintervall als ein Eingangssignal zum Prozessor 590 zu liefern. Wenn der Prozessor 590 den rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR berechnet hat, wird die Drehzahl Q unter Verwendung der vorstehenden Gleichung (1) berechnet, und die Drehzahl wird als ein Ausgangssignal auf eine Leitung 592 geliefert, um angezeigt zu werden oder um für die Überwachung anderer Geräte (nicht gezeigt) verwendet zu werden.
Somit ist ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung ein Rotationserfassungssystem mit offener Schleife bereitstellt, das im wesentlichen unabhängig von den Systemparametern (z. B. der Modulationsfrequenz und -amplitude) ist, die sich mit der Zeit ändern können.
Obwohl vorstehend als Beispiel eine Dreieckswelle diente, sollte klar sein, daß andere Wellenformen mit Vorteil verwendet werden können. Fig. 14 beispielsweise ist Fig. 9 ähnlich, jedoch mit einer sinusförmigen Wellenform, die durch die Kurve 600 dargestellt wird und die durch die Kurve 410' von Fig. 9 dargestellte Dreieckswellenform ersetzt. Wie in Fig. 14 dargestellt ist, wird die sinusförmige Kurve 600 von einem rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR versetzt. Die Kurve 600 wird über eine kosinusförmige Kurve 602 übertragen, die die optische Ausgangsintensität IT als Funktion des gesamten Phasenunterschieds ΔΦT zeigt und der Kurve 400 von Fig. 9 entspricht. Wie vorher wird das optische Ausgangssignal als Funktion der Zeit (d. h., IT(t)) geliefert und wird durch eine Kurve 604 dargestellt. Das optische Ausgangssignal wird differenziert, um ein differenziertes Ausgangssignal d[IT(t)]/dt zu liefern, das durch eine Kurve 606 dargestellt wird. Die Kurve 606 hat Nulldurchgänge, die den Maxima und Minima der Kurve 604 entsprechen.
Wie in Fig. 8 und 9 können die Zeitintervalle zwischen den Maxima und Minima der optischen Ausgangssignal-Intensitätskurve 604 und die Nulldurchgänge der differenzierten Ausgangssignalkurve 606, wie mit Bezug auf Fig. 13 besprochen, von einem elektronischen Schaltkreis gemessen werden. Die gemessenen Zeitintervalle werden dazu verwendet, den rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR zu berechnen. Dies wird in Fig. 15 dargestellt, die eine vergrößerte Darstellung eines Abschnitts der Phasenmodulationskurve 600 von Fig. 14 ist.
In Fig. 15 entspricht eine durchgezogene Linie 700 der durchgezogenen Linie in Fig. 14, die einem gesamten Phasenunterschied von null entspricht, (d. h., ΔΦT(t) = 0), und eine gestrichelte Linie 702 entspricht der Versetzung der zeitlich veränderlichen Modulation ΔΦM(t) durch den rotationsinduzierten Phasenunterschied ΔΦR. Eine gestrichelte Linie 704 stellt einen gesamten Phasenunterschied ΔΦT(t) von π dar, wenn die optische Ausgangsintensität IT(t) gleich null ist. Der Abstand von der Linie 702 zur Linie 704 ist gleich π - ΔΦR und ist direkt mit dem meßbaren Zeitintervall Δt&sub2; wie folgt verknüpft:
(π-ΔΦR) = ΔΦMmax {sin[(π/2)(T-2Δt&sub2;)/T]} (12)
In ähnlicher Weise ist der Abstand der Linie 700 zu der Linie 702 gleich ΔΦR und ist direkt mit dem meßbaren Zeitintervall Δt&sub1; wie folgt verknüpft:
ΔΦR = ΔΦMmax {sin[(π/2)(2Δt&sub1; - T)/T]} (13)
Die zwei Konstanten δ&sub1; und δ&sub2; können für die sinusförmige Modulation wie folgt definiert werden:
δ&sub1; = (2Δt&sub1; - T)/T = (2/π)sin&supmin;¹(ΔΦR/ΔΦMmax) (14)
δ&sub2; = (2Δt&sub2; - T)/T = (2/π)sin&supmin;¹[(ΔΦR - π)/ΔΦMmax] (15)
Somit ist:
si (p/2) d) = D F R/DFMmax (16)
und
sin((π/2)δ&sub2;) = (ΔΦR - π)/ΔΦMmax (17)
Die Modulationsamplitude kann wie folgt bestimmt werden:
sin((π/2)δ&sub1;)-sin((π/2)δ&sub2;) = π/ΔΦMmax (18)
Es ist daher ersichtlich, daß der rotationsinduzierte Phasenunterschied ΔΦR durch Messen des Zeitintervalls zwischen Nulldurchgängen und Ausführen der Rechnungen gemäß den vorstehenden Gleichungen (14) bis (18) bestimmt werden kann. Auch die Amplitude der zeitlich veränderlichen Phasenmodulation kann gemäß den Gleichungen (14) bis (18) berechnet werden.
Der rotationsinduzierte Phasenunterschied kann auch direkt unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
ΔΦR = π/(1-sin((π/2)δ&sub2;)/sin((π/2)δ&sub1; (19)
In ähnlicher Weise wie bei der Dreiecksmodulationswellenform kann auch ein anderes Punktepaar für die Bestimmung von ΔΦR gewählt werden. Insbesondere kann ein festgelegtes Punktepaar auf der Kurve 600, das einer festgelegten Stelle auf der Kurve 602 entspricht, dazu verwendet werden, die Zeitmessungen auszuführen. Insbesondere ermöglichen zwei Punktepaare, die jeweils den zwei aufeinanderfolgenden Minima auf der Kurve 602 (-π, +π) entsprechen, eine direkte Berechnung von ΔΦR Wie vorstehend für die Dreieckswellenform angegeben, können andere Punkte, wie Punkte mit maximaler Steigung auf der Kurve 602 (π/2, 3π/2, . . . ), gewählt werden.
Obwohl die Erfindung in Zusammenhang mit einem Sagnac-Interferometer für die Verwendung als Drehungssensor beschrieben wurde, ist den Fachleuten klar, daß die Erfindung in anderen Arten von Interferometern zum Erfassen von weiteren Umgebungseinflüssen - und nicht nur von Rotation - verwendet werden kann. Beispielsweise kann die Erfindung in Mach- Zehnder-Interferometern, Michelson-Interferometern, Fabry-Perot-Interferometern (siehe beispielsweise in U.S.-Patent 4469 397) oder dergleichen mit einbezogen werden. Des weiteren ist den Fachleuten klar, daß die Erfindung, obwohl sie in digitaler Ausführung beschrieben wurde, alternativ auch unter Verwendung von analogen Komponenten ausgeführt werden kann.

Claims

1. Interferometer-Sensor zur Erfassung eines Umgebungseinflusses mit

einer Lichtquelle (110) zum Erzeugen einer Lichtwelle,

einem Interferometer, das einen optisch an die Lichtquelle (110) gekoppelten Wellenleiter (112) aufweist, wobei der optische Wellenleiter erste und zweite optische Wege definiert, wobei mindestens einer der beiden Wege dem Umgebungseinfluß ausgesetzt ist,

einem Koppler (170) zum Einspeisen der Lichtwelle in die optischen Wege in Form von ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;), wobei die ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang durch die optischen Wege in entgegengesetzten Richtungen rekombinieren, um eine Ausgangslichtwelle mit einer Ausgangswellenform (400) zu erzeugen, und wobei der Phasenunterschied (ΔΦR) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang mit dem Umgebungseinfluß variiert, und

einem an mindestens einen der optischen Wege gekoppelten Modulator (192) zum Modulieren der Phase des sich durch ihn hindurch ausbreitenden Lichts, um einen zeitlich veränderlichen Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) zu erzeugen, wobei der Modulator die Ausgangswellenform (400) in eine modulierte Ausgangswellenform (430) abändert, gekennzeichnet durch:

eine Signalverarbeitungsschaltung (510, 530, 540) zum Ermitteln eines ersten Punktepaars (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform (430), wobei die Signalverarbeitungsschaltung (510, 530, 540) des weiteren das Zeitintervall (Δt'&sub1;) zwischen den Punkten des ersten Punktepaars (H', L') mißt und den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion des Zeitintervalls (Δt'&sub1;) und ausgewählten Merkmalen des Modulations- Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet, um den Umgebungseinfluß zu messen.

2. Interferometer-Sensor nach Anspruch 1, bei dem die ausgewählten Merkmale des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) die maximale Amplitude (ΔΦMmax) und die Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) umfassen.

3. Interferometer-Sensor nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das erste Punktepaar (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform (430) im wesentlichen Punkten der unmodulierten Ausgangswellenform (400) mit einer gleichen ersten Amplitude entspricht.

4. Interferometer-Sensor nach Anspruch 3, bei dem das erste Punktepaar (H', L') Extrema auf der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht.

5. Interferometer-Sensor nach Anspruch 4, bei dem ein Punkt (H') des ersten Punktepaars einem ersten Maximum auf der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht, und der andere Punkt (L') des ersten Punktepaars einem zweiten, darauffolgenden Maximum auf der unmodulierten Wellenform (400) entspricht.

6. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Signalverarbeitungsschaltung (510, 530, 540) des weiteren ein zweites Punktepaar (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform (430) ermittelt, wobei die Signalverarbeitungsschaltung (510, 530, 540) des weiteren das Zeitintervall (Δt'&sub2;) zwischen den Punkten des zweiten Punktepaars (I', K') mißt, und den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt'&sub1;, Δt'&sub2;) und der Periode (T) des Modulations- Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet.

7. Interferometer-Sensor nach Anspruch 6, bei dem das zweite Punktepaar (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform (430) im wesentlichen Punkten der unmodulierten Ausgangswellenform (400) mit einer gleichen zweiten Amplitude entspricht.

8. Interferometer-Sensor nach Anspruch 7, bei dem das zweite Punktepaar (I', K') Extrema auf der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht.

9. Interferometer-Sensor nach Anspruch 8, bei dem ein Punkt (I') des zweiten Punktepaars einem ersten Minimum auf der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht, und der andere Punkt (K') des zweiten Punktepaars einem zweiten, darauffolgenden Minimum auf der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht.

10. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem die Verarbeitungsschaltung (510, 530, 540) aufweist:

einen Differentiator (510), zum Differenzieren der modulierten Ausgangswellenform (430), um eine differenzierte Ausgangswellenform (460) zu erhalten,

einen Nulldurchgang-Detektor (530), um die Nulldurchgänge, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, auf der differenzierten Ausgangswellenform (460) zu ermitteln, und

eine Schaltung (540), die das Zeitintervall (Δt'&sub1;) zwischen den Nulldurchgängen, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, mißt.

11. Interferometer-Sensor nach Anspruch 10, bei dem der Nulldurchgang-Detektor (530) des weiteren die Nulldurchgänge, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, ermittelt, und bei dem die Schaltung (540) das Zeitintervall (Δ'&sub2;) zwischen den Nulldurchgängen, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, mißt, wobei die Schaltung (540) des weiteren einen Prozessor (590) aufweist, der den Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt'&sub1;, Δt'&sub2;) und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet.

12. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) eine maximale Amplitude (ΔΦMmax) von mindestens π rad aufweist.

13. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei dem der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) eine maximale Amplitude (ΔΦMmax) von nicht mehr als 2π rad aufweist.

14. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 13, bei dem der Modulator (192) eine Phasenauslenkung von einem Wert zwischen π und 2π rad bis zu einem Wert zwischen -π und -2π rad aufweist.

15. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) eine Sinusfunktion ist.

16. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem der Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) eine Dreiecksfunktion ist.

17. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 16, bei dem der Umgebungseinfluß durch Rotation induziert ist und durch den rotationsinduzierten Sagnac-Effekt ermittelt wird, der in einem der Rotation ausgesetzten optischen Weg erzeugt wurde.

18. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 17, bei dem die Signalverarbeitungsschaltung (510, 530, 540) digitale Elektronik aufweist.

19. Interferometer-Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 18, bei dem der optische Wellenleiter (112) eine vom Koppler (170) optisch geschlossene Schleife (114) bildet.

20. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses durch Verwendung eines Interferometer-Sensors nach Anspruch 1, mit den Schriften:

Ausbreitenlassen in entgegengesetzter Richtung von ersten und zweiten Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) in ersten und zweiten optischen Wegen (114),

mindestens einer der optischen Wege (114) wird dem Umgebungseinfluß ausgesetzt,

Verbinden der sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) nach der Ausbreitung durch die optischen Wege (114), um ein optisches Ausgangssignal mit einer Ausgangswellenform (400) zu bilden, wobei der Phasenunterschied (ΔΦR) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Wellen (W&sub1;, W&sub2;) nach dem Durchgang mit dem Umgebungseinfluß variiert,

Modulieren des Phasenunterschieds (ΔΦR) zwischen den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;), um einen zeitlich veränderlichen Modulations-Phasenunterschied (ΔΦM) zwischen den ersten und zweiten sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Lichtwellen (W&sub1;, W&sub2;) zu verursachen, und

Ändern der Ausgangswellenform (400) in eine modulierte Ausgangswellenform (430) mit Hilfe des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM), gekennzeichnet durch die Schritte:

Ermitteln eines ersten Punktepaars (H', L') auf der modulierten Ausgangswellenform (430),

Messen des Zeitintervalls (Δt&sub1;') zwischen den Punkten des ersten Punktepaars (H',L')

Berechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion des Zeitintervalls (Δt'&sub1;) und ausgewählten Merkmalen des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM), und

Messen des Umgebungseinflusses mit Hilfe des Phasenunterschieds (ΔΦR).

21. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach Anspruch 20, bei dem der Phasenunterschied (ΔΦR) als Funktion der maximalen Amplitude (ΔΦMmax) und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM) berechnet wird.

22. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach Anspruch 20 oder 21, das des weiteren die Schritte aufweist:

Wählen eines Punktes (H') des ersten Punktepaars (H', L') derart, daß der Punkt (H') einem ersten Maximum der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht, und

Wählen des anderen Punktes (L') des ersten Punktepaars (H', L') derart, daß der Punkt (L') einem zweiten, darauffolgenden Maximum der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht.

23. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach einem der Ansprüche 20 bis 22, das des weiteren die Schritte aufweist:

Ermitteln eines zweiten Punktepaars (I', K') auf der modulierten Ausgangswellenform (430),

Messen des Zeitintervalls (Δt'&sub2;) zwischen den Punkten des zweiten Punktepaars (I', K'), und

Berechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt'&sub1;, Δt'&sub2;) und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM).

24. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach Anspruch 23, das des weiteren die Schritte aufweist:

Wählen eines Punktes (I') des zweiten Punktepaars derart, daß der Punkt (I') einem ersten Minimum der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht, und

Wählen des anderen Punktes (K') des ersten Punktepaars derart, daß der Punkt (K')einem zweiten, darauffolgenden Minimum der unmodulierten Ausgangswellenform (400) entspricht.

25. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach einem der Ansprüche 20 bis 24, das des weiteren die Schritte aufweist:

Differenzieren der modulierten Ausgangswellenform (430), um eine differenzierte Wellenform (460) zu liefern,

Ermitteln der Nulldurchgänge auf der differenzierten Wellenform (460), die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen, und

Messen des Zeitintervalls (Δt'&sub1;) zwischen den Nulldurchgängen, die dem ersten Punktepaar (H', L') entsprechen.

26. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach Anspruch 25, das des weiteren die Schritte aufweist:

Ermitteln der Nulldurchgänge, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen,

Messen des Zeitintervalls (Δt'&sub2;) zwischen den Nulldurchgängen, die dem zweiten Punktepaar (I', K') entsprechen, und

Errechnen des Phasenunterschieds (ΔΦR) als Funktion der Zeitintervalle (Δt'&sub1;, Δt'&sub2;) und der Periode (T) des Modulations-Phasenunterschieds (ΔΦM).

27. Verfahren zum Erfassen eines Umgebungseinflusses nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei dem der Schritt des Aussetzens von mindestens einem der optischen Wege (114) den Schritt der Rotation des einen optischen Weges aufweist, und bei dem der Schritt des Messens des Umgebungseinflusses durch Ermitteln des rotationsinduzierten Sagnac-Effekts ausgeführt wird, der in einem der Rotation ausgesetzten optischen Weg erzeugt wurde.