JPH06307875A - 信号検出方法及び位相変調度変動の検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ファイバコイルの一端に位相変調器を設けて
位相変調する光ファイバジャイロは、従来受光素子の出
力を同期検波して、基本波または高調波の大きさを求め
ていた。これは同期検波回路が必要であるし、光量変動
やアンプのゲインの変動により出力が変化することもあ
る。これらの影響を受けない光ファイバジャイロを提供
すること。 【構成】 受光素子の出力から交流分だけを取り出し、
位相変調の１周期に２つ含まれる波の内、第１の波の持
続時間Ｔ₁ と第２の波の持続時間Ｔ₂ を測定しこれらの
時間の差から、右廻り光左廻り光の位相差を求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は新規な光ファイバジャ
イロの信号検出の方式に関する。光ファイバジャイロは
シングルモ−ドファイバに同一の光源からの光を右廻り
光左廻り光として伝搬させた後これを干渉させ、その位
相差から回転角速度を検出するものである。回転角速度
が位相差に比例し、位相差を求めると角速度が分かる。

【０００２】受光素子の出力を検出するだけでは位相差
が分からないし回転の方向も分からないので、なんらか
の変調を加える。位相変調、周波数変調、位相シフトな
どの変調方式が良く知られている。

【０００３】

【従来の技術】本発明は位相変調を基礎にするので初め
に位相変調光ファイバジャイロについて説明する。図１
１は位相変調光ファイバジャイロの概略構成図である。
発光素子１から出た光はシングルモ−ドファイバに入
り、カップラを通って偏光子に至りここで直線偏光にな
り、第２のカップラを通過して２つの光に分離しシング
ルモ−ドファイバを多数回巻き回したファイバコイルを
左廻り光右廻り光として反対方向に伝搬する。ファイバ
コイルが静止していれば位相差は発生しない。

【０００４】しかしファイバコイルが回転していると回
転角速度に比例して位相差が発生する。左廻り光右廻り
光はカップラで合一し、偏光子を通りカップラを通過し
て受光素子に至る。受光素子の出力を同期検波して位相
差を求める。

【０００５】位相変調器としては、ファイバコイルの一
端付近のファイバの一部を圧電振動子に巻き付け電極間
に変調電圧を印加し周期的な膨縮運動をファイバに加え
る。ファイバの延び縮みにより光弾性効果によりファイ
バを通過中の光の位相が変化する。

【０００６】これが右廻り光と左廻り光に異なるタイミ
ングで位相変化を与えるので、受光素子で干渉光強度を
検出するとファイバコイルが回転しているときは、位相
差が打ち消し合わずに残ることになる。受光素子信号の
中には、変調周波数の奇数次の高調波にはsin Δθの形
で、偶数次の高調波にはcos Δθの形で位相差Δθが含
まれる。高調波の係数は、位相変調の大きさを決める位
相変調度ξのベッセル函数に等しくなっている。

【０００７】位相変調方式に於いて受光素子面における
右廻り光の電界Ｅ_R と左廻り光の電界Ｅ_L は次のように
書ける。

【０００８】 Ｅ_R ＝Ｅ₁sin｛ωｔ＋ｂsin （Ωｔ＋φ／２）＋Δθ／２｝ （１）

【０００９】 Ｅ_L ＝Ｅ₂sin｛ωｔ＋ｂsin （Ωｔ−φ／２）−Δθ／２｝ （２）

【００１０】ここでＥ₁ 、Ｅ₂ は右廻り光左廻り光の電
界振幅である。Ωは位相変調の角周波数、ωは光の角周
波数、Δθはファイバコイルの回転に伴う位相差、φは
右廻り光と左廻り光の位相変調器を通過するタイミング
の差に基づく位相差である。

【００１１】φ＝Ωτ （３）

【００１２】τ＝ｎＬ／ｃ
（４）

【００１３】 Δθ＝４πＬａΩ_c ／ｃλ （５）

【００１４】τは同一の光から分離された右廻り光と左
廻り光が位相変調器を通る時刻の差である。ファイバコ
イルの一端の近くにあるのでτはファイバコイルを光が
通過するのに要する時間に等しい。ｎはファイバの屈折
率、Ｌはファイバコイルを形成するファイバの長さであ
る。ｃは真空中の光速である。τがファイバコイルを通
過するための時間であることは直ぐに分かる。

【００１５】受光素子では右廻り光と左廻り光を干渉さ
せて検出する。つまり両光の電界の和の二乗が出力であ
る。但し光の周波数ωは極めて速いので検出器にかから
ない。ωに関しては平均ということになる。従って受光
素子の出力Ｉは、

【００１６】 Ｉ＝｜Ｅ_R ＋Ｅ_L ｜² （６）

【００１７】 Ｉ＝｜（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２＋２Ｅ_R Ｅ_Lsin｛ωｔ＋ｂsin （Ωｔ＋φ／２）＋Δ θ／２｝sin ｛ωｔ＋ｂsin （Ωｔ−φ／２）−Δθ／２｝｜ （７）

【００１８】 Ｉ＝（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２＋Ｅ_R Ｅ_Lcos〔ｂ｛sin （Ωｔ＋φ／２）−sin （Ωｔ −φ／２）｝＋Δθ〕 （８）

【００１９】 Ｉ＝（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２＋Ｅ_R Ｅ_Lcos〔｛２ｂsin （φ／２）cos （Ωｔ）｝＋ Δθ〕 （９）

【００２０】 Ｉ＝（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２＋Ｅ_R Ｅ_Lcos〔｛２ｂsin （φ／２）cos （Ωｔ）｝co s Δθ−sin ｛２ｂsin （φ／２）cos （Ωｔ）｝sin Δθ〕 （１０）

【００２１】 Ｉ＝（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２＋Ｅ_R Ｅ_L 〔｛Ｊ₀(ξ) ＋２Σ_n=1 （−１）ⁿ Ｊ_2n( ξ )cos２ｎΩｔ｝cos Δθ−｛２Σ_n=0 （−１）ⁿ Ｊ_2n+1( ξ)cos（２ｎ＋１）Ω ｔ｝sin Δθ〕 （１１）

【００２２】というようになる。これらは一続きの式で
あるが、１行の文字数の変更により連続性が失われる惧
れがあるからそれぞれＩ＝の式にして独立して表記して
いる。ただし最終の式においてΣの上限は無限大であ
る。ＪＩＳでは無限大を１／４角にできないので表記を
省いている。最終の式がベッセル関数を係数とする展開
式を与えている。ベッセル関数の内部に含まれるパラメ
−タξは、位相変調の大きさにより、

【００２３】 ξ＝２ｂsin （φ／２） （１２）

【００２４】と表される。受光素子の出力は（１１）に
示すようにすべての次数の高調波を含む。これを高調波
の周波数を持つキャリヤで同期検波すると、その高調波
の成分を得ることができる。

【００２５】これらの成分の内、位相変調と同じ周波数
の成分（基本波）Ｉ（Ω）は、

【００２６】 Ｉ（Ω，ｔ）＝Ｅ_R Ｅ_L Ｊ₁(ξ)cos（Ωｔ）sin Δθ （１３）

【００２７】となる。これはファイバコイルの角速度に
比例した位相差Δθをsin Δθとして含む。これをキャ
リヤcos （Ωｔ）によって同期検波すると、

【００２８】 Ｉ（Ω）＝Ｅ_R Ｅ_L Ｊ₁(ξ)sinΔθ （１４） を得るからこれから角速度を求めることができる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら同期検波
の出力は、信号処理回路のゲインや、光学系の変動によ
り変動する。同じΔθであってもこれらの要因によりＩ
（Ω）が変化してしまう。これをスケ−ルファクタの変
動という。スケ−ルファクタはさまざまな要因で決まっ
ているから、さまざまな原因で変化する。電気回路のゲ
インや光学系の変動により変化する。

【００３０】たとえばＥ_R やＥ_L は受光素子に入る光の
強度を示すが、これが光学系の軸ずれや発光素子の光量
や受光素子の感度によって変動する。ξに含まれる位相
変調の大きさｂは、圧電素子の温度特性などにより電圧
振幅に対する変位量が変化するのに伴って変化する。こ
のようにスケ−ルファクタは様々の原因により変動す
る。

【００３１】このような問題を解決するために、基本波
以外の周波数成分を用いて光量や位相変調度を補正した
り変化分をフィ−ドバックして修正する手法が提案され
ている。

【００３２】特開昭６０−７８３１４号 特開昭６０−１３５８１６号 特開昭６１−１１７４１０号 特開昭６１−１２４８１７号 特開昭６１−１４７１０６号 特開昭６３−１３８２０８号

【００３３】などである。これらの方式はスケ−ルファ
クタの変動を押さえるという目的に対して一定の範囲で
効果を収め、自動車用光ファイバジャイロなどに実用化
されているのもある。しかしこれらの方式の問題点は、
信号処理回路が複雑となり、コストアップとなるという
ことである。さらにまた補正やフィ−ドバックを行うこ
とに伴い、新たな変動要因が発生しこれを抑制する必要
が生まれるということもある。

【００３４】一方同期検波という手法とは別に、角速度
情報を電気信号の時間情報に変換する方式が幾つか発明
されている。

【００３５】特開昭６１−２８４６０７号 特開昭６２−８０５１２号 特開昭６２−２１２５１４号 (10)特開平３−１１８４１５号

【００３６】などである。この内とは三角波状の位
相変調を光信号に加える。ために高速の位相変調を必要
とする。と(10)は正弦波的な変調で良いため圧電素子
を用いて安価な位相変調器を用いることができる。しか
し反面、信号処理回路が複雑になるという難点がある。

【００３７】は受光素子の出力を二つに分け、９０度
位相の異なる信号で変調するものである。巧みな方法で
あるが、変調信号の位相差や振幅の誤差が信号処理上の
新たな誤差を生ずる要因となる。この問題は(10)で極大
点、極小点を検出する場合にも存在する。極大点、極小
点であることを判定するための付加回路の安定性が光フ
ァイバジャイロ全体の性能を却って低下させる。このよ
うな難点があった。

【００３８】

【課題を解決するための手段】本発明の光ファイバジャ
イロを図１を用いて説明する。光学系は通常の位相変調
方式の光ファイバジャイロと同じである。発光素子１か
ら出た準単色光がファイバ２にはいり、第１カップラ３
を通り偏光子４で或る方向に偏波面を持つ直線偏光にな
る。これが第２カップラ５を通過し２つのビ−ムに分離
する。二つのビ−ムが、シングルモ−ドファイバを多数
回巻き回して作ったファイバコイル６を右廻り光左廻り
光として伝搬する。

【００３９】ファイバコイル６の一端には圧電振動子に
ファイバを巻き回した位相変調器７が設けられる。右廻
り光左廻り光は第２カップラでひとつになり、偏光子
４、第１カップラ３を通り受光素子８に入る。受光素子
８は右廻り光左廻り光を干渉させ干渉光の強度を検出す
る。位相変調されているから、受光素子出力には変調周
波数の高調波成分が含まれる。

【００４０】受光素子の出力をアンプ９で電流−電圧変
換、増幅を行う。これは交流分と直流分を含むが、コン
デンサ１０を通し交流分だけにする。交流信号を零クロ
ス検出器１１によって、信号符号の反転が一定回数発生
した時に出力を反転するようにする。零クロス検出器１
１というのは、入力信号が０ボルトを通過した瞬間を検
出するものであり、カウンタ１２は０ボルトを通過した
回数を数えるものである。負電圧から正電圧に変化する
のも１回と数え、正電圧から負電圧に変化するのも１回
と数える。これはカウンタであるから任意のＮ回の零ク
ロスで出力を反転するようにできる。図１の例では２回
（Ｎ＝２）の符号反転によりカウンタ１２の出力が反転
するようにしている。

【００４１】零クロスカウンタの出力が変化するが、同
一の出力が持続する時間は、２種類になる。これを第１
期間の持続時間Ｔ₁ と第２期間の持続時間Ｔ₂ とする。
もしもファイバコイルが回転していないとすると受光素
子の出力は歪まないので、零クロスカウンタの第１、第
２期間の持続時間Ｔ₁ とＴ₂ は等しい。Ｔ₁ ＝Ｔ₂ であ
る。

【００４２】しかしファイバコイルが回転していると右
廻り光と左廻り光で位相変調を受ける時間が異なること
から受光素子の出力が非対称になる。それ故零クロスカ
ウンタの第１、第２期間の持続時間Ｔ₁ とＴ₂ が等しく
ならない。本発明はＴ₁ とＴ₂ の不等性を利用して角速
度を求めようとするものである。第１期間、第２期間の
持続時間の差ΔＴ＝Ｔ₁ −Ｔ₂ によって角速度を求め
る。位相変調の場合は同期検波して変調周波数成分を求
めるという手法が必ず用いられたが、本発明ではこれと
は全く異なる測定原理に基づくのである。

【００４３】

【作用】位相変調方式であるのに受光素子の出力を同期
検波しない本発明の手法は全く新規なものである。これ
は位相変調信号が全体として時間的にどういう変化をす
るのか？という深い洞察からなされた発明である。それ
ゆえ数学的な考察から初めなければならない。

【００４４】受光素子の出力に含まれる交流成分をＩ_ac
と書くと、（９）、（１１）より Ｉ_ac＝Ｅ_R Ｅ_L 〔cos ｛２ｂsin （φ／２）cos （Ωｔ）＋Δθ｝−Ｊ₀(ξ)cos Δθ〕＝Ｅ_R Ｅ_L 〔cos ｛ξcos （Ωｔ）＋Δθ｝−Ｊ₀(ξ)cosΔθ〕 （１５）

【００４５】となる。この式は（９）の表現から直流成
分を差し引いて交流成分だけにしたものである。直流成
分がどれかということは（１１）から分かる。これに含
まれる直流成分は、（Ｅ_R ²＋Ｅ_L ²）／２と、Ｅ_R Ｅ_L Ｊ
₀(ξ) cos Δθである。（９）と（１１）は等しい式で
あるから、（９）からこれを差し引くと交流成分のみが
残るはずである。（９）で交流成分のように見えるcos
｛２ｂsin （φ／２）cos （Ωｔ）＋Δθ｝は、実際に
は直流成分を含むのである。それでＪ₀(ξ)cosΔθを差
し引いて真の交流成分を求める。

【００４６】これが（１５）である。式自体が新規であ
るといえる。（１５）はベッセル関数で高周波を展開し
た時のｎ＝１から無限大までの奇数次、偶数次の項を全
て含んでおり、その表現で書かれることは頻繁にある。
しかしこのような全体形として書かれることはかってな
い。

【００４７】Ｉ_acは時間平均すれば勿論０になり、時間
に関して変調周波数Ωの周期関数であることに疑いはな
い。しかし単純なsin 関数ではなく、１周期において前
後が非対称になる。本発明はこの交流成分の１周期内に
おける非対称性を利用して位相差Δθを求め回転角速度
を知ろうとするものである。

【００４８】図３は、ξ＝２ｂsin （φ／２）＝１の場
合の、Ｉ_acの時間変化を示すグラフである。Δθは０と
０．２ラヂアンの場合を例示している。Ｉ_acの変化の１
周期が２π／Ωである。Ｉ_acは受光素子の交流成分であ
るから変調周波数と同一の周期を当然に持つはずであ
る。第１期間の持続時間Ｔ₁ と第２期間の持続時間Ｔ₂
の和が１周期である。Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ＝２π／Ωである。こ
こで光ファイバジャイロが静止している時は（Δθ＝
０）、Ｔ₁ ＝Ｔ₂ である。図２のΔθ＝０のグラフもそ
のようになっている。これは（１５）において、Ｉ_acが
Ωｔ→Ωｔ＋πの変換に対して不変になり周期が半分の
π／Ωになるから当然である。

【００４９】しかし光ファイバジャイロが回転している
（Δθ≠０）と、第１期間、第２期間が非対称になる。
つまりＴ₁ ≠Ｔ₂ となる。図３ではΔθ＝０．２（ラヂ
アン）の場合を例示している。第１期間での下がりが大
きいために回復に時間が掛かるために第１期間Ｔ₁ が長
くなっている。それでＴ₁ ＞Ｔ₂ となる。このような非
対称性はΔθが大きくなるに従って大きくなる。

【００５０】これによりΔθを求める可能性が分かるが
もうひとつ重要なことはΔθの正負が分かるかどうかと
いうことである。

【００５１】正負は勿論分かるのである。図４はξ＝１
とした場合の、Δθ＝−０．２、−０．１、０、＋０．
１、＋０．２ラヂアン（rad ）の時のＩ_acの時間的変化
を示すグラフである。説明を簡単にするために第１期間
の初めの負の部分をア、正の部分をイ、第２期間の負の
部分をウ、正の部分をエとする。

【００５２】正部分であるイとエは余り変化がないが、
負の部分が大きく変化する。Δθが正の場合は、アの部
分が大きくなり、ウの部分が小さくなる。Δθが負の場
合はアの部分が小さくなりウの部分が大きくなる。この
ような違いにより正負を区別できる。つまりΔθが正な
らＴ₁ −Ｔ₂ が正である。Δθが負ならＴ₁ −Ｔ₂ が負
である。結局差ΔＴ＝Ｔ₁ −Ｔ₂ によりΔθが求められ
るということである。

【００５３】図５は、ξ＝１，２，３，４の場合におい
て、実験によって右廻り光左廻り光の位相差Δθと、２
πΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）との関係を求めた結果を示すグ
ラフである。横軸がＳａｇｎａｃ位相差Δθであり単位
はラジアンである。縦軸はＴ₁ とＴ₂ の差を和で割って
２πを掛けたものである。つまりＴ₁ ＋Ｔ₂ を２πとし
たときのΔＴをラジアンで示す。Ｔ₁ ＋Ｔ₂ は位相変調
の周期の２倍であるから定数である。ΔＴを正規化する
ために、Ｔ₁ ＋Ｔ₂ で割っているのである。

【００５４】ξ＝２〜３の程度に設定すれば、Δθ＝１
０^-4〜１ｒａｄまではΔθに対してΔＴがほぼ直線的に
増加していることが分かる。そこで第１期間の持続時間
Ｔ₁と第２期間の持続時間Ｔ₂ を測定しこの差ΔＴか
ら、位相差Δθが分かり、従って回転角速度Ω_c が求ま
る。

【００５５】図６はΔθ＝０．０１ｒａｄの時の、ξの
変化に対する、ΔＴの変化分を示すグラフである。ξの
変域は１〜４である。Δθが一定の時、位相変調度ξが
増えると、ΔＴが減少する。つまり通常の位相変調方式
を同期検波する場合とは反対にξの小さいほうが、感度
が良いということになる。しかしξの変化と、ΔＴの変
化は線形関係にない。図７は同じΔＴとξの実験結果の
図であるが、図６の一部を拡大したものである。ξの変
域が２．５〜３．５である。この範囲ではξに増加に対
する、ΔＴの減少がほぼ直線的で線形関係に近い。

【００５６】例えばξ＝３において、Δθ＝０．０１ｒ
ａｄの時、ΔＴは約０．０１７ｒａｄとなる。これらの
結果はいろいろな仮定をおいて計算機で数値計算したも
のである。もちろんＴ₁ とＴ₂ は解析的にも求めること
ができる。（１５）式から出発する。再び明記すると、

【００５７】 Ｖ_ac＝Ｅ_R Ｅ_L 〔cos ｛ξcos （Ωｔ）＋Δθ｝−Ｊ₀(ξ)cosΔθ〕（１６）

【００５８】であるが、光量の部分はＴ₁ やＴ₂ の決定
に無関係である。そこで独立変数をΩｔ＝Θとして、次
の関数を考える。

【００５９】 Ｗ（Θ）＝cos ｛ξcos Θ＋Δθ｝−Ｊ₀(ξ)cosΔθ （１７）

【００６０】図１０に、Θが−π〜２．５πの変域で
の、ξcos （Θ）と、cos （ξcos Θ）とを破線によっ
て示した。ξcos （Θ）は、Θが０、２πでξ、−π、
＋πで−ξ、−π／２、π／２、３π／２、５π／２で
０となる関数である。ここではξがπ／２より大きくπ
より小さいものとして図面を書いているが、ξがπ／２
より勿論小さくても差し支えない。定数項で引き算をす
るのは直流分を落とすためであった。従って、Ｗ（Θ）
を平均したものは０である。

【００６１】ＪＩＳ表記で式を正確に表示するのは難し
いので、（１７）の定数項の部分を単にＪと書くことに
する。Ｊ＝Ｊ₀(ξ)cosΔθである。これは単に約束事で
あり近似ではない。すると、（１７）は、

【００６２】 Ｗ（Θ）＝cos ｛ξcos Θ＋Δθ｝−Ｊ （１８）

【００６３】と書ける。cos （ξcos Θ）の形が難しい
が、Θ＝−π／２、＋π／２、３π／２で極大値１を取
る。またΘが−π、０、π、２πで極小値cos ξを取
る。ξがπ／２より大きいとしているからcos ξが負の
数になっているが、ξがπ／２より小さい時はcos ξが
正の数になる。いずれであっても以下の議論は成立す
る。

【００６４】Θがcos の形で含まれるので、cos （ξco
s Θ）は偶関数である。それだけでなく、Θの０、π、
２πなどに関して対称関数である。cos がcos の中に含
まれる。二重に余弦となっているから、さらにπ／２や
３π／２などのπの半整数の値のΘに関しても対称であ
る。またπの平行移動に関して不変である。

【００６５】このような対称性と周期性から、cos （ξ
cos Θ）は結局Θ＝０〜π／２の間の形状がΘ＝０で折
りかえしたものを繰り返すだけの関数となる。これは三
角関数ではないが、周期関数である。周期はcos Θの関
数の半分のπである。cos が二重に入っているから周期
が半分になるのである。つまりΔθ＝０の時Ｗ（Θ）
は、

【００６６】 Ｗ（Θ）＝Ｗ（Θ＋πＮ），Ｗ（Θ）＝Ｗ（πＭ−Θ） Ｍ，Ｎは整数

【００６７】という関係を満足している。さて、水平に
Ｗ＝Ｊとなる直線を引く。これとcos （ξcos Θ）とは
π／２の領域毎に交点を持つ。ここが重要である。

【００６８】cos （ξcos Θ）＝Ｊ （１９）

【００６９】これの解を求めよう。

【００７０】ξcos Θ ＝±cos^-1 Ｊ （２０）

【００７１】 Θ＝±cos ^-1｛±ξ^-1cos^-1 Ｊ｝＋２Ｎπ （Ｎは整数）（２１）

【００７２】である。このΘはπ／２毎にひとつ存在す
る。そこでΘ＝０〜π／２の範囲でのΘをひとつ決め、
これをＣとしよう。

【００７３】 Ｃ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ｝ の主値 （２２）

【００７４】これの解は、幾つもあるが、Θの範囲にわ
けて次に述べる。Θが−π〜−π／２でΘ＝−π＋Ｃ、
Θが−π／２〜０でΘ＝−Ｃ、Θが０〜π／２でΘ＝
Ｃ、Θがπ／２〜πでΘ＝π−Ｃ、Θがπ〜３π／２で
Θ＝π＋Ｃ、Θが３π／２〜２πでΘ＝２π−Ｃであ
る。Ｃ＋Ｎπとなる解は分かり易いが、−Ｃ＋Ｎπとな
る解は分かりにくかろう。しかしこのような解になるこ
とに注意すべきである。

【００７５】ここでξ→０の極限でΘがどうなるのかを
予め考察しておこう。ξ→０においてＪ₀(ξ) →１−ξ
² ／４である。cos^-1 （１−ξ² ／４）→ξ／２^1/2 で
あるから、cos^-1 （ξ^-1cos Ｊ）→cos^-1 ２^-1/2＝π／
４である。つまりξが０の極限で、交点Θはπ／４にな
るのである。これは当たり前のようであるが、見落とし
易い性質である。

【００７６】ξが０に近いと、ξcos （Θ）が図１０の
ように大きく波を打たず、小さい振幅の関数になる。そ
れに対応してcos （ξcos Θ）も１の近くで弱く振動す
る振幅の小さい関数になる。しかしＪがほぼ１に近づく
ので交点は常に存在する。交点はπ／２の領域毎にあり
その値はπ／４＋Ｍπ／２である。

【００７７】さてΔθが０でない場合を考える。Δθが
正であるとして、ξcos （Θ）＋Δθは、ξcos （Θ）
をΔθだけ上に平行移動した波形である。これを実線で
示している。Θ＝０、２πでξ＋Δθ、Θ＝−π、πで
−ξ＋Δθとなる。

【００７８】これを余弦関数の中に入れたcos ｛ξcos
Θ＋Δθ｝は実線で示すように、Θ＝０、２πで少し値
が下に寄る。極大値がπ／２、５π／２で右にずれる。
極大値が−π／２、３π／２で左にずれる。Θ＝−π、
πで値が少し上にずれる。

【００７９】つまりこの波形は、Θ＝−π〜０、π〜２
πで左にずれる。Θ＝０〜π、２π〜３πで右にずれ
る。つまりπの奇数倍から偶数倍の領域では左に、偶数
倍から奇数倍の領域では右にずれるのである。

【００８０】これとともにＷ＝Ｊの水平線との交点も右
あるいは左にずれる。周期性と対称性から、ずれについ
てはΘ＝０〜πの領域について考察すれば良い。Θ＝０
〜π／２の領域で解が先程のものＣより右にずれる。Θ
＝π／２〜πの領域で先程のπ−Ｃよりも右にずれる。
どれだけずれるのであろうか。（１５）を解けば良い。

【００８１】 cos ｛ξcos Θ＋Δθ｝＝Ｊ （２３）

【００８２】である。この式からπの整数倍Ｍπに関し
て対称であるという性質があることが分かる。前述のΔ
θ＝０の時の規則に変えて、次の規則がなりたつ。

【００８３】 Ｗ（Θ）＝Ｗ（Θ＋２πＮ），Ｗ（Θ）＝Ｗ（２πＭ−Θ） Ｍ，Ｎは整数

【００８４】前者の規則は周期性から明らかである。後
者は、Ｍπに関する対称性を式にしたものであるがこれ
もＷ（Θ）に代入して確かめることができる。上式か
ら、

【００８５】 ξcos Θ＋Δθ＝±cos^-1 Ｊ （２４）

【００８６】 Θ＝±cos ^-1｛±ξ^-1cos^-1 Ｊ−Δθ｝＋２Ｎπ （Ｎは整数）（２５）

【００８７】これは一般式である。Θ＝０〜π／２の範
囲で考えると、Θ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ−Δθ｝の主
値である。これはΔθ→０の極限でcos^-1 ｛ξ^-1cos^-1
Ｊ｝に収束し、Δθが正なら値が増加する（右にずれ
る）ということから分かる。

【００８８】これに反して、Θ＝π／２〜πの領域で
は、Θ＝π−cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ＋Δθ｝の主値であ
る。これは分かり難いかもしれないが、Δθ→０でΘ＝
π−cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ｝に収束し、Δθが正で値が
増加する（右にずれる）ことから分かる。多義的である
ので、それぞれの関数の主値をＡ、Ｂとして説明する。
いずれもＣから出発している。Δθ→０でＣに戻る値で
ある。

【００８９】 Ａ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ−Δθ｝ の主値 （２６）

【００９０】 Ｂ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ＋Δθ｝ の主値 （２７）

【００９１】Δθ＝０の時についてπ／２ずつの各領域
での交点の値は先に説明した。Δθが有限の値になると
これから少しずつずれてくる。次に各領域での交点つま
り解を列挙する。重要であるから繰り返しの１周期を越
えて図１０に示した範囲の解の全てを挙げる。

【００９２】 (1) −π＜Θ＜−π／２ Θ＝−π＋Ｂ （２８）

【００９３】 (2) −π／２＜Θ＜０ Θ＝−Ａ （２９）

【００９４】 (3) ０＜Θ＜π／２ Θ＝＋Ａ （３０）

【００９５】 (4) π／２＜Θ＜π Θ＝π−Ｂ （３１）

【００９６】 (5) π＜Θ＜３π／２ Θ＝π＋Ｂ （３２）

【００９７】 (6) ３π／２＜Θ＜２π Θ＝２π−Ａ （３３）

【００９８】 (7) ２π＜Θ＜５π／２ Θ＝２π−Ａ （３４）

【００９９】どの１周期（２π）を取って説明しても良
いのであるが、ここでは(2) 〜(6) を取る。初めの下半
分の波（−Ａ〜＋Ａ）の持続時間をＴ₃ 、次の上半分の
波（＋Ａ〜π−Ｂ）の持続時間をＴ₄ 、３番目の波（π
−Ｂ〜π＋Ｂ）の持続時間をＴ₅ 、４番目の波（π＋Ｂ
〜２π−Ａ）の持続時間をＴ₆ とする。明らかに、

【０１００】Ｔ₃ ＝２Ａ （３５）

【０１０１】Ｔ₄ ＝π−Ａ−Ｂ （３６）

【０１０２】Ｔ₅ ＝２Ｂ （３７）

【０１０３】Ｔ₆ ＝π−Ａ−Ｂ （３８）

【０１０４】４つの半波の内、上半分のＴ₄ 、Ｔ₆ は常
に持続時間が等しい。それだけではない。先述の規則Ｗ
（Θ）＝Ｗ（２πＭ−Θ）から、これらはΘ＝πに関し
て対称な波形になるから波形としても全く等しく対称に
なっている。

【０１０５】これに反して、下半分のＴ₃ 、Ｔ₅ は異な
る。持続時間も波形も異なる。本発明はこの非対称性を
巧みに利用しているのである。Δθ＝０の時、Ａ、Ｂと
もにＣに等しいので、この時のみふたつの下半波Ｔ₃ 、
Ｔ₅ が等しくなるが、Δθ≠０の場合は必ずＴ₃ ≠Ｔ₅
である。

【０１０６】しかも、Δθ＞０つまり正であると、Ａの
方がＢより大きい。Ａ＞Ｂである。Δθが正で大きくな
るにつれて、Ｔ₅ が小さくなりＴ₃ が大きくなる。

【０１０７】反対にΔθ＜０つまり負であると、Ａのほ
うがＢより小さい。Ａ＜Ｂである。Δθが負で絶対値が
大きくなるにつれて、Ｔ₅ が大きくなりＴ₃ が小さくな
る。

【０１０８】この間上の半波Ｔ₄ 、Ｔ₆ は殆ど変わらな
い。Δθの２次の変化しかしないからである。本発明で
は２種類の正負の波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ を測定してこ
れの差がΔθにより変化することからΔθを求めようと
するものである。Ｔ₁ 、Ｔ₂は一続きの下半波と上半波
の和であるから、Ｔ₁ はＴ₃ とＴ₄ の和である。Ｔ₂は
Ｔ₅ とＴ₆ の和である。こうして第１持続時間Ｔ₁ 、第
２持続時間Ｔ₂ を解析的に求めることができる。

【０１０９】 Ｔ₁ ＝Ｔ₃ ＋Ｔ₄ ＝π＋Ａ−Ｂ （３９）

【０１１０】 Ｔ₂ ＝Ｔ₅ ＋Ｔ₆ ＝π−Ａ＋Ｂ （４０）

【０１１１】Ｔ₁ とＴ₂ の差をΔＴとしている（ΔＴ＝
Ｔ₁ −Ｔ₂ ）が、これは

【０１１２】 ΔＴ＝２（Ａ−Ｂ） （４１）

【０１１３】である。これまで１周期を２πとしてき
た。変数がΘであるからである。Θ＝Ωｔとして実際の
１周期に対応させるためには、１周期であるＴ₁ ＋Ｔ₂
＝２πでこれを割れば良い。（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）で割って、
ΔＴを規格化すると、

【０１１４】 ΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）＝２（Ａ−Ｂ）／２π＝（Ａ−Ｂ）／π （４２）

【０１１５】となる。ＡとＢを代入してさらにΔθとの
関係を明らかにしよう。

【０１１６】 ΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）＝（cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ−Δθ｝−cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ＋Δθ｝／π （４３）

【０１１７】これまでの計算は全て厳密で近似を含まな
い。Δθが大きい場合はこの式を用いて厳密計算するこ
とができる。しかし概略のふるまいを調べようとするな
らば、これをΔθで線形化すると便利である。cos^-1 関
数は、

【０１１８】 cos^-1 （ｘ＋ｈ）＝cos^-1 ｘ−ｈ（１−ｘ² ）^-1/2−ｈ² ｘ（１−ｘ² ）^-3/2／ ２＋ｈ³ （１＋２ｘ² ）（１−ｘ² ）^-5/2／６…… （４４）

【０１１９】というふうに、微小な数ｈに関してテイラ
−展開できるので、（２６）より、

【０１２０】 Ａ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ−Δθ｝＝Ｃ＋Δθ（１−ｘ² ）^-1/2−（Δθ）² ｘ （１−ｘ² ）^-3/2／２＋…… （４５）

【０１２１】ただし Ｃ＝cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ｝、ｘ
＝ξ^-1cos^-1 Ｊと置いている。Δθが１よりもずっと小
さければ、この式はΔθの１次の項までを取って線形化
することができる。ｘ＝cos Ｃであるので、同じ式をつ
ぎのように書くこともできる。

【０１２２】 Ａ＝Ｃ＋Δθcosec Ｃ＋（Δθ）²cotＣcosec²Ｃ／２…… （４６）

【０１２３】ＢはＡに含まれるΔθの符号を変えたもの
であるから、

【０１２４】 Ｂ＝Ｃ−Δθcosec Ｃ＋（Δθ）²cotＣcosec²Ｃ／２…… （４７）

【０１２５】Ａ−Ｂの演算を行うとΔθの偶数次が全て
消えてしまう。これらを代入して、

【０１２６】 ΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）＝２π^-1〔Δθcosec Ｃ＋（Δθ）³ （cosec⁵Ｃ＋２cot² Ｃcosec³Ｃ）／６＋……〕 （４８）

【０１２７】となる。これはΔθの１次に関しては正し
いが、３次に関しては正しくない。Ｊの表現の中にcos
Δθが含まれるからである。しかしΔθが１より充分に
小さい時はΔθの１次のみを取れば良い。

【０１２８】この測定系の感度Ｓは、ΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ
₂ ）とΔθの比例定数として定義される。角度に換算す
るために感度Ｓに２πをかけた値を考える。

【０１２９】 ２πＳ＝２πΔＴ／｛（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）Δθ｝＝４cosec Ｃ （４９）

【０１３０】こうなるのであるが、ξの関数として感度
の変化を考える必要がある。ξは適当に与えることので
きる定数である。しかしξとしてどのような値がよいの
かということ、それにξの変動に対する安定性を考えな
ければならないからである。４がかかっているから、さ
らに４で割った値で考える。

【０１３１】すると端的にcosec Ｃに帰着する。つまり
cosec 〔cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ₀(ξ)cosΔθ｝〕のξに
関する変化を調べれば良いのである。ξが充分に大きい
とcosec Ｃ→１である。ξが正でcosec Ｃは単調に減少
するが、ξ＝０で１．４１、ξ＝１で１．３９、ξ＝２
で１．３５、ξ＝３で１．２６、ξ＝４で１．１５、ξ
＝５で１．０６、ξ＝６で１．０２、ξ＝７で１．０１
である。これら理論値の変化を図２９に示す。

【０１３２】この結果からξが小さいほど感度が良いと
いうことが分かる。これはこの方法が本質的にベッセル
関数の０次の項を利用している点に由来する。通常の位
相変調の場合は基本波を同期検波するのでＪ₁(ξ) の極
大で感度が最大になる。このようなものとは全く逆の傾
向があるということが分かろう。ただしξが小さいと図
１０において出力の信号の振幅が減少するので、ゼロク
ロスのタイミングの正確な計測が難しくなるという欠点
があろう。

【０１３３】位相変調度に対する感度の安定性について
述べる。ξが０から無限大までで、感度の変化が１．４
１倍（２^1/2 倍）であるから感度が誠に安定していると
いうことができる。また位相変調度は圧電素子に加える
電圧の振幅や圧電素子の特性によるので、温度など外部
要因で大幅には変動しないものである。しかし位相変調
度の変化による感度変化が気になるのであれば、次のよ
うにして感度の変化をモニタすることができる。

【０１３４】図１０の出力波形において、上半分の波形
の持続時間Ｔ₄ 、Ｔ₆ と下半分の持続時間Ｔ₃ 、Ｔ₅ の
差を使う。先程はＴ₁ ＝Ｔ₃ ＋Ｔ₄ 、Ｔ₂ ＝Ｔ₅ ＋Ｔ₆
としてΔθを求めたが、今度はそうでなく、Ｑ₁ ＝Ｔ₄
＋Ｔ₆ 、Ｑ₂ ＝Ｔ₃ ＋Ｔ₅ としてξの変動を求める。こ
うするには電圧が零点を上から下へ横切る時と、下から
上へ横切る時の両方の場合に計時を開始しなければなら
ない。

【０１３５】 Ｑ₁ ＝２π−２Ａ−２Ｂ （５０）

【０１３６】 Ｑ₂ ＝２Ａ＋２Ｂ （５１）

【０１３７】これらの差を求めると、

【０１３８】 Ｑ₂ −Ｑ₁ ＝４Ａ＋４Ｂ−２π （５２）

【０１３９】である。これはΔθに関しては偶関数であ
りΔθが０である時もそうでない時もあまり違わない。
Ａ＋Ｂ＝２Ｃという置き換えをすることができる。位相
変調度の修正をするのであるが、Δθ＝０であることを
要しないのである。

【０１４０】 Ｑ₂ −Ｑ₁ ＝８〔cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ｝−π／４〕 （５３）

【０１４１】となる。ξ＝０でこれは０である。ξが増
加すると差Ｑ₂ −Ｑ₁ も増えて行き、ξが無限大でこれ
が２πになる。そこで（Ｑ₁ ＋Ｑ₂ ）でわって、（Ｑ₁
−Ｑ₂／（Ｑ₁ ＋Ｑ₂ ）とするとこれは、ξが０から無
限大まで増加するうちに、０から１まで単調に増加する
関数になる。それでこの差を監視して、ξの設定値から
のずれを求めることができる。

【０１４２】前記の差Ｑ₂ −Ｑ₁ を８で割ったものは、
ξ＝０で０、ξ＝１で、０．０１０９、ξ＝２で０．０
４４、ξ＝３で０．１２７、ξ＝４で０．２６６、ξ＝
５で０．４３３、ξ＝６で０．５４５である。ξが小さ
い場合、

【０１４３】 cos^-1 ｛ξ^-1cos^-1 Ｊ｝−π／４＝ξ² ／９６ （５４）

【０１４４】という近似式が成り立つ。これを代入し
て、

【０１４５】 ２π（Ｑ₂ −Ｑ₁ ）／（Ｑ₂ ＋Ｑ₁ ）＝ξ² ／１２ （５５）

【０１４６】によって、位相変調度ξを監視することが
できる。

【０１４７】

【実施例】ファイバコイルの長さＬを５０ｍ、半径ａを
５０ｍｍ、光源の波長λを０．８４×１０^-6ｍ、回転角
速度をΩ_c とすると、Δθは

【０１４８】 Δθ＝４πＬＡΩ_c ／ｃλ （５６） ＝０．１２５Ω_c （５７）

【０１４９】である。例えば、Ω_c ＝０．０５°／sec
〜１００°／sec （８．７３×１０^-4rad ／sec 〜
１．７rad ／sec の回転角速度を検出できるためには、

【０１５０】 Δθ＝１．０９×１０^-4〜０．２１３rad （５８）

【０１５１】の位相差Δθが検出できれば良い。これ
は、（４２）式より充分に線形近似が成り立つ範囲であ
る。

【０１５２】次に、最小分解能０．０５°／sec を検出
するのに必要な時間分解能を計算して見よう。位相変調
周波数を例えば６４ｋＨｚとする。Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ＝１／６
４×１０³ ＝１．５×１０^-5sec である。Δθ＝１０^-4
であるから、位相変調度ξを３と仮定すると、ΔＴ／
（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）＝２π^-1Δθcosec Ｃに２πを掛けて、

【０１５３】 ２πΔＴ／（Ｔ₁ ＋Ｔ₂ ）＝４Δθcosec Ｃ＝５Δθ （５９）

【０１５４】となる。ΔＴ＝５×１０^-4×１．５×１０
^-5／２π＝１．２×１０^-9sec である。つまり１．２ｎ
ｓの時間差である。

【０１５５】かなり小さい値であるが、現在の計測技術
からすれば充分に測定可能な時間である。また、実際に
は１秒間に６４×１０³ 回の計測を繰り返すのであるか
ら、何回も測定して求めた時間差を平均操作すれば良
い。デ−タサンプリング周期を０．１sec とすると、６
４×１０² 回の間で、総時間差として分解できれば良
い。従って必要な時間分解能は

【０１５６】 １．２×１０^-9×６４×１０² ＝７．６８×１０^-6sec

【０１５７】である。これは容易に検出できる時間の大
きさである。

【０１５８】本発明の光ファイバジャイロは図１１のよ
うな通常の位相変調方式のものにおいて適用できるのは
勿論である。この場合、発光素子から出た光がカップ
ラ、偏光子、カップラを経てファイバコイルを右廻り光
左廻り光として伝搬する。これがカップラ、偏光子、カ
ップラを通り、受光素子に入る。受光素子の出力を検出
して本発明の手法を適用することができる。

【０１５９】［光学系］実験には図１２のような光学系
を用いた。これは図１１のものとは違い、発光素子とは
別の受光素子を持たない。発光素子から出た光がファイ
バコイルを右廻り光左廻り光として伝搬し発光素子に戻
り光として戻る。これにより発光素子の発光状態が変化
するので、これを発光素子の駆動電流、電圧の変化或い
はモニタ用受光素子の光電流の変化として取り出すので
ある。これは本発明者が初めて創案したものである。

【０１６０】偏光子としてはファイバ型偏光子を使う。
ファイバコイルはシングルモ−ドファイバで半径７５ｍ
ｍ、全長が１００ｍである。ＰＺＴを用いた位相変調器
をファイバコイルの近傍に設けた。デポラライザは０．
１５ｍと３ｍの長さの偏波面保存光ファイバを４５度主
軸が異なるように繋ぎ合わせて作ったものである。

【０１６１】ここでは光源の発光素子とモニタ用受光素
子で自動光量制御（ＡＰＣ）回路を形成しているもので
ある。信号としてはモニタ用受光素子の出力を交流結合
して取り出した。交流分を取り出しているので、（１
９）式のような出力が得られているのである。この場
合、後段のデジタル処理回路とのマッチングを好適にす
るために２．５Ｖの直流バイアスを加えておく。デジタ
ル回路の電源電圧が５Ｖであるからである。

【０１６２】図１３は出力をデジタル処理するための電
気回路図である。ＩＲ３Ｃ０２はモニタ用受光素子の出
力を用いて、光源であるス−パ−ルミネッセントを自動
的に光量を一定に保つように駆動する。モニタ用受光素
子の出力から、１００ｐＦのコンデンサを使って交流成
分のみを取り出す。５１ｋΩの抵抗二つを繋ぎ接続点か
らこの信号に直流バイアス（２．５Ｖ）を与えている。
これは微弱な振幅の正弦波に近いものである。μＰＣ８
１３でこの信号を飽和点近くになるように増幅する。

【０１６３】これで信号は矩形波になる。高レベルがほ
ぼ５Ｖ、低レベルはほぼ０Ｖである。増幅後の信号をカ
ウンタＴＣ４０ＨＣ１６３で１／２の周波数に分周す
る。分周後の信号のデューテイ比をユニバ−サルカウン
タＨＰ５３３５Ａで計測する。

【０１６４】図１４は信号波形の処理を示す図である。
ξ＝１としているが、ξの値はどうでも良い。（ａ）は
交流結合によって得られるアナログ波形である。増幅前
の信号である。

【０１６５】実線で示すのはΔθ＝０の場合の波形であ
る。上下に対称である。第１期間は初めの下半波、上半
波として定義される。持続時間がＴ₁ である。第２期間
は２番目の下半波、上半波として定義される。持続時間
がＴ₂ である。Ｔ₁ とＴ₂ の和が、位相変調の１周期に
等しい。出力がcos （ξcos Ωｔ）という形であるから
である。Δθが０の時はＴ₁ ＝Ｔ₂ である。

【０１６６】破線で示すのがΔθ≠０の場合である。Δ
θが正であると、第１期間の下半波がより下がり、第２
期間の下半波が小さくなる。上半波は変わらない。破線
の波形を大きく増幅すると（ｂ）のようになる。矩形波
になっている。下半波がＬレベルに、上半波がＨレベル
になる。これをカウンタで１／２分周すると、（ｃ）の
ようになる。

【０１６７】Ｔ_L として得られるものがＴ₁ である。Ｔ
_H として得られるものがＴ₂ である。これらの差Ｔ₁ −
Ｔ₂ がΔθに比例するので、差からΔθを求めることが
できる。つまり交流成分のデューテイ５０％からのずれ
として求められるのである。

【０１６８】図１５は回転角速度Ω_C を変えたときの、
交流成分のデューテイ５０％からのずれの測定値をリニ
ア表示したものである。光源の光量は１．５ｍＷ、位相
変調度ξは２．３としている。Δθ＝０．０１rad がΩ
_c ＝１．５deg ／sec に当たる。ここでは回転角速度Ω
_c が０〜３０deg ／sec までを示す。回転角速度に対す
る線形性が良いということが分かる。図１６は同じデ−
タを対数で表示したものである。線形性の良さが何れに
しても良く分かる。

【０１６９】図１７は回転角速度Ω_c ＝６deg ／sec と
して（Δθ＝０．０４rad ）、位相変調電圧を変えた時
の、交流成分のデューテイ５０％からのずれの測定値を
示す図である。同じΔθであるのに位相変調の大きさに
より、スケ−ルファクタ（交流成分のデューテイ５０％
からのずれ（ＳＦと略す））が変動するということが分
かる。

【０１７０】図１８は図１７において横軸を位相変調度
２ｂsin （Ωτ／２）＝ξで置き換えたものである。ｂ
は位相変調の大きさ、Ωは位相変調の角周波数、τは光
がファイバコイルを通過するのに要する時間である。

【０１７１】変調電圧から変調度への変換は、２倍波が
０になる時の変調電圧を測定し、この時の変調度を５．
２とし、電圧と位相変調度の間に正比例関係が成り立つ
ものとしている。

【０１７２】本発明のゼロクロス検出方式においては、
スケ−ルファクタが、信号光レベルの影響を受けないと
いうのが特徴である。図１９は光源発光量をパラメ−タ
として、交流成分のデューテイ５０％からのずれを測定
したものである。これはスケ−ルファクタが信号光の強
度に全くよらないということを示す。

【０１７３】２．１２ｍＷの発光量で少し大きめの出力
になっている。これは次に述べるように、信号光レベル
が大きくなるとノイズが増大し、測定誤差が大きくなる
ためであろう。

【０１７４】静止時のノイズを測定した例を図２０〜図
２４に示す。図２０、２１は発光量が４ｍＷ、図２２は
２ｍＷ、図２３、２４は１．５ｍＷである。

【０１７５】図２０、２２、２３は１００回のデ−タを
７．２sec 事に平均している。図２１、２４は１０００
回のデ−タを７２sec 毎に平均した結果を表している。
各デ−タに基づき、測定時間中（静止Ω_c ＝０）のノイ
ズのピ−クからピ−クまでの値を回転角速度に換算して
表すと表１のようになる。

【０１７６】

【表１】

【０１７７】４ｍＷ、１．５ｍＷで測定したＮ＝１００
回とＮ＝１０００回の比較から、ノイズの大きさは、Ｎ
^-1/2に比例する傾向があることが分かる。

【０１７８】また発光量が大きいと、ノイズが大きくな
る傾向がある。これは次のように解釈できる。光学系の
出力する光信号の中にはノイズが含まれる。誇張して表
すと、図２６のようなアナログ信号となる。レベルが低
いときはノイズも小さい。しかし信号レベルの増加に比
例して、ノイズも大きくなる。信号の大きい場合は、右
下に示すようにジッタのためにゼロクロスのタイミング
が不明瞭になる。Ｓ／Ｎ比としては変わらないので、従
来の同期検波方式では何ら問題にならない。

【０１７９】しかし本発明のようにこれを増幅してデジ
タル信号に変換する場合には、閾値を通過するタイミン
グの揺らぎが大きくなる。ためにデジタル化後の位相揺
らぎ、つまりジッタが発生する。

【０１８０】ゲインを余りに大きくするとノイズの発生
が大きくなり不利であるということである。そこで信号
光のレベルがほぼ一定値になるように光源発光量を制御
するなどのフィ−ドバック制御が有効である。

【０１８１】次に二つの波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ をクロ
ックパルスを用いて計測する実施例を説明する。図３０
はこのような光ファイバジャイロの概略構成図である。
これは位相変調のクロックと、カウント用のクロックを
共通にする例である。基本クロック２０が、分周されて
位相変調用のクロック２１となる。これが位相変調器７
に与えられる。位相変調器７はこれによってｓｉｎΩｔ
の振動をする。光源１の光が、第１カップラ３、ファイ
バ光路、第２カップラ５を通りファイバコイル６の両端
に入射する。これが途中で位相変調を受ける。この光は
右廻り光、左廻り光としてファイバコイルを回る。又、
光学系としては、図３０の構成のものは勿論、図１２に
示されたような発光素子とは別の受光素子を持たない光
学系も当然利用できる。

【０１８２】ファイバコイルが回転している場合は、回
転角速度に比例した位相差が発生する。位相の差を持っ
て左廻り光右廻り光が受光素子８に至る。ここで右廻り
光と左廻り光が干渉する。受光素子の出力はプリアンプ
９で増幅される。コンデンサ１０により直流成分が除か
れる。交流分だけになる。ゼロ（零）クロス検出器１１
により、０レベルを下から上にクロスする（或いは上か
ら下へクロス）する時刻を検出する。この時刻は計数装
置２３に入力される。

【０１８３】基本クロック２０は、分周されてカウント
用クロック２２になる、これが計数装置２３に入力され
る。ゼロ（零）クロス検出器１１からのゼロ（零）クロ
ス信号が入ったときから、計数装置はカウント用クロッ
クの計数を開始する。

【０１８４】図３０の下には、静止時と回転時におけ
る、受光素子の波形と、ゼロクロス検出器の入力波形、
出力波形を示している。ゼロクロス検出器は０レベルを
下から上に通るときに出力が立ち上がり、次に０レベル
を下から上へ通るときに出力が立ち下がるようになって
いる。したがって、Ｔ₁ の始まりで出力が立ち上がり、
Ｔ₂ の始まりで出力が立ち下がる。次に下から上にゼロ
クロスするときは次の周期のＴ₁ の時間である。つまり
各周期（２π／Ω）において、Ｔ₁ の時間ではＨレベル
（高電圧）を、Ｔ₂ の時間にはＬレベル（低電圧）をと
るような出力波形が得られる。

【０１８５】ファイバコイルが静止している時は、下半
波に歪みがなく、上半波と同じ長さであるから、Ｔ₁ と
Ｔ₂ の長さが等しい。回転時は、下半波が歪み、Ｔ₁ で
の下半波とＴ₂ での下半波が異なってくる。ゼロクロス
検出器１１の入力が歪むので、下から上へ０レベルを横
切るタイミングがずれてくる。すると、Ｔ₁ とＴ₂ の長
さが異なってくるのである。計数装置２３はＴ₁ に含ま
れるカウント用のクロックパルスの数を数える。Ｔ₁ ＋
Ｔ₂ ＝２π／Ω（位相変調の１周期）であって、周期は
精密に分かっているから、Ｔ₁ を計ることによりＴ₂ も
分かる。あるいは反対にＴ₂ を測定してもよい。さらに
カウンタを二つ使って、Ｔ₁ とＴ₂ を測定し、Ｔ₁ と、
２π／Ω−Ｔ₂ の平均をとるようにすることもできる。
こうして、計数装置はＴ₁ 、Ｔ₂ を出力する。これらの
差（Ｔ₁ −Ｔ₂ ）によってファイバコイル６の回転角速
度を知ることができる。

【０１８６】カウントパルスを用いる方法は、最も精度
が高い。とくにＴ₁ に含まれるクロックパルスの周波数
を大きくするほど精度が向上する。しかしカウントパル
スの数が少ない場合には誤差を生ずる可能性がある。図
３０の場合は、位相変調のクロックと、カウントのクロ
ックが共通であるから、Ｔ₁ パルスの立ち上がりから、
最初のカウント用のクロックパルスまでの遅延時間が一
定である。遅延時間が一定であると繰り返し計数すると
誤差が堆積する可能性がある。

【０１８７】図３５に示すように、位相変調器の信号か
らｅ_rsだけ遅れて、ゼロクロス検出器がＴ₁ パルスを発
生する。Ｔ₁ パルスが始まった後、カウント用クロック
信号を数える。これのＴ₁ パルスに対する遅延時間をｅ
₁ とする。最後のパルスからＴ₁ の立ち下がりまでの時
間をｅ₂ とする。もしも図３０のように、位相変調と同
じ基本クロックを分周して、カウント用のパルスとする
と、初めのカウント用パルスまでの遅延時間ｅ_rcが常に
一定である。するとＴ₁ の立ち上がりからの遅れｅ₁ も
一定になる。これが一定であると誤差が累積される。カ
ウントパルス数が少ない場合は、誤差の影響が大きくな
る。

【０１８８】図３１は、位相変調のクロックと、カウン
ト用のクロックが別異であるようにした回路である。位
相変調用基本クロック２５が分周されて位相変調用クロ
ック２１になる。カウント用基本クロック２６は別の発
振器で作られる。これが分周されてカウント用クロック
２２になる。これが計数装置２３に入る。二つの基本ク
ロックには時間的な相関がない。ために、Ｔ₁ パルスの
立ち上がりと、最初のカウントパルスまでの遅延時間が
不定である。Ｔ₁ パルスの立ち上がりから、最初のカウ
ントパルスの立ち上がりまでの遅延時間ｅ₁ が位相変調
の周期毎に変動する。ために誤差が打ち消しあう。この
方法では、カウント数を積算して平均化することにより
精度を上げることができる。

【０１８９】この場合いくつかのＴ₁ パルスの長さを続
けて計り、平均化処理あるいは積算処理すると、時間測
定の精度が向上する。遅延時間がさまざまに変化するの
で、平均、積算により遅延時間のばらつきに起因する誤
差が減少する。

【０１９０】以上に説明したものは１種類のカウントパ
ルスを使って、Ｔ₁ の長さを計るものである。複数のカ
ウントパルスを使うと精度を上げることができる。図３
２は、そのような例を示す。カウント用クロック２２を
得た後、位相シフト２７し、位相がずれたクロックＢを
作る。これと初めのクロックＡとの両方を使って、Ｔ₁
を計測する。この結果の平均または和を取ってＴ₁ を定
める。位相の異なる二種類のパルスを使うので時間測定
の精度が向上する。

【０１９１】図３７に動作の例を示す。上のパルスＴ₁
は、カウント用クロックＡの６つのパルスを含む。これ
と位相の異なるカウント用クロックＢの５つのパルスを
含む。そこでＴ₁ は平均して、５．５パルス分であると
測定できる。下のＴ₁ ’パルスはこれより少し短い。カ
ウント用クロックＡは５つ含まれる。カウント用クロッ
クＢも５つ含まれる。平均して、下のＴ₁ ’は５パルス
分ということになる。上と下のパルスは０．５パルス分
しか違わない。このような差はひとつのパルスだけを使
っているのでは分からないことである。位相が異なる同
一周期のパルスを使うのでこのような微小な長さの差異
をも検出することができる。このような複数パルス法に
おいても、繰り返しＴ₁ を計測し、これらの平均、和を
とりＴ₁を求めることもできる。

【０１９２】カウントパルスを使ってデジタル的に時間
計測するのではなくアナログ的に時間を計測することも
できる。例えば鋸歯状電圧を使うこともできる。図３３
は、そのような例を示す。ゼロクロス検出器１１の出力
に同期して、鋸歯状電圧発生装置３０、３２が、鋸歯状
の波形を発生させる。これはＶ＝ｋｔというふうに時間
に正比例する電圧を発生するものである。Ｔ₁ 期間のみ
に鋸歯状電圧を発生させ、Ｔ₁ の終わりにピ−クホ−ル
ド装置３１がこれをホ−ルドする。最後の電圧から時間
Ｔ₁ が分かる。或いは反対にＴ₂ 時間のみに鋸歯を発生
させる。又、Ｑ₁ 、Ｑ₂ についても同様にＱ₁ 期間のみ
に鋸歯状電圧を発生させ、Ｑ₁の終わりにピ−クホ−ル
ド装置３３がこれをホ−ルドして、Ｑ₁ −Ｑ₂ の値を求
める。

【０１９３】Ｔ₁ とＴ₂ のいずれか一方が分かれば他方
もわかる。あるいは両方において鋸歯状波を別異の回路
で発生させて、それらの差（Ｔ₁ −Ｔ₂ ）を求めても良
い。図３３は、Ｔ₁ とＴ₂ の両方で鋸歯状波形を作りだ
すものである。ホ−ルドされた電圧の差から回転角速度
が求まる。鋸歯状電圧発生装置３０、３２は、抵抗、コ
ンデンサ、アンプを使って簡単に構成できる。図３８は
各部での波形を示している。

【０１９４】ここでは二組の装置を設けているが、ひと
つだけであっても良い。Ｔ₁ ＋Ｔ₂＝２π／Ωという条
件があるからである。この手法についてはアナログ計測
であるので、クロックの遅延時間のばらつきのような問
題がない。しかし電圧の分解能が低い場合は、やはり複
数回Ｔ₁ を計測し、積算あるいは平均化して計時の精度
を高める必要がある。

【０１９５】アナログ的に時間を測定する他の方法は図
３４に示す。これはＴ₁ でＨに、Ｔ₂ でＬになるゼロク
ロス検出器１１の出力を積分するものである。図３９に
積分を示す。（ａ）は静止時の波形である。（ｂ）は回
転時の波形である。積分回路の時定数により積分の結果
が異なる。（ａ）、（ｂ）共に、時定数が短い時は上の
ような折れ線の波形になる。（ｂ）の場合は折れ線が上
がってゆくことになる。時定数が長くなると、下の欄に
示すように、平均値に収束する。図３４は平均値に収束
した後の結果を示している。

【０１９６】静止時はＴ₁ とＴ₂ の長さが等しいの
で、積分の結果はＨとＬレベルの丁度中間になる。 反時計周りに回っている場合は、Ｔ₁ がＴ₂ より長く
なるので、積分値が、中間よりも上に来る。 時計廻りの場合は、Ｔ₁ がＴ₂ より短くなるので、積
分値が中間よりも下に来る。

【０１９７】結局積分値がＬからＨの間の値を取るが、
その値からファイバコイルの回転角速度が求められる。
中間値で回転角速度が０であり、中間値からのずれが回
転角速度の絶対値を与える。中間値より大あるいは小と
いうことで回転角速度の正と負が区別できる。この場合
もアナログ計測であり、遅延時間のばらつきの問題がな
い。しかし、ＨとＬの間のアナログ電圧で回転角速度の
全範囲を表すので精度が悪いという可能性がある。これ
も複数回の計測をして平均、積算して精度を向上させる
ことができる。

【０１９８】Ｔ₁ やＴ₂ を計測する手段の種類を説明し
た。次にゼロクロス検出器の例を説明する。図４０は一
例を示す。これは、コンパレ−タ３６とＤフリップフロ
ップ３７を組み合わせている。コンパレ−タ３６は例え
ばＡＤ９６９６を使うことができる。Ｄフリップフロッ
プとしてはＴＣ７４ＨＣ７４を用いることができる。

【０１９９】これらの素子は何種類もの市販品がある。
入力信号は正弦波に近い波である。コンパレ−タは入力
信号の正半分をＨレベルに、負半分をＬレベルに変換さ
せる。ＤフリップフロップはＱの反転出力とＤ入力が接
続されている。これは単純なフリップフロップで、２パ
ルスを１パルスにするだけのものである。１／２分周す
るだけのことである。

【０２００】コンパレ−タの出力Ｂは下のように、上半
波のパルスＴ₄ 、Ｔ₆ である。下半波がＴ₅ 、Ｔ₃ であ
る。上半波は同じ長さで、下半波が異なる長さを持つ。
Ｄフリップフロップの出力は上に示すようにＴ₁ 、Ｔ₂
を示す波形になる。Ｔ₁ がＨ、Ｔ₂ がＬレベルになる。
出力ＡではＴ₁ がＨ、Ｔ₂ がＬである。以下の説明でも
この波形を用いる。しかしこれを反対にするもの可能で
ある。ここではＴ₁ ＝Ｔ₄ ＋Ｔ₅ 、Ｔ₂ ＝Ｔ₆ ＋Ｔ₃ で
ある。

【０２０１】この定義は式（３９）、（４０）とすこし
違う。しかしこれはゼロクロス検出をどこでするかの違
いによるだけである。下向きにゼロクロスのを採用する
場合はＴ₃ とＴ₄ が一続きのパルスになり、Ｔ₅ とＴ₆
がもう一つの続きパルスになる。連続する半波をひとつ
にすれば良いのである。Ｑ₁ は上半波の合計である。Ｑ
₂ は下半波の合計である。この定義は一義的である。Ｑ
₁ 、Ｑ₂ は先に説明したように位相変調度の補正に使う
ことができる。

【０２０２】図４１は、カウンタの例を示す回路図であ
る。カウント用クロック２２がカウント用のパルスを発
生する。これは図３０のように共通のクロックを分周し
たものであっても良いし、図３１にように独立のクロッ
クを分周したものでも良い。４つの信号Ａ、−Ａ、Ｂ、
−Ｂを扱う。反転信号−Ａ、−Ｂを作るためにインバ−
タ３８、３９を用いる。

【０２０３】Ｄフリップフロップ４５、４６、４７、４
８のＤ入力にそれぞれの信号を接続する。クロック入力
にはカウントパルスを入力する。ここで、カウント用ク
ロックとカウントパルスという時間的に非相関な信号を
カウンタＩＣに入力した場合、カウンタＩＣの動作が不
安定になることがある。この為、カウントパルスをＤフ
リップフロップ４５〜４８によりカウント用クロックに
同期させて、カウント用ＩＣのイネ−ブル端子に入力さ
せるものとする。従って、図３０のように、共通のクロ
ックを使用している場合は、カウント用クロックとクロ
ックパルスとが時間的に相関であるため、Ｄフリップフ
ロップ４５〜４８は不要になる。

【０２０４】イネ−ブルＥｎがＨであるときカウンタは
クロックパルスを計数する。従ってカウンタ４１は、Ｔ
₁ 時間に含まれるカウント用パルスの数を数える。イン
バ−タ３８で反転するので、Ｄフリップフロップ４６は
Ｔ₂ の時間中、Ｑ出力がＨレベルになる。カウンタ４２
は、Ｔ₂ に含まれるカウント用パルスの数を数える。

【０２０５】Ｂはゼロクロス検出器のコンパレ−タから
の出力である。これをＤフリップフロップ４７、４８、
カウンタ４３、４４により計数する。Ｄフリップフロッ
プ４７は正の半波で出力Ｑが正になる。カウンタ４３は
正の半波Ｔ₄ 、Ｔ₆ に含まれるカウントパルスの数を数
える。これがＱ₁ である。

【０２０６】Ｄフリップフロップ４８は負の下半波でＱ
がＨレベルになる。カウンタ４４は、下半波Ｔ₅ 、Ｔ₃
に含まれるカウントパルスの数を数える。これがＱ₂ で
ある。

【０２０７】図４２はカウント用のパルスを位相をずら
せて二つのパルスにし、より精密な計測をするものであ
る。インバ−タ５０でカウントパルスを位相反転する。
これにより１８０度位相の異なる二つのカウントパルス
を使うことになる。Ｔ₁ は、カウンタ４１が、クロック
Ａを数えることにより、カウンタ５１がクロックＢを数
えることにより得られる。これをの平均を取る。Ｔ₂ 、
Ｑ₁ 、Ｑ₂ などについても同様である。これは図３７に
対応するものである。

【０２０８】図４３は図３３に示す鋸歯状信号を使う場
合の回路図である。ゼロクロス検出器１１に出力信号
が、ミラ−積分回路を通し、ピ−クホ−ルド回路に入
り、鋸歯状信号のＴ₁ またはＴ₂ の最後における電圧が
保持される。等価の４つの回路を用いるから、その内の
ひとつについて説明する。鋸歯状波発生回路は抵抗６
１、６３、アンプ６２、コンデンサ６４よりなる。電流
が抵抗６１からコンデンサ６４に流れることによりアン
プの出力の電圧が上がる。抵抗６１とコンデンサ６４の
積によってきまる時定数の積分を行なうことになる。だ
から時間とともに一定割合で増加する鋸歯が得られる。

【０２０９】ピ−クホ−ルド回路は二つのアンプ６５、
７０、ダイオ−ド６６、コンデンサ６７、抵抗６８、リ
セットスイッチ６９などより成る。アンプの反転入力が
共にアンプ７０の出力に接続されている。ダイオ−ド６
６とコンデンサ６７により入力電圧を保持することがで
きる。これがアンプ７０の出力に現われる。以後この電
圧が保持される。この電圧を消去するためには、リセッ
トスイッチ６９を閉じて、コンデンサ電圧を放電すれば
よい。

【０２１０】図４４はゼロクロス検出器の出力を積分す
るだけのものである。図３４の積分回路３５に対応す
る。Ａの出力に対して、抵抗１０２、コンデンサ１０４
が積分回路になっている。出力はＴ₁ −Ｔ₂ になる。Ｂ
の出力に対して抵抗１０４、コンデンサ１０５が積分回
路になっている。この出力はＱ₁ −Ｑ₂ になる。

【０２１１】

【発明の効果】従来は複雑な構成で安定化を行っていた
位相変調方式の光ファイバジャイロにおいて、本発明に
より簡単な方法でスケ−ルファクタを安定化させること
ができる。しかも光量を測定するのではなく、受光素子
の出力が平均値を横切るタイミングを測定するので、発
光素子の光量変動やゲインの変動の影響を全く受けな
い。安定した高精度の回転角速度測定を行うことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の光ファイバジャイロの原理的構成図。

【図２】ファイバコイルの静止時とファイバコイル回転
時における位相変調光ファイバジャイロの出力の交流成
分の波形の違いを示す波形図。

【図３】位相変調度ξが１である場合の、右廻り光左廻
り光の位相差Δθが０の時と、Δθ＝０．２rad である
時の交流成分波形図。

【図４】位相変調度ξが１である場合の、右廻り光左廻
り光の位相差Δθが、−０．２、−０．１、０、０．
１、０．２rad であるときの出力の交流成分波形図。

【図５】ξを１、２、３、４として、第１期間の持続時
間Ｔ₁ と第２期間の持続時間Ｔ₂の差ΔＴと、位相差Δ
θの関係を示すグラフ。

【図６】本発明の光ファイバジャイロに於いて、位相変
調度（ξ＝１〜４）とスケ−ルファクタの関係を示す図
（実験値）。

【図７】本発明の光ファイバジャイロに於いて、位相変
調度（ξ＝２．５〜３．５）とスケ−ルファクタの関係
を示す図（実験値）。

【図８】交流成分波形の各半波の時間長さを測定するよ
うにして、ξの変動をモニタすることを説明するための
時間の長さの定義を示す波形図。

【図９】Δθ＝０の時の、上半波の長さと下半波の長さ
の差と、ξの変化の一例を示すグラフ。

【図１０】横軸をΘとし、ξcos Θ（破線）、ξcos Θ
＋Δθ（実線）の曲線と、これらを余弦の中の変数とす
るＷ＝cos （ξcos Θ）（破線）、Ｗ＝cos （ξcos Θ
＋Δθ）（実線）の曲線、これらと水平線Ｗ＝Ｊの交点
を示すグラフ。

【図１１】位相変調方式の光ファイバジャイロの基本構
成図。

【図１２】本発明の作用を確かめるための実験装置の概
略構成図。

【図１３】ゼロクロス検出実験用回路図。

【図１４】Δθが０の場合と０．２ラジアンの場合の波
形変化を示す実験用回路での出力検出原理図。

【図１５】本発明の光ファイバジャイロにおいて回転角
速度と、出力の交流成分のデューテイ５０％からのずれ
との関係を示すグラフ。

【図１６】本発明の光ファイバジャイロにおいて回転角
速度と、出力の交流成分のデューテイ５０％からのずれ
との関係を対数表示で示すグラフ。

【図１７】本発明の光ファイバジャイロにおいて、位相
変調電圧と、出力の交流成分のデューテイ５０％からの
ずれとの関係を示すグラフ。

【図１８】本発明の光ファイバジャイロにおいて、位相
変調度と、出力の交流成分のデューテイ５０％からのず
れとの関係を示すグラフ。

【図１９】本発明の光ファイバジャイロにおいて、光源
発光量と、出力の交流成分のデューテイ５０％からのず
れとの関係を示すグラフ。

【図２０】本発明の光ファイバジャイロにおいて、光源
のパワ−を４ｍＷとし、平均すべき信号のサンプル数Ｎ
を１００とした時の静止時ノイズの例を示す波形図。

【図２１】本発明の光ファイバジャイロにおいて、光源
のパワ−を４ｍＷとし、平均すべき信号のサンプル数Ｎ
を１０００とした時の静止時ノイズの例を示す波形図。

【図２２】本発明の光ファイバジャイロにおいて、光源
のパワ−を２ｍＷとし、平均すべき信号のサンプル数Ｎ
を１００とした時の静止時ノイズの例を示す波形図。

【図２３】本発明の光ファイバジャイロにおいて、光源
のパワ−を１．５ｍＷとし、平均すべき信号のサンプル
数Ｎを１００とした時の静止時ノイズの例を示す波形
図。

【図２４】本発明の光ファイバジャイロにおいて光源の
パワ−を１．５ｍＷとし、平均すべき信号のサンプル数
Ｎを１０００とした時の静止時ノイズの例を示す波形
図。

【図２５】ξを変えたときの、左廻り光右廻り光の位相
差Δθと、交流成分のデューテイ５０％からのずれの関
係を示すグラフ。

【図２６】信号レベルが低い時と、高い時において、デ
ジタル化した後の位相誤差の発生が異なることを示すた
めのグラフ。

【図２７】本発明の光ファイバジャイロにおいて零クロ
ス時間の測定のための電気回路図。

【図２８】図２７の回路における各部での電圧波形図。

【図２９】本発明の光ファイバジャイロに於いて、位相
変調度（ξ＝０〜７）とスケ−ルファクタの関係を示す
グラフ（理論値）。

【図３０】出力信号の波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ のパルス
幅を計測する計数装置に位相変調器と同一の基本クロッ
ク回路で発生するパルスを用いた、本発明の実施例に係
る光ファイバジャイロの概略構成図。

【図３１】位相変調器に用いるクロックパルスと、出力
信号の波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ のパルス幅を計測する計
数装置に用いるクロックパルスが異なるクロック発生回
路によって発生させるようにした、本発明の実施例に係
る光ファイバジャイロの概略構成図。

【図３２】計数装置に用いるクロックパルスを、位相の
異なる二つのクロックにした実施例を示す光ファイバジ
ャイロの概略構成図。

【図３３】出力信号の波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ のパルス
幅を計測するために、Ｔ₁ またはＴ₂ あるいは両方の期
間において増大する鋸歯状の電圧を発生させその期間の
終わりの電圧によって、Ｔ₁ とＴ₂ の差を求めるように
にした実施例に係る光ファイバジャイロの概略構成図。

【図３４】出力信号の波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ のパルス
幅を計測するために、いずれか一方で高電圧に、他方で
低電圧になるような信号を発生させ、これを積分し、積
分値によって、Ｔ₁ とＴ₂ の差を求めるようにした実施
例に係る光ファイバジャイロの概略構成図。

【図３５】ゼロクロス検出器の出力であるＴ₁ パルス
と、その長さを測定するためのクロックパルスの初めと
終わりにおける間隔ｅ₁ 、ｅ₂ を定義するための波形
図。

【図３６】ゼロクロス検出器の出力であるＴ₁ パルス
と、その長さを測定するためのクロックパルスの初めと
終わりに置ける間隔が、各周期によりまちまちであるこ
とを説明する波形図。

【図３７】位相がずれた二つのクロックパルスを用い
て、波の長さＴ₁ を測定すると、より高精度で時間計測
できることを説明する波形図。

【図３８】鋸歯状波発生装置を用いて、持続時間Ｔ₁ の
長さを計測する例を示す波形図。

【図３９】ゼロクロス検出の出力を積分した場合の波形
を示す。時定数が小さい場合は上下動しながら上または
下へ推移し、時定数が大きい場合は、ＨレベルとＬレベ
ルの適当な電圧値に収束しこれがＴ₁ とＴ₂ の差を与え
ることを説明する波形図。

【図４０】ゼロクロス検出器の一例を示す回路図。

【図４１】Ｔ₁ 、Ｔ₂ 、Ｑ₁ 、Ｑ₂ の計時装置を示す回
路図。

【図４２】Ｔ₁ 、Ｔ₂ 、Ｑ₁ 、Ｑ₂ を位相のことなるふ
た通りのクロックパルスによって計測しこれらの平均に
より持続時間をより正確に求めるようにした実施例を示
す構成図。

【図４３】鋸歯状波を発生させることによりＴ₁ 、Ｔ
₂ 、Ｑ₁ 、Ｑ₂ を計測するようにした回路例図。

【図４４】ゼロクロス検出器の出力を積分回路に入れ
て、積分値からＴ₁ とＴ₂ の差、あるいはＱ₁ とＱ₂ の
差を求めるようにした例を説明する回路図。

【符号の説明】

１ 発光素子 ２ 光ファイバ ３ 第１カップラ ４ 偏光子 ５ 第２カップラ ６ ファイバコイル ７ 位相変調器 ８ 受光素子 ９ プリアンプ １０ コンデンサ １１ ゼロ（零）クロス検出器 １２ カウンタ ２０ 基本クロック ２１ 位相変調用クロック ２２ カウント用クロック ２３ 計数装置 ２５ 位相変調用基本クロック ２６ カウント用基本クロック ２７ 位相シフト ３０ 鋸歯発生装置 ３１ ピ−クホ−ルド装置 ３２ 鋸歯発生装置 ３３ ピ−クホ−ルド装置 ３５ 積分回路 ３６ コンパレ−タ− ３７ Ｄフリップフロップ ３８ インバ−タ ３９ インバ−タ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光ファイバをコイル状に巻いたファイバ
   コイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコイ
   ルが回転した時に発生する右廻り光左廻り光の位相差か
   ら回転角速度を検出する光ファイバジャイロであって、
   ファイバコイルの一端近くに、位相変調器を設けて伝搬
   光の位相を周期的に変調し、右廻り光左廻り光の干渉光
   の強度変化を電気信号に変換し、これの交流信号を取り
   出し、変調の１周期に二つ含まれる波の持続時間Ｔ₁ 、
   Ｔ₂ の差から、ファイバコイルの回転角速度を求めるこ
   とを特徴とする信号検出方法。
2. 【請求項２】 光ファイバをコイル状に巻いたファイバ
   コイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコイ
   ルが回転した時に発生する右廻り光左廻り光の位相差か
   ら回転角速度を検出する光ファイバジャイロであって、
   ファイバコイルの一端近くに、位相変調器を設けて伝搬
   光の位相を周期的に変調し、右廻り光左廻り光の干渉光
   の強度変化を電気信号に変換し、これの交流信号を取り
   出し、変調の１周期に二つ含まれる波の持続時間Ｔ₁ 、
   Ｔ₂ を複数の周期に渡って積算し、これらの和ΣＴ₁ 、
   ΣＴ₂ の差を求めこれから、ファイバコイルの回転角速
   度を求めることを特徴とする信号検出方法。
3. 【請求項３】 光ファイバをコイル状に巻いたファイバ
   コイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコイ
   ルが回転した時に発生する右廻り光左廻り光の位相差か
   ら回転角速度を検出する光ファイバジャイロであって、
   ファイバコイルの一端近くに、位相変調器を設けて伝搬
   光の位相を周期的に変調し、右廻り光左廻り光の干渉光
   の強度変化を電気信号に変換し、これの交流信号を取り
   出し、変調の１周期に二つ含まれる正の半波の持続時間
   の和Ｑ₁ と負の半波の持続時間の和Ｑ₂ の差から、位相
   変調度の変動を求めることを特徴とする位相変調度変動
   の検出方法。
4. 【請求項４】 光ファイバをコイル状に巻いたファイバ
   コイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコイ
   ルが回転した時に発生する右廻り光、左廻り光の位相差
   から回転角速度を検出する光ファイバジャイロであっ
   て、ファイバコイルの一端近くに位相変調器を設けて伝
   搬光の位相を周期的に変調し、左廻り光、右廻り光の干
   渉光の強度変化を電気信号に変換し、これの交流成分を
   取出し、変調の１周期に二つ含まれる波の持続時間Ｔ
   ₁ 、Ｔ₂ の差から、ファイバコイルの回転角速度を求め
   ることとし、時間測定のためのカウント用のクロックパ
   ルスを発生させ、干渉信号の交流成分の二つの波の持続
   時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ を、持続時間中に検出されるカウント用
   クロックパルスの数を数えることにより求めることを特
   徴とする信号検出方法。
5. 【請求項５】 カウント用クロックパルスを、位相変調
   を加えるための変調信号とは異なる発振器から発生さ
   せ、干渉信号の交流成分に含まれる波の持続時間に含ま
   れるカウントパルスの数を複数回計数し、複数回の計数
   結果を積算あるいは平均してファイバコイルの回転角速
   度を求めることを特徴とする請求項４に記載の信号検出
   方法。
6. 【請求項６】 カウント用パルス信号として、位相のず
   れた複数のカウント用パルス信号を発生させ、干渉信号
   の交流成分に含まれる波の持続時間に含まれる複数のカ
   ウント用パルス信号の数を計数し、これらのカウント数
   を積算または平均化することによりファイバコイルの回
   転角速度を求めることを特徴とする請求項４または請求
   項５に記載の信号検出方法。
7. 【請求項７】 光ファイバをコイル状に巻いたファイ
   バコイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコ
   イルが回転した時に発生する右廻り光、左廻り光の位相
   差から回転角速度を検出する光ファイバジャイロであっ
   て、ファイバコイルの一端近くに位相変調器を設けて伝
   搬光の位相を周期的に変調し、左廻り光、右廻り光の干
   渉光の強度変化を電気信号に変換し、これの交流成分を
   取出し、変調の１周期に二つ含まれる波の持続時間Ｔ
   ₁ 、Ｔ₂ の差から、ファイバコイルの回転角速度を求め
   ることとし、時間測定のために時間とともに電圧の増加
   する鋸歯状電圧を発生させることとし、干渉信号の交流
   成分の二つの波の持続時間Ｔ₁ 、Ｔ₂ を、いずれか一方
   あるいは両方において鋸歯を発生させ、持続時間の終わ
   りにおける鋸歯状電圧の最大値から、持続時間Ｔ₁ また
   はＴ₂ 、あるいは両方を求めるようにしたことを特徴と
   する信号検出方法。
8. 【請求項８】 光ファイバをコイル状に巻いたファイ
   バコイルに光を右廻りと左廻りに伝搬させ、ファイバコ
   イルが回転した時に発生する右廻り光、左廻り光の位相
   差から回転角速度を検出する光ファイバジャイロであっ
   て、ファイバコイルの一端近くに位相変調器を設けて伝
   搬光の位相を周期的に変調し、左廻り光、右廻り光の干
   渉光の強度変化を電気信号に変換し、これの交流成分を
   取出し、変調の１周期に二つ含まれる波の持続時間Ｔ
   ₁ 、Ｔ₂ の差から、ファイバコイルの回転角速度を求め
   ることとし、干渉信号の交流成分の二つの波の持続時間
   Ｔ₁ 、Ｔ₂ のいずれかの時に一定高電圧、他方の時に一
   定低電圧になる信号を発生させ、この信号を積分するこ
   とにより持続時間Ｔ₁ とＴ₂ の差を求めるようにしたこ
   とを特徴とする信号検出方法。