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Die Erfindung bezieht sich auf einen nuklearmagnetischen
Resonanz-Magnetfeldmesser mit zwei Halbspulen zum Abgreifen und
zur Rückführung von Kernspin-Präzessionssignalen zweier
Probekörper aus einem Material, das gyromagnetische
Eigenschaften besitzt, welche Probekörper in dem zu messenden
Magnetfeld angeordnet sind und durch einen VHF-Generator erregt
werden, einen Kondensator, der mit den Anschlüssen der zwei
Halbspulen verbunden ist, einen Differentialverstärker, der
mit den Anschlüssen des Kondensators verbunden ist, einen
Phasenschieber, der mit dem Ausgang des
Differentialverstärkers verbunden ist, Mittel, um in jede Halbspule einen Strom
wiedereinzuspeisen, der durch das Signal am Ausgang des
Phasenschiebers gesteuert wird, und einen Frequenzmesser zur
Messung der Frequenz der Schwingungen des so gebildeten
Oszillators, eine Frequenz, die proportional ist zu dem zu
messenden Magnetfeld.
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Magnetfeldmesser dieser Art werden in den FR-PSen Nr. 1 447
226 vom 20. April 19665 und 2 098 624 vom 14. Februar 1972
beschrieben, insbesondere soweit die doppeltwirkende Technik
betroffen ist, welche bei sorgfältiger Wahl der Materialien
die Erzielung umgekehrter Polarisierungen für jeden
Probekörper bei gleicher Frequenz der elektronischen streifenweisen
Erregung gestattet.
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Ein Magnetfeldmesser dieser Art bringt jedoch Nachteile mit
sich.
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Einerseits wird durch die natürliche Selektivität des
Resonanzkreises, der die Halbspulen und den Kondensator umfaßt,
der Erfassungsbereich des Magnetfeldmeters eingeschränkt, der
sich nicht über den gesamten Bereich des Erdmagnetfelds
erstrecken kann.
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In der GB-A-1 009 858 wird vorgeschlagen, diesen Nachteil
dadurch abzumildern, daß der Kondensator durch eine parallele
Kondensatorbatterie ersetzt wird. In jedem Fall erfolgt dabei
die Umschaltung zwischen diesen Kondensatoren von Hand und
nicht mit Hilfe elektronischer Einrichtungen.
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Andererseits werden parasitäre Phasenverschiebungen zwischen
den abgegriffenen und den rückgeführten Signalen eingeführt,
wenn die Larmor-Frequenz von der Abstimmfrequenz des
Schwingkreises abweicht, wobei diese Phasenverschiebungen ein Ziehen
der Oszillatorfrequenz mit sich bringen, was bedeutet, daß
diese nicht mehr exakt gleich der Larmorfrequenz ist. Dies
führt zu einem Meßfehler.
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Schließlich reagiert ein Magnetfeldmesser dieser Art
empfindlich auf Temperaturschwankungen sowie auf Veränderungen der
Stellung der Probekörper gegenüber dem zu messenden
Magnetfeld.
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Mit der vorliegenden Erfindung sollen nun diese Nachteile
vermieden werden, indem ein Magnetfeldmesser der eingangs
genannten Art vorgesehen wird, welches über den gesamten
Bereich des Erdmagnetfelds genauere Messungen gestattet, als
dies bei den bisher bekannten Magnetfeldmessern möglich war.
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Zu diesem Zweck bildet den Gegenstand der Erfindung ein
Magnetfeldmesser der eingangs umrissenen Art, welcher sich
dadurch auszeichnet, daß der Phasenschieber so gesteuert wird,
daß über den gesamten Frequenzbereich der Schwingungen eine
konstante Phasenverschiebung von 90º eingestellt wird, und
daß Mittel vorgesehen sind, die dazu dienen, im Ansprechen
auf den Wert der mittels des Frequenzmessers gemessenen
Frequenz die Kommutierung der Kondensatoren der Batterie derart
zu steuern, daß die parasitären Phasenverschiebungen zwischen
den abgegriffenen Signalen und den zu den zwei Halbspulen
rückgeführten Signalen immer unterhalb eines Schwellenwerts
bleiben.
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Bei dem erfindungsgemäßen Magnetfeldmesser wird die
parasitäre Phasenverschiebung unter einem mit der gewünschten
Meßgenauigkeit kompatiblen Schwellwert gehalten, da der
Phasenschieber keinerlei parasitäre Phasenverschiebung einstellt,
damit die Abstimmfrequenz des Schwingkreises permanent in der
Nähe der Larmor-Frequenz bleibt. Der Bereich, innerhalb
dessen die Messungen genau sind, ist somit viel breiter als bei
dem herkömmlichen Magnetfeldmesser.
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Vorteilhafterweise ist vorgesehen, am Ausgang des
Phasenschiebers einen Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsfaktor
vorzusehen, der mit einem Temperaturfühler verbunden ist, um
so den Pegel der rückgeführten Signale in Abhängigkeit von
der Temperatur zu verändern.
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Somit wird dabei der Temperatureinfluß berücksichtigt, und
die Genauigkeit der durchgeführten Messungen ist
temperaturunabhängig.
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Ebenso vorteilhafterweise ist ein Meßfehler zur Bestimmung
der Position der Probekörper bezüglich des zu messenden
Magnetfelds vorgesehen, während am Ausgang des Phasenschiebers
ein Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsfaktor vorgesehen
ist, der durch den Positionsfühler gesteuert wird, wobei die
Leistung des VHF-Generators steuerbar ist und der
VHF-Generator durch den Positionsfühler gesteuert wird.
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Auf diese Weise wird der Einfluß der Orientierung der
Probekörper gegenüber dem zu messenden Magnetfeld berücksichtigt,
wobei die Präzision der durchgeführten Messungen von dieser
Orientierung unabhängig ist.
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Die Erfindung wird aus der nachstehenden Beschreibung des
bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen
Magnetfeldmessers unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung
besser verständlich, in welcher
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- Figur 1 einen Magnetfeldmesser nach dem Stand der Technik
zeigt, und
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- Figur 2 einen erfindungsgemäßen Magnetfeldmesser.
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Aus Figur 1 ergibt sich, daß ein Magnetfeldmesser eine in das
zu messende Magnetfeld eingebrachte Meßsonde aufweist.
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Die Meßsonde 101 umfaßt zwei Halbspulen 181 und 182, die
konzentrisch um zwei Probekörper 200 aus einem Material mit
gyromagnetischen Eigenschaften in einer Weise gewickelt sind,
die hier nicht dargestellt ist, weil sie bekannt ist; im
vorliegenden Fall handelt es sich um ein Lösungsmittel mit zwei
Atomkernen mit einem von Null verschiedenen magnetischen
Moment und eine paramagnetische Substanz in stabiler Lösung
(freies Radikal mit einem Einzelelektron in Interaktion mit
einem Atomkern der Substanz).
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Diese Probekörper 200 sind in einem Resonanzhohlraum 201
eingeschlossen, wodurch eine dynamische Polarisierung der Kerne
im Material gewährleistet ist, und werden von einem
VHF-Generator 141 mit festgelegter sehr hoher Frequenz und sehr hoher
Leistung gespeist, der die Probekörper zur streifenweisen
elektronischen Resonanz erregt.
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Die beiden Halbspulen 181 und 182 stellen das Abgreifen und
die Rückführung der Kernspin-Präzessionssignale zur
Aufrechterhaltung der Schwingungen bei der Larmor-Frequenz sicher.
Ein Ende jeder Halbspule 181 und 182 ist mit Masse verbunden,
während das andere Ende an einen der Beläge eines
Kondensators 220 geführt ist. Der Kondensator 220 und die beiden
Halbspulen 181 und 182 bilden einen Resonanzkreis, in welchem
eine elektromotorische Kraft durch die Eigendrehimpulse bei
der Larmor-Frequenz induziert und durch die Selektivität
dieses Kreises verstärkt wird.
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Ein Differentialverstärker 121 verstärkt das Signal an den
Klemmen des Kondensators 220. Diesem ist ein Phasenschieber
128 vom LC-Typ nachgeschaltet, der das am Ausgang des
Verstärkers 121 anliegende Signal um 90º verschiebt, wenn dieses
sich auf der Abstimmfrequenz des Resonanzkreises befindet.
Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 128 wird über eine
Leitung 281 zum Schieber eines Potentiometers 321
zurückgeführt, dessen Widerstand parallel zum Kondensator 220 liegt,
damit symmetrischen Ströme in jede Halbspule 181 und 182
wieder eingespeist werden. Auf diese Weise ist die
Aufrechterhaltung der Schwingungen des so gebildeten Oszillators
gewährleistet.
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Durch einen Frequenzmesser 161, der die Frequenz der
Schwingungen mißt, ist es möglich, den Wert dieser Frequenz zu
ermitteln und daraus den Wert des zu messenden Magnetfelds
abzuleiten, das proportional zu dieser Frequenz ist.
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Ein Magnetfeldmesser dieser Art besitzt den Nachteil eines
begrenzten Meßbereichs, da parasitäre Phasenverschiebungen
zwischen der in den Halbspulen 181 und 182 induzierten
elektromotorischen Kraft und dem vom Potentiometer 321 wieder
eingespeisten Strom auftreten, wenn der Schwingkreis und der
LC-Phasenschieber nicht ganz genau auf die zu messende
Larmorfrequenz abgestimmt sind, was eine Frequenzzieherscheinung
zur Folge hat, d.h. dap die Frequenz der vom Gerät 161
gemessenen Schwingungen sich von der Larmor-Frequenz
unterscheidet.
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Es wird nun auf Figur 2 verwiesen, aus der sich ergibt, daß
der Magnetfeldmesser gemäß der Erfindung eine Sonde 101 mit
einem Hohlraum 201, zwei Probekörpern 200 und zwei Halbspulen
181 und 182 aufweist, die identisch mit den entsprechenden
Teilen in Figur 1 sind.
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Der Hohlraum 201 wird durch einen VHF-Generator 14 erregt,
der dem VHF-Generator 141 aus Figur 1 vergleichbar ist,
allerdings ist, wie sich deutlicher aus dem folgenden ergibt,
die Leistung dieses Generators steuerbar.
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Jede Halbspule 181 und 182 weist ein erstes Ende auf, das
über einen Widerstand 381 bzw. 382 mit sehr geringem
Widerstandswert an Masse geführt ist. Das zweite Ende der Spule
181 ist mit dem beweglichen Kontakt eines Umschalters 241 mit
mehreren Schaltpositionen verbunden. Das zweite Ende der
Spule 182 ist mit dem beweglichen Kontakt eines Umschalters 242
mit mehreren Schaltpositionen über eine Korrekturzelle 42
verbunden, deren Funktion im folgenden noch im einzelnen
erläutert wird.
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Die beiden Umschalter 241 und 242 sind gekoppelt und werden
gleichzeitig über einen Steuerkreis 26 so gesteuert, daß
zwischen den beiden Enden der Halbspulen 181 und 182 die
Zuschaltung eines der Kondensatoren in einer
Kondensatorbatterie 22 gesteuert werden kann, welche zwischen den
feststehenden Kontakten der Umschalter 241 und 242 angeordnet ist.
Unter einer "Kondensatorbatterie" wird hier eine Vielzahl oder
auch eine Reihe von Kondensatoren verstanden.
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Ein Differentialverstärker 121, der dem in Figur 1
dargestellten vergleichbar ist, verstärkt das Signal an den
Kleinmen des jeweils aktivierten Kondensators in der Batterie 22.
Diesem nachgeschaltet ist ein Phasenschieber 28, der hier ein
aktiver geregelter Phasenschieber ist und eine im Bereich von
± 1º gleichbleibende Phasenverschiebung um 90º unabhängig von
der Frequenz durchführt. Das Ausgangssignal des
Phasenschiebers 28 wird mittels einer Leitung 281 und eines Verstärkers
30 mit steuerbarem Verstärkungsfaktor in einer Schleife zum
Schieber eines Potentiometers 321 zurückgeführt, dessen
Widerstand parallel zu dem jeweils aktivierten Kondensator in
der Batterie 22 liegt. Die Leitung 281 und das Potentiometer
321 sind den entsprechenden Elementen in Figur 1
vergleichbar.
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Dank eines Frequenzmessers 161 zum Messen der Frequenz der
Schwingungen, der analog zu dem in Figur 1 dargestellten ist,
ist es möglich, den Wert dieser Frequenz zu ermitteln, um
daraus dann den Wert des zu messenden Magnetfelds abzuleiten.
Er gibt an den Steuerkreis 26 ein Signal ab, das für den Wert
der gemessenen Frequenz repräsentativ ist.
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Ein Meßfühler 34 zur Temperaturmessung steuert den
Verstärkungsfaktor des Verstärkers 30 in einer Weise, die sich im
einzelnen deutlicher aus der nachfolgenden Beschreibung
ergibt.
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Ein Meßfühler 36 zur Erfassung der Position der Meßsonde 101
bezüglich des zu messenden Magnetfelds steuert einerseits den
Verstärkungsfaktor des Verstärkers 30 und andererseits die
Leistung des VHF-Generators 14.
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Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 28 wird direkt an den
Verbindungspunkt zwischen der Halbspule 182 und dem
Widerstand 382 und über einen Inverter 40 für den Einheitsfaktor
an den Verbindungspunkt zwischen der Halbspule 181 und dem
Widerstand 381 geführt.
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Der Magnetfeldmesser gemäß Figur 2, dessen Aufbau bisher
erläutert wurde, arbeitet nun folgendermaßen.
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Der Steuerkreis 26 ist hier ein Rechner, der so angesteuert
wird, daß im Ansprechen auf den vom Frequenzmesser 161
erfaßten Wert der gemessenen Frequenz die Zuschaltung eines der
Kondensatoren aus der Batterie 22 gesteuert wird. Hierzu wird
der Gesamtbereich der zu messenden Schwingungsfrequenzen, der
sich typischerweise von 1000 bis 3000 Hz erstreckt, in eine
gewisse Zahl aneinandergrenzender Bereiche unterteilt, von
denen jeder einem bestimmten Kondensator der Batterie 12
entspricht. Auf diese Weise ist die Mittenfrequenz im Bereich
der Rangstufe n mit der Mittelfrequenz Fn zentriert, während
sich dieser Bereich von der niedrigsten Frequenz Fn - 1 , n bis
zur höchsten Frequenz Fn , n + 1 erstreckt. Diesem Bereich ist
ein Kondensator Cn in der Batterie 12 zugeordnet, dessen Wert
so festgelegt ist, daß der vom Kondensator Cn und den beiden
Halbspulen 181 und 182 gebildete Schwingkreis auf die
Frequenz Fn abgestimmt ist.
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Somit wird der Steuerkreis 26 so betrieben, daß er
feststellt, in welchem Bereich die vom Frequenzmesser 161 erfaßte
Frequenz F liegt, und daß er die Zuschaltung des diesem
Bereich zugeordneten Kondensators in der Batterie 12 steuert.
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Die Unterteilung des Gesamtbereichs in einzelne Bereiche wird
unter Beachtung des folgenden Kriteriums vorgenommen. In
jedem Bereich entsteht eine parasitäre Phasenverschiebung, wenn
sich die Frequenz von der Mittelfrequenz Fn unterscheidet,
insbesondere als Folge des Umstands, daß der Resonanzkreis
nicht auf seiner Abstimmfrequenz arbeitet. Die Größe dieser
parasitären Phasenverschiebungen kann durch Messung der
parasitären Phasenverschiebung insgesamt bestimmt werden, die in
offenem Wirkungskreis zwischen der in den Halbspulen 181 und
182 induzierten elektromotorischen Kraft und der Spannung am
Ausgang des Phasenschiebers 28 auftritt, d.h. zwischen den
abgegriffenen Signalen und den von den Halbspulen 181 und 182
rückgeführten Signalen. Die Aufteilung in Einzelbereiche
erfolgt zu dem Zweck, daß innerhalb jedes Bereichs die in
offenem Wirkungskreis gemessene parasitäre Phasenverschiebung
unter einem Schwellwert bleibt. Im vorliegenden Fall beträgt
der Schwellwert beispielsweise 20º. Ganz allgemein ist es
wünschenswert, daß dieser Schwellwert unter etwa 30º bleibt.
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Es ist festzustellen, daß der Phasenschieber keinerlei
parasitäre Phasenverschiebungen einbringt, da die vom
Phasenschieber 28 eingestellte Phasenverschiebung praktisch immer
gleich 90º bleibt.
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Natürlich ist es nicht unbedingt erforderlich, daß
ebensoviele Kondensatoren in der Kondensatorbatterie 12 wie
Einzelbereiche vorgesehen werden, da eine wohlüberlegte
Parallelschaltung bestimmter Kondensatoren die Möglichkeit bietet,
einen breiten Bereich mit einer kleinstmöglichen Anzahl von
Kondensatoren abzudecken.
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Der Steuerkreis 26 wird so angesteuert, daß eine Umschaltung
von einem der aneinander angrenzenden Bereiche zum anderen
über den gesamten Meßbereich im Nachführbetrieb gewährleistet
ist, und ebenso eine Vorauswahl der beim Anlauf im
Initialisierungsbetrieb des Magnetfeldmessers.
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Der Pegel des Rückführsignals am Ausgang des Verstärkers 30
mit regelbarem Verstärkungsfaktor wird wegen der Sonde 34,
die den Wert des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 30
einstellt, mit der Temperatur geregelt. Der Verlauf der
Pegelveränderungen in Abhängigkeit von der Temperatur ist so, daß
ein mit dem von den Spulen abgegriffenen Signal kompatibler
Rückführpegel möglich ist, der seinerseits von der Temperatur
abhängt. Beispielsweise entspricht der Rückführpegel bei
+60ºC im wesentlichen der Hälfte des Rückführpegels bei
-40ºCD, wobei die Veränderungen zwischen diesen beiden
Temperaturextremen im wesentlichen linear verlaufen.
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In gleicher Weise wird der Rückführpegel am Ausgang des
Verstärkers 30 mit regelbarem Verstärkungsfaktor wegen des
Meßfühlers 36 auch mit der Position der Meßsonde 101 bezüglich
des zu messenden Magnetfelds geregelt. Diese Korrektur macht
es möglich, daß der Rückführpegel gegenüber dem von den
Spulen 181 und 182 abgegriffenen Nutzsignal optimiert wird.
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Bei dem Meßfühler 36 handelt es sich beispielsweise um einen
dreiachsigen Magnetfeldmesser vom "Flux-Gate-Typ", der
insbesondere die Bestimmung des Winkels a zwischen der
Symmetrieachse der Meßsonde 101 und dem zu messenden Magnetfeld
gestattet. Er regelt den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 30
in der Weise, daß der Rückführpegel bei einem Winkel α ± 90º
um 4 bis 5 dB unter dem Rückführpegel bei einem Winkel α =
Null liegt.
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Ebenso wird die Leistung des VHF-Generators 14, der die
Polarisierung Kernspinbewegungen gestattet, durch den Meßfühler
36 in der Weise geregelt, daß die Anisotropie dieser
Polarisierung ausgeglichen wird. Somit regelt der Meßfühler 36
diese Leistung so, daß bei einem Winkel α ± 90º deren Wert im
wesentlichen das 0,7-fache des Werts beträgt, den sie bei
einem Winkel α = Null hat.
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Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 28 wird dazu
verwendet, eine Stromgegenkopplung in der Schaltung der
Meßhalbspulen 181 und 182 aufzubauen, da die beiden Widerstände 381 und
382 von gegenphasigen Gegenkopplungsströmen durchflossen
werden. Die durch diese Gegenkopplung herbeigeführte
Linearisierung unter Beibehaltung des Rauschabstands ermöglicht einen
größeren Phasenbereich im Oszillator und damit eine bessere
Auffächerung der Einzelbereiche durch die Auswahl der
Kondensatoren 22.
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Die Trimmung der beiden Halbspulen 181 und 182 wird
einerseits bei deren Herstellung eingestellt und andererseits
durch die zusätzliche Anordnung der in Reihe zu einer der
beiden Spulen geschalteten Korrekturzelle 42 erreicht.
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Mittels dieser Zelle können wegen eines Reihenwiderstands 421
einerseits die Widerstandswerte der Spulen paarig gestaltet
werden, und andererseits wegen eines parallel liegenden
Kondensators 420 die parasitären Kapazitäten bezüglich der Masse
paarig gehalten werden.
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Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Magnetfeldmesser
mit Spinkopplung zur Präzisionsmessung schwacher
Magnetfelder, beispielsweise des Erdmagnetfelds, dessen Wert zwischen
50/π und 175/π A/m (0,2 bis 0,7 Örsted) schwankt, sowie zum
Nachweis von Schwankungen dieser Felder mit sehr schwacher
Amplitude, die beispielsweise in der Größenordnung von
10 &supmin; &sup4;/4u A/m (10 &supmin; &sup7; Örsted) liegen.
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Natürlich überschneiden sich zwei aneinandergrenzende
Einzelbereiche leicht, und die Hysterese wird dabei
selbstverständlich so eingestellt, daß unregelmäßige Umschaltungen zwischen
einem Bereich und dem nächsten vermieden werden, wenn die
Frequenz der Schwingungen auf der Grenze zwischen diesen
Bereichen liegt.