DE3855781T2

DE3855781T2 - Bürstenlose Motoren

Info

Publication number: DE3855781T2
Application number: DE3855781T
Authority: DE
Inventors: Toshiya C O Patents Divisi Kan; Masato Tanaka
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-10-31
Filing date: 1988-10-17
Publication date: 1997-05-22
Anticipated expiration: 2008-10-18
Also published as: KR970003207B1; DE3884137T2; EP0316077A1; EP0316077B1; EP0548059A3; US4874993A; EP0548059A2; CA1292504C; DE3884137D1; JPH01122387A; JP2875529B2; KR890007489A; EP0548059B1; DE3855781D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf bürstenlose Motore, insbesondere auf bürstenlose Motore, bei denen keine Drehpositionssensoren erforderlich sind.
Bei einem bekannten bürstenlosen Motor wird üblicherweise die Winkelposition des Rotors durch Verwendung eines Positionssensors, beispielsweise eines Hall-Effekt-Elements, ermittelt. Bei der Ermittlung der Drehposition des Rotors wird ein Umschaltimpuls erzeugt, der die Phasen der Statorspulenerregung aufgrund des ermittelten Signals umschaltet. Die Verwendung von Hall-Effekt-Elementen vergrößert jedoch die Herstellungskosten des Motors und vergrößert außerdem den Aufwand der Verdrahtung und die Anzahl der Schritte, die für den Zusammenbau des Motors erforderlich sind.
Die Anmelderin hat bereits einen bürstenlosen Motor vorgeschlagen, der keinen Positionssensor - beispielsweise das bekannte Hall-Effekt-Element - erfordert. Dieser vorgeschlagene bürstenlose und sensorlose Motor ist in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. JP-A 62-285686 beschrieben. Bei diesem vorgeschlagenen bürstenlosen Motor wird die Spannung, die in die Statorspule durch den Rotormagnet induziert wird, ermittelt und dazu verwendet, Impulse zu bilden, die die speziellen Winkelpositionen des Rotors anzeigen, und dieses gepulste Signal wird um einen festen Wert verzögert, um die Erregungs-Impulse an den entsprechenden Umschaltpositionen zu bilden.
Um diese Statorspulenerregungs-Impulse bei dem früher vorgeschlagenen sensorlosen bürstenlosen Motor zu erzeugen, ist eine Festzeitverzögerungseinrichtung vorgesehen, beispielsweise ein monostabiler Multivibrator. Dieses vorgeschlagene System hat jedoch den Nachteil, daß es nicht für Motore anwendbar ist, bei denen die Geschwindigkeit über einen relativ weiten Bereich gesteuert wird. Beispielsweise kann der bürstenlose Motor, der bei einem Videoplattenspieler, der mit einer konstanten Lineargeschwindigkeit (CLV) arbeitet, eingesetzt wird, bei dem früher vorgeschlagenen System nicht leicht verwendet werden. Bei dem vorgeschlagenen sensorlosen, bürstenlosen Motor werden, um den Motor zu starten, spezielle Erregungsimpulse in festen Intervallen und mit einer festen Zeitdauer ohne Rücksicht auf die Anfangswinkelposition des Rotors erzeugt. Daher wird der Erregungswinkel der Statorspulen nicht mit dem Drehwinkel des Rotors synchronisiert, was einen schlechten Startverlauf zur Folge hat.
Da weiter die Ermittlung der Winkelposition des Rotors auf den induzierten Spannungen in einer Statorerregungsspule basiert, wird ein beträchtliches Rauschen in Form von Spannungsspitzen bei jedem Erregungsumschaltpunkt in der Spule erzeugt. Diese Rausch-Spannungsspitzen wie auch andere Formen von Rauschen im Ermittlungssystem werden dann im Ermittlungssignal gemischt, welches dazu verwendet wird, die Rotorwinkelposition zu bestimmen. Wegen diesen Rauschens können daher die Rotorerregungsumschaltwinkel, die Dauer der Erregungsimpulse wie auch die Polarität der Erregungsimpulse nicht verläßlich ermittelt werden.
Die DE-A 2 604 638 offenbart einen bürstenlosen Motor, der ähnlich ist wie der oben beschriebene.
Die EP-A 0 231 046 offenbart eine Kommutierungsschaltung für einen bürstenlosen Motor, bei der eine Verzögerungsschaltung eine Zeitverzögerung während des Einflusses der transienten Effekte bereitstellt, wodurch parasitäre Nulldurchgänge beseitigt werden können.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein sensorloser bürstenloser Motor bereitgestellt, mit:
einem Rotor;
einer Erregungsspule;
einer Umschaltschaltung zur Durchführung einer Umschaltung der Erregung der Erregungsspule;
einem Referenzpositionsdetektor zur Ermittlung einer Referenzposition der Rotordrehung auf der Basis einer Spannung, die in die Erregungsspule durch den Rotor induziert wird;
einer Verzögerungsschaltung zur Erzeugung eines Verzögerungstaktsignals, das Impulse hat, die um einen vorgegebenen Betrag in bezug auf die Referenzposition verzögert sind, die durch den Referenzpositionsdetektor ermittelt wird;
einer Verzögerungsimpulssignalbildungsschaltung zur Erzeugung eines Verzögerungsimpulssignals auf der Basis des Verzögerungstaktsignals von der Verzögerungsschaltung; und
einem Umschaltsignalgenerator zur Erzeugung eines Erregungs-Umschaltsignals, welches zur Umschaltschaltung als Antwort auf das Verzögerungsimpulssignal geliefert wird;
dadurch gekennzeichnet, daß
eine Maskierungsschaltung bereitgestellt ist, um ein Rauschmaskierungssignal mit einer vorgegebenen Maskierungsbreite auf der Basis zumindest des Verzögerungstaktsignals zu bilden, um Rauschimpulse in einem Ermittlungsausgangssignal des Referenzpositionsdetektors in der Referenzposition zu unterdrücken; und
eine Steuerschaltung vorgesehen ist, um die Maskierungsbreite in Abhängigkeit von der Drehgeschwindigkeit des Motors zu verändern.
Die abhängigen Patentansprüche beziehen sich auf weitere Ausführungsformen.
Die Erfindung wird nun durch ein Ausführungsbeispiel mit Hilfe der Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, und in denen:
Fig. 1 eine Blockdarstellung einer Ansteuerschaltung für einen sensorlosen bürstenlosen Motor ist;
Fig. 2 eine Schaltung ist, die eine Umschaltschaltung in der Ansteuerschaltung von Fig. 1 ausführlicher zeigt;
Fig. 3A und 3B Draufsichten auf einen Rotor und einen Stator des bürstenlosen sensorlosen Motors von Fig. 1 sind;
Fig. 4A bis 4E Schwingungsformen von Signalen darstellen, die beim Motor von Fig. 1 während des Betriebs auftreten;
Fig. 5 eine schematische Darstellung ist, welche Elemente der Ansteuerschaltung von Fig. 1 ausführlicher zeigt; und
Fig. 6 ein Schwingungsformdiagramm ist, welches die Schwingungsformen von Signalen zeigt, die bei der Schaltung von Fig. 5 während des Betriebs auftreten.
Fig. 1 zeigt eine Ansteuerschaltung für einen sensorlosen bürstenloser Motor, wobei bei dieser Ausführungsform angenommen wird, daß er ein zweiphasiger, in beiden Richtungen arbeitender (bidirektionaler) Erregungs-Motor ist. Dieser Motor besitzt einen Rotor 21, wie in Fig. 3A gezeigt ist, der Magnete besitzt, die so angeordnet sind, daß acht Pole gebildet sind. Entsprechend dazu zeigt Fig. 3B eine Draufsicht auf einen Stator für einen solchen Motor, der Zweiphasen-Spulen La1, La2 und Lb1, Lb2 hat, die einen elektrischen Winkel von 90º und einen mechanischen Winkel von 67,5º haben, der auf einer Statorbasis 22 gebildet ist. Die Statorspulen bestehen aus zwei Paaren von Serienspulen La1, La2 bzw. Lb1 und Lb2, welche in elektrischen Positionen angeordnet sind, die in Phase liegen, d.h., in einem ganzzahligen Vielfachen eines elektrischen Winkels von 360º. Die Windungsteilung einer jeden Spule ist gleich einem elektrischen Winkel von 180º oder einem mechanischen Winkel von 45º.
Die Zweiphasen-Spulen La und Lb sind wechselseitig über eine Umschaltschaltung 1 mit einer Erregungsschaltung verbunden, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Eine solche Wechselverbindung oder Umschaltung ist auch als in zwei Richtungen arbeitende (bidirektionale) Umschaltung bekannt.
Fig. 2 zeigt die Umschaltschaltung 1 von Fig. 1 ausführlicher. Die Transistoren 11, 12, 13 und 14 sind zu einer Brücke mit einer Spule La in der Brückendiagonale geschaltet, und die Transistoren 15, 16, 17 und 18 sind zu einer Brücke mit der Spule Lb in der Brückendiagonale geschaltet. Die Transistoren 11 bis 18 werden dann bei jedem elektrischen Winkel von 90º durch Ansteuerimpulse P1 bis P8 eingeschaltet, welche zu den Basisanschlüssen der Transistoren 11 bis 18 geliefert werden. Somit werden die Enden einer jeden Last oder Spule La und Lb selektiv zwischen dem positiven Anschluß (+) einer Spannungsversorgung und deren Erde oder Erdanschluß geschaltet, wodurch eine Antriebskraft für den Motor bereitgestellt wird.
Wie bekannt ist werden während einer Drehung des Motors sinusförmige induzierte Spannungen Ea und Eb, welche eine gegenseitige Phasendifferenz von 90º haben, an den Spulen La und Lb der Rotormagnete erzeugt. Diese induzierten sinusförmigen Spannungen sind in Fig. 4A gezeigt, wobei die Spannung Ea durch eine durchgezogene Linie und die Spannung Eb durch eine gebrochene Linie angedeutet ist, wobei eine Phasendifferenz von 90º zwischen ihnen vorhanden ist. Die induzierten Spannungen Ea und Eb werden dann an den Nulldurchgangspunkten - d.h., an den neutralen Wechselstrom-Potentialen - einer Schwingungsformung durch Komparatoren 19 bzw. 20 unterzogen, die jeweils Eingänge haben, die mit den beiden Enden der entsprechenden Spulen La und Lb verbunden sind. Somit werden Impulssignale S1 und S2 (Fig. 4B), die eine gegenseitige Phasendifferenz von 90º entsprechend den induzierten Spannungen Ea und Eb haben, an den Ausgängen der Komparatoren 19 und 20 erhalten. Diese Impulssignale S1 und S2 sind daher mit den induzierten Spannungen Ea und Eb synchronisiert und phasenverriegelt, wobei ihre hohen und niedrigen Pegel den entsprechenden Wechselstrompolaritäten der induzierten Spannungen entsprechen, wie in Fig. 4B gezeigt ist. Damit zeigen die Impulssignale S1 und S2 eine Referenzwinkelposition des Rotors gegenüber den Statorspulen La und Lb.
Diese Impulssignale S1 und S2 werden dann zu einer Verzögerungsschaltung 5 geliefert, die ein Verzögerungstaktsignal DCK bildet, dessen Anstiegsflanken um eine Zeit T gegenüber den Anstiegs- und Abfallsflanken der Impulssignale S1 und S2, wie in Fig. 4C gezeigt ist, verzögert sind. Die Art und Weise, wie das Taktsignal DCK erzeugt wird, wird anschließend erklärt. Damit sind die Abfallsflanken des Taktsignals DCK mit den Impulssignalen S1 und S2 synchronisiert, wobei die Zeit T einem elektrischen Winkel von 45º entspricht. Daher kann ein Erregungswinkel, der eine Breite von 90º bei einer Anstiegsflanke entsprechend einer 45º-Position von der Magnetpolgrenze hat, die der Referenzposition des Rotormagneten 21 entspricht, ohne einen Winkelpositionssensor erhalten werden, der sonst erforderlich sein würde. Wie unten beschrieben wird, kann die Zeit T variabel durch einen Mikroprozessor 7 gesteuert werden, so daß sie immer bei einem elektrischen Winkel von 45º gehalten wird, sogar wenn die Drehgeschwindigkeit des Motors variiert wird.
Die Impulssignale S1 und S2 von der Umschaltschaltung 1 in Fig. 1 werden außerdem zu einer Maskierungsschaltung 8 geliefert, die vorzugsweise gemeinsame Elemente mit der Verzögerungsschaltung 5 sich teilen kann. Die Maskierungsschaltung 8 transformiert die Impulssignale S1 und S2 in Signale S11 und S12, welche dann zu den D-Eingängen von entsprechenden D-Flipflops 3 und 4 geliefert werden. Der Betrieb der Maskierungsschaltung 8 wird unten erklärt, wobei hier anzumerken ist, daß die Maskierungsschaltung 8 die Rauschimpulse entfernt, die in den Impulssignalen S1 und S2 an allen Teilen mit Ausnahme der Nulldurchgangsabschnitte der induzierten Spannungssignale Ea und Eb enthalten sind. Da die Rauschimpulse auf der Erregungsumschaltung der Statorspulen basieren, werden die Rauschimpulse an speziellen Positionen erzeugt, und daher wird die Maskierungsposition und erfindungsgemäß die Breite der Maskierungsimpulse durch die Steuerdaten entsprechend der Motorgeschwindigkeit vom Mikroprozessor 7 gesteuert. Die Flipflops 3 und 4 empfangen das verzögerte Taktsignal DCK an ihren entsprechenden Takteingängen, und somit erzeugen die Flipflops 3 und 4 Impulssignale Ha und Hb, die um 45º in bezug auf die Impulssignale S1 und S2 verzögert sind, wie in Fig. 4D gezeigt ist. Diese Impulssignale Ha und Hb werden zu einer Ansteuerimpulsgeneratorlogik-Schaltung 2 geliefert, die die bidirektionalen Erregungsimpulse P1 bis P8 bei jedem elektrischen Winkel von 90º bildet, wie in Fig. 4E gezeigt ist. Diese Impulse P1 bis P8 werden dazu verwendet, um die Transistoren 11 bis 18 von Fig. 2 ein- und auszuschalten und dadurch die Drehung des Motors zu steuern. Die Ansteuerimpulsgeneratorlogik-Schaltung 2 erzeugt die bidirektionalen Erregungsimpulse P1 bis P8 durch direkte logische Verarbeitung oder Codierung, so daß die Polaritäten der Magnetpole des Rotors den Erregungspolaritäten während der 90º- Breitenintervalle (45º-135º und 225º-315º) der Magnetpole gegenüber den Spulen La und Lb entsprechen. Auf diese Weise wird das Drehmoment in einer Richtung erzeugt.
Wenn der Rotor 21 nicht dreht und gegenüber dem Stator 22 angehalten wird, wird natürlich keine Spannung in den Statorspulen La und Lb erzeugt. Wenn man dann wünscht, den Motor zu starten, wird ein Startimpulssignal durch den Startimpulsgenerator 6 für eine gewisse Zeitdauer erzeugt. Der Startimpulsgenerator 6 wird durch den Mikroprozessor 7 gesteuert, mit dem der Motorstartschalter (nicht gezeigt) verbunden ist. Der Startimpulsgenerator 6 liefert Startimpulssignale zu den SET (S)- und Reset (R)-Anschlüssen der Flipflops 3 und 4, wodurch zweiphasige Impulssignale gebildet werden, die den Impulssignalen Ha und Hb, die in Fig. 4D gezeigt sind, ähnlich sind. Wenn folglich der Motor gestartet wird, werden die Spulen La und Lb separat durch die Startimpulssignale vom Startimpulsgenerator 6 erregt, wobei der Rotor 21 veranlaßt wird, in einer vorgegebenen Drehrichtung in Abhängigkeit von der Phasenbeziehung zwischen den Startimpulssignalen zu drehen, die durch den Startimpulsgenerator 6 erzeugt werden, wie dies durch den Mikroprozessor 7 festgelegt wird.
Die Verzögerungsschaltung 5 und die Maskierungsschaltung 8 von Fig. 1 ist ausführlicher in Fig. 5 gezeigt. Fig. 6 zeigt Schwingungsformen, die in der Schaltung von Fig. 5 während des Betriebs auftreten. Insbesondere werden die induzierten Spannungen Ea und Eb, die jeweils in den Spulen La und Lb induziert werden, an die Komparatoren 19 und 20 angelegt, wo sie in bezug auf den Null-Durchgang geformt werden. Die Komparatoren 19 und 20 bilden die Impulssignale S1 und S2, wie ebenfalls in Fig. 6 gezeigt ist, und gemäß dem typischen Komparatorbetrieb werden die Komparatoren 19 und 20 zusätzlich zur Ermittlung der induzierten Spannungen Ea und Eb ebenfalls die Rauschspannungsspitzen ermitteln, die durch das Statorspulenumschalten verursacht werden. Diese Rauschspannungsspitzen sind mit N in den Spannungsschwingungsformen Ea und Eb in Fig. 6 angedeutet, und da sie an den Stromumschaltpositionen erzeugt werden, kann ein Rauschen an den entsprechenden Punkten von 45º, 135º, 225º und 315º der induzierten Spannungssignale Ea und Eb vorgefunden werden. Die Rauschspannungsspitzen N werden durch die Komparatoren 19 und 20 ermittelt und werden Rauschimpulse Pn erzeugen, die in den Impulssignalen S1 und S2 vorhanden sind. Diese Rauschimpulse Pn werden durch die Maskierungsschaltung 8 entfernt.
Gemäß Fig. 5 wird das Ausgangssignal (S1) vom Komparator 19 zu einem Anstiegsflanken-Detektor B11 und zu einem Abfallsflanken-Detektor B12 geliefert, und das Ausgangssignal (S2) des Komparators 20 wird zu einem Anstiegsflanken-Detektor B21 und zu einem Abfallsflanken-Detektor B22 geliefert. Damit werden aus dem Impulssignal S1 Flankenimpulse S3 und S4, wie in Fig. 6 gezeigt ist, entwickelt, und aus dem Impulssignal S2 werden Flankenimpulse S5 und S6, wie ebenfalls in Fig. 6 gezeigt ist, entwickelt. Diese Flankenimpulse S3, S4, S5 und S6 werden zu entsprechenden Maskierungs-UND-Gates G11, G12, G21 und G22 geliefert. Wie später erklärt wird, dienen diese Maskierungs- UND-Gates G11, G12, G21 und G22 dazu, die Rauschimpulse Pn zu beseitigen, wobei die resultierenden Signale in Fig. 6 als Flankenimpulse S7, S8, S9 und S10 angedeutet sind. Die Flankenimpulse S7 und S8 werden zu einer RS-Flipflop-Schaltung geliefert, die durch NOR-Gates G13 und G14 gebildet ist, und die Flankenimpulse S9 und S10 werden zu einer zweiten RS-Flipflop-Schaltung geliefert, die durch NOR-Gates G23 und G24 gebildet ist. Diese beiden Sätze von NOR-Gates erzeugen dann die Impulssignale S11 und S12, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Wie man sehen kann, sind wegen des Maskierungseffekts bei den Impulssignalen S11 und S12 die Rauschimpulse Pn an den Punkten entfernt, die sich von den Nulldurchgangspunkten der Impulssignale S1 und S2 unterscheiden.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, werden die Impulssignale S11 und S12 zu den Takteingängen der D-Flipflops 3 und 4 geliefert, die so wirken, daß sie verzögerte Impulse S13 und S14 bilden, die den Signalen Ha und Hb in Fig. 6 entsprechen.
Die Ausgänge (S7, S8, S9 und S10) von den Maskierungs-UND-Gates G11, G12, G21 und G22 sind außerdem mit einem Mehrfach-Eingangs-ODER-Gate G31 verbunden, so daß ein Impulssignal, welches zwei Flanken des Zweiphasensignals zeigt, gebildet wird, d.h., die Impulse zeigen die Anstiegs- und Abfallsflanken von jedem der beiden Signale an, wie durch das Signal S16 in Fig. 6 gezeigt ist. Das Signal S16 wird als ein Ladeimpuls zu einem Anschluß Ld eines Verzögerungszählers 26 geliefert, der die in Fig. 1 gezeigte Verzögerungsschaltung 5 bildet. Der Ladeeingang des Zählers 26 veranlaßt dann, daß Steuerdaten D0 bis Dn entsprechend der Drehgeschwindigkeit des Motors in den Zähler 26 von einem Datenbus 28 des Mikroprozessors 7 über eine Latch-Schaltung eingegeben werden. Dann zählt der Zähler 26 die Verzögerungstaktsignale, die eine vorgegebene Frequenz haben, die von einer externen Taktschaltung (nicht gezeigt) über ein ODER-Gate G33 in Abhängigkeit vom Ladeimpuls S16 auf der Basis der Ladedaten geliefert werden. Somit wird der Verzögerungszähler 26 ein n-Bit-Ausgangssignal (höchstwertigstes Bit) erzeugen, wenn die Anstiegsflanke nach einer Zeit T auftritt, wie durch die Schwingungsform S17 von Fig. 6 gezeigt ist. Die Frequenz des Verzögerungstaktsignals basiert auf der Auflösung (Trennungs- oder Auflösungswirksamkeit) des Zählers 26.
Die Stellen der Ladeimpulse in der Schwingungsform S16 entsprechen dem elektrischen Winkel von 0º, 90º, 180º und 270º, und die Zeit T wird in Abhängigkeit von den Ladedaten, die vom Mikroprozessor 7 geliefert werden, gesteuert, d.h., verlängert oder abgekürzt. Somit wird die Zeit T so gesteuert, daß sie jeder 45º-Breite zwischen den elektrischen Winkeln von 0º und 45º entspricht, zwischen 90º und 135º, zwischen 180º und 225º und zwischen 270º und 315º unabhängig von der Änderung der Drehgeschwindigkeit des Motors. Anders ausgedrückt wird bei der niedrigen Geschwindigkeit die Zeit T verlängert und bei einer hohen Geschwindigkeit wird die Zeit T abgekürzt.
Der Verzögerungszähler 26 zählt dann die Taktsignale, die über das ODER-Gate G31 zugeleitet werden, und bei Erreichen des höchstwertigsten Bits Qn geht das Ausgangssignal des Zählers 26 hoch. Der Ausgang des Zählers 26 ist mit einem zweiten Eingang des ODER-Gates G33 verbunden, wodurch das Takteingangssignal zum Zähler 26 blockiert wird. Daher bleibt das höchstwertigste Bitausgangssignal Qn des Zählers 26, welches durch die Schwingungsform S17 in Fig. 6 gezeigt ist, auf einem hohen Pegel, bis der nächste Ladeimpuls S16 zum Zähler 26 geliefert wird, um den Zähler zurückzusetzen, wodurch das höchstwertigste Bitpegelausgangssignal Qn auf einen niedrigen Pegel fällt. Das Zählerausgangssignal S17 wird außerdem zu den Takteingängen der Flipflops 3 und 4 als verzögertes Taktsignal DCK in der Schaltung von Fig. 1 geliefert, deren Signalschwingungsformen ebenfalls in Fig. 4C gezeigt sind, wodurch die verzögerten Impulssignale Ha und Hb gebildet werden, die den Signalen S13 und S14 in Fig. 6 entsprechen.
Das höchstwertigste Bitausgangssignal vom Verzögerungszähler 26 wird außerdem zu einem dritten Anstiegsflanken-Detektor 25 geliefert, so daß ein Impuls, der die Anstiegsflanke darstellt, die durch eine Flankenimpulssignalschwingungsform S18 in Fig. 6 gezeigt ist, gebildet wird. Das Flankenimpulssignal S18 stellt die Positionen an elektrischen Winkeln von 45º, 135º, 225º und 315º der entsprechenden Phasen des Zweiphasensignals dar. Dieses Signal wird ebenfalls zu einem ODER-Gate G32 geliefert, welches ein ODER-Ausgangssignal S19 aus dem Flankenimpulssignal S18 und dem Ausgangsimpulssignal S16 bildet, welches dem elektrischen Winkel von 0º und 180º des Mehrfach-Eingangs-ODER-Gates G31 entspricht. Da das Ausgangsimpulssignal S19 vom Zählerausgangssignal S17 hergeleitet wird, wird das Intervall zwischen den Impulsen des Ausgangsimpulssignals S19 in Abhängigkeit von der Verzögerungszeit T verlängert oder abgekürzt. Der elektrische Phasenwinkel bleibt jedoch bei 0º, 45º, 135º, 180º, 225º und 315º konstant.
Dieses ODER-Gate-Ausgangsimpulssignal S19 wird als Ladeimpuls zu einem Eingang LD eines Maskierungszählers 29 geliefert, den die Maskierungsschaltung 8 von Fig. 1 umfaßt. Der Maskierungszähler 29 holt Steuerdaten entsprechend der Drehgeschwindigkeit des Motors aus dem Datenbus 28 des Mikroprozessors 7 über eine Latch-Schaltung 30 in einer Arbeitsweise, die der des Verzögerungszählers 26 ähnlich ist. Der Maskierungszähler 29 zählt Maskierungstaktimpulse, die durch eine externe Taktschaltung (nicht gezeigt) bereitgestellt werden, bei einer vorgegebenen Frequenz durch Empfang eines Taktsignals über ein ODER-Gate G34 an einem Takteingang CK. Die Frequenz des Maskierungstaktes wird durch die Auflösung oder Trennung des Maskierungszählers 29 bestimmt. Der Maskierungszähler 29 erzeugt somit aus der höchstwertigsten (MSB)- Bitposition Qn ein Maskierungsimpulssignal, welches an Winkelpositionen von 0º, 180º, 45º, 135º und 315º abfällt, wie durch das Impulssignal S15 in Fig. 6 gezeigt ist, wo der Maskierungsimpuls nach Ablauf einer bestimmten Zeitperiode t, die durch die Maskierungsbreite festgelegt ist, ansteigt. Da das Maskierungstaktsignal zum Maskierungszähler 29 über das ODER-Gate G34 verbunden ist, welches als zweites Eingangssignal das MSB-Signal S15 vom Maskierungszähler 29 hat, wenn das MSB-Signal auf einen hohen Pegel geht, wird das Maskierungstaktsignal durch das ODER-Gate G34 gesperrt und der Zählbetrieb unterbrochen, bis der nächste Ladeimpuls, der durch das Ausgangssignal S19 bereitgestellt wird, zum Maskierungszähler 29 geliefert wird.
Wie oben beschrieben wird erfindungsgemäß die Maskierungsbreite t in Abhängigkeit von der Drehgeschwindigkeit des Motors, die durch den Mikroprozessor bestimmt ist, variiert.
Der Maskierungsimpuis S15 wird außerdem zu den Maskierungs-UND-Gates G11, G12, G21 und G22 geliefert, so daß die UND-Gates während der Niedrigpegel-Periode t des Maskierungsimpulssignals S15 geschlossen sind. Dies hat die Wirkung, daß vorgegebene Perioden, die unmittelbar auf die Nulldurchgangsermittlung bei 0º und 180º folgen, und bei vorgegebenen Perioden unmittelbar nach den Stromumschaltzeiten bei 45º, 135º, 225º und 315º maskiert werden, wie durch die Induktionsspannungsschwingungsformen Ea und Eb in Fig. 6 gezeigt ist.
Damit werden sogar, wenn Niedrigpegel-Rauschimpulse den Induktionsstatorspannungen Ea und Eb in der Nähe der Nulldurchgänge überlagert sind und die Impulssignalausgangssignale S1 und S2 von den Komparatoren 19 und 20 entsprechend schwanken, wenn einmal die Anstiegsflanke des Impulssignals S1 oder S2 ermittelt ist, diese Rauschimpulse als Ergebnis des Maskierungssignals ignoriert. Demnach können die Impulssignale S11 und S12, die eine korrekte Periode haben, in denen positive und negative Halbzyklen der Induktionsspannungen entsprechend den hohen und niedrigen Pegel entsprechen, erhalten werden. Da Rauschspannungsspitzen an den Statorspulenumschaltpunkten durch Maskierung unmittelbar nach der Stromumschaltung entfernt werden können, wird die Ermittlung an den Kreuzungspunkten 0º und 180º nicht dadurch gestört. Somit kann der Umschaltablauf genau bestimmt werden, wobei die oben beschriebene digitale Verzögerung verwendet wird, da die Positionen von 0º und 180º genau ermittelt werden können.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, werden die Nulldurchgangsermittelsimpulssignale S11 und S12, aus denen jede Rauschstörung durch die Maskierungsschaltung 8 entfernt ist, ebenfalls zum Mikroprozessor 7 geliefert. Die Perioden der Impulssignale S11 und S12 werden dort ermittelt, so daß die Drehgeschwindigkeit des Motors bestimmt werden kann. Steuerdaten, die durch die Geschwindigkeitsermittlung gebildet werden, werden dann an den Datenbus 28 ausgegeben, was in Fig. 5 gezeigt ist, um die Verzögerungszeit T und die Maskierungsbreite t entsprechend jedem 45º-Intervall zwischen 0º und 45º, zwischen 90º und 135º, zwischen 180º und 225º, zwischen 270º und 315º zu bestimmen. Wie oben beschrieben, kann, da die Impulssignale S11 und S12, welche eine korrekte Periode haben, durch die Maskierungsschaltung 8 geliefert werden, die Geschwindigkeitsermittlung genau durchgeführt werden. Alternativ dazu kann die Geschwindigkeitsermittlung durch einen Frequenzgenerator oder einen Impulsgenerator, der am Motor befestigt ist, durchgeführt werden.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung für einen zweiphasigen, bidirektionalen sensorlosen bürstenlosen Motor angewandt worden. Die vorliegende Erfindung findet jedoch eine ebenbürtige Anwendung auf einen mehrphasigen unidirektionalen Motor oder einen bidirektionalen sensorlosen bürstenlosen Motor.

Claims

1. Sensorloser bürstenloser Motor, mit:

einem Rotor (21);

einer Erregungsspule (La, Lb);

einer Umschaltschaltung (1) zur Durchführung einer Umschaltung der Erregung der Erregungsspule (La, Lb);

einem Referenzpositionsdetektor (19, 20) zur Ermittlung einer Referenzposition der Rotordrehung auf der Basis einer Spannung (S1, S2), die in die Erregungsspule (La, Lb) durch den Rotor induziert wird;

einer Verzögerungsschaltung (5) zur Erzeugung eines Verzögerungstaktsignals (DCK), das Impulse hat, die um einen vorgegebenen Betrag (T) in bezug auf die Referenzposition verzögert sind, die durch den Referenzpositionsdetektor (19, 20) ermittelt wird;

einer Verzögerungsimpulssignalbildungsschaltung (3, 4) zur Erzeugung eines Verzögerungsimpulssignals (Ha, Hb) auf der Basis des Verzögerungstaktsignals (DCK) von der Verzögerungsschaltung (5); und

einem Umschaltsignalgenerator (2) zur Erzeugung eines Erregungs-Umschaltsignals (P1 bis P8), welches zur Umschaltschaltung (1) als Antwort auf das Verzögerungsimpulssignal (Ha, Hb) geliefert wird;

dadurch gekennzeichnet, daß

eine Maskierungsschaltung (8) bereitgestellt ist, um ein Rauschmaskierungssignal (S15) mit einer vorgegebenen Maskierungsbreite (t) auf der Basis zumindest des Verzögerungstaktsignals (DCK) zu bilden, um Rauschimpulse (N) in einem Ermittlungsausgangssignal des Referenzpositionsdetektors (19, 20) in der Referenzposition zu unterdrücken; und

eine Steuerschaltung (7) vorgesehen ist, um die Maskierungsbreite (t) in Abhängigkeit von der Drehgeschwindigkeit des Motors zu verändern.

2. Motor nach Anspruch 1, wobei die Maskierungsschaltung (8) das Rauschmaskierungssignal (S15) mit der vorgegebenen Maskierungsbreite (t) auf der Basis des Verzögerungstaktsignals (DCK) und des Ermittlungsausgangssignals des Referenzpositionsdetektors (19, 20) unmittelbar nach der Ermittlung der Referenzposition und der Erzeugung des Umschaltsignals bildet.

3. Motor nach Anspruch 1 oder 2, der eine Maskierungs-Gate-Schaltung (G11 bis G22) besitzt, um eine ermittelte Referenzposition vom Referenzpositionsdetektor (19, 20) und dem Rauschmaskierungssignal (S15) zu empfangen, und um ein Impulssignal (S11, S12) zu erzeugen, aus denen die Rauschimpulse (N) entfernt sind und welches zur Verzögerungsimpulssignalbildungsschaltung (3, 4) geliefert wird.

4. Motor nach Anspruch 3, der Anstiegsflanken- und Abfallsflanken-Detektoren (B11, B21, B12, B22) besitzt, um Flankenimpulse (S3 bis S6) zu erzeugen, um diese zu der Maskierungs-Gate-Schaltung (G11 bis G22) auf der Basis der ermittelten Referenzposition vom Referenzpositionsdetektor (19, 20) zu liefern.

5. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Umschaltschaltung (1) mehrere Transistoren (11 bis 18) aufweist, die in einem Brückenschaltungs-Netzwerk mit der Erregungsspule (La, Lb) verbunden sind.

6. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Referenzpositionsdetektor einen Nulldurchgangs-Komparator (19, 20) besitzt.

7. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Verzögerungsschaltung (5) einen Verzögerungszähler (26) besitzt, wobei das Verzögerungssignal (DCK) an seinem Ausgang erzeugt wird.

8. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Verzögerungsimpulsignalbildungsschaltung ein Flipflop (3, 4) besitzt.

9. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Maskierungsschaltung (8) einen Maskierungszähler (29) besitzt.