DE3851969T2

DE3851969T2 - Empfangskoppler für Übertragungssysteme von Binärdaten.

Info

Publication number: DE3851969T2
Application number: DE3851969T
Authority: DE
Inventors: Hans Karl Herzog
Original assignee: Boeing Co
Current assignee: Boeing Co
Priority date: 1987-03-12
Filing date: 1988-01-13
Publication date: 1995-03-09
Anticipated expiration: 2008-01-14
Also published as: CA1323676C; JPS63242047A; EP0282101A3; EP0282101A2; EP0282101B1; DE3851969D1; JP2881308B2; US4823364A

Description

Technisches Gebiet

Diese Erfindung betrifft die Binärdatenübertragung, und mehr im besonderen die Übertragung von Binärdaten zwischen einer Mehrzahl von Terminals, die miteinander durch einen gemeinsamen Datenbus verbunden sind.
Aus WO-A-8103727 ist ein Empfangskoppler für ein Binärdatenübertragungssystem bekannt, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 beschrieben ist.

Hintergrund der Erfindung

Obwohl diese Erfindung für die Verwendung zur Übertragung von Daten zwischen verschiedenen flugelektronischen Systemen und Untersystemen, die Daten gemeinsam benutzen müssen, entwickelt worden ist, und in einer solchen Umgebung beschrieben wird, versteht es sich, daß die Erfindung dazu verwendet werden kann, Binärdaten in anderen Umgebungen zu übertragen. Es versteht sich auch, daß, obwohl die Erfindung für die Verwendung mit einem Strommodus-Datenbus entwickelt wurde und in Verbindung mit einem solchen Bus beschrieben wird, die Erfindung in Verbindung mit anderen Arten von Datenbussen verwendet werden kann, um den Betrieb derselben zu verbessern, insbesondere Spannungsmodus-Datenbussen und optischen Datenbussen. In entsprechender Weise versteht es sich, daß, obwohl die Erfindung für die Verwendung in einem Datenübertragungssystem entwickelt wurde, worin die zu übertragenden Daten in Manchester-Biphasenform sind, die Erfindung mit Binärdaten verwendet werden kann, die in anderen Rechteckformen codiert sind, wie in Zeichen- Pause-Form codierten Binärdaten.
In modernen Flugzeugen ist es wünschenswert, die Funktionen von früheren verdrahtungsunabhängigen flugelektronischen Systemen soweit wie möglich zu integrieren, um eine damit verbundene Verminderung in den Gewichts-, Raum- und Leistungserfordernissen der flugelektronischen Systeme zu ermöglichen und um eine Vereinfachung in der Verdrahtung zwischen physisch getrennten flugelektronischen Systemen oder Untersystemen hiervon zu ermöglichen. Eine solche Integration ist durch die Verwendung eines gemeinsamen Datenbusses erreicht worden, zu welchem jedes flugelektronische System oder ein Untersystem hiervon Zugang durch einen verbundenen Terminal hat, von denen jeder fähig ist, Daten zu übertragen und zu empfangen. Die auf dem Datenbus durch einen mit einem speziellen System oder Untersystem verbundenen Terminal übertragenen Daten können durch die Terminals empfangen werden, die mit übrigen Systemen oder Untersystemen verbunden sind, so daß das Erfordernis von separaten Verdrahtungsverbindungen zwischen den Systemen oder Untersystemen ausgeschaltet wird. Außerdem können Daten, die durch ein einzelnes System oder Untersystem erzeugt worden sind, von irgendeinem anderen System oder Untersystem benutzt werden, ohne daß die Notwendigkeit besteht, jene Daten unabhängig erzeugen zu müssen.
Obwohl verschiedene Arten von Datenübertragungssystemen für die Verwendung an Bord von Flugzeugen zur Übertragung zwischen flugelektronischen Systemen und Untersystem entwikkelt worden sind, wie in den U.S. Patenten 4 199 663 und 4 471 481 beschrieben ist, welche beide den Titel haben "Autonom-Terminal-Datenübertragungssystem" und dem Zessionar der vorliegenden Anmeldung zugeeignet sind, ist das wünschenswerteste flugelektronische Datenübertragungssystem ein Autonom-Terminal-Datenübertragungssystem, insbesondere ein Autonom-Terminal-Datenübertragungssystem, das einen Strommodus-Datenbus verwendet. Punkte, die für den Betrieb eines Datenübertragungssystems, das einen Strommodus-Datenbus benutzt, kritisch sind, sind die Zuverlässigkeit des Buskabels und die Leistungsfähigkeit und Zuverlässigkeit, die mit der Art und Weise verbunden sind, in der jeder Terminal an den Bus angekoppelt ist. Die Strommodus-Datenbus- Kopplungsleistungsfähigkeit und -zuverlässigkeit ist in dem U.S. Patent 4 264 827 angesprochen, das den Titel hat "Strommodus-Daten- oder -Leistungsbus", welches auch dem Zessionar der vorliegenden Anmeldung zugeeignet ist. Das Wesentliche der in diesem Patent beschriebenen Erfindung ist ein Kopplungstransformator, der einen derart ausgebildeten Ferritkern hat, daß der Kern auseinandergenommen werden kann und zwei Drähte eines Busses, der von einem Paar von verdrillten Drähten gebildet ist, in einer solchen Art und Weise um die Schenkel des Kerns plaziert werden können, daß der Magnetweg des wiederzusammengebauten Kerns die Leiter umschließt. Die Anordnung ist derart, daß die Busdrähte eine der Wicklungen eines Transformators bilden. Die andere Wicklung ist permanent auf dem Kern installiert und mit der Datenübertrager- und/oder -empfängerelektronik eines Datenterminals verbunden. Das Endergebnis ist die Herstellung einer Stromkopplung ohne die Notwendigkeit, die Busdrähte durchzuschneiden oder die Isolation, die die Drähte umgibt, zu entfernen oder zu perforieren.
Ein anderer Punkt, der für den erfolgreichen Betrieb eines Datenübertragungssystems kritisch ist, ist die Fähigkeit der Empfängerelektronik, durch den Datenbus übertragene Datensignale genau zu reproduzieren. Wenn die Signale nicht genau reproduziert werden, können sie durch Nutzungseinrichtungen, die mit der Ausgangsempfängerelektronik verbunden sind, irrtümlich interpretiert werden. In dieser Hinsicht werden Datensignale häufig in Rechteckform übertragen. Ein Beispiel eines Rechteck-Datensignals ist ein Manchester-Biphasen-Datensignal. Idealerweise geschieht jeder Übergang eines Rechteckwellen-Datensignals zwischen Signalniveaus augenblicklich. Unglücklicherweise gibt es das Ideal nicht. Vielmehr sind die Übergänge zwischen Signalniveaus exponentiell, wobei die Zeitkonstante des exponentiellen Übergangs von den Impedanzcharakteristika des das Signal übertragenden Datenbusses und dem Koppler, der den Datenübertrager an den Datenbus ankoppelt, abhängig ist. Spezieller ist es, wie in Fig. 1 gezeigt ist, so, daß das Bussignal, welches übertragererzeugte Manchester-Biphasen- Signale repräsentiert, die über den Ausgangsanschlüssen eines Empfangskopplertransformator der oben beschriebenen Art reproduziert worden sind, nicht scharf ist. Vielmehr ändern sich die Übergänge exponentiell über eine diskrete Zeitdauer.
In der Vergangenheit sind Bussignale der in Fig. 1 veranschaulichten Art durch ein Paar von entgegengesetzt vorgespannten Komparatoren detektiert worden. Das Vorspannungsniveau ist durch die gestrichelten Linien veranschaulicht, die über und unter der Nullsignallinie des Bussignalabschnitts der Fig. 1 liegen. Die Ausgangsgrößen des Empfängerkomparators sind auf den Empfängerkomparatorzeilen der Fig. 1 gezeigt. Obwohl die Zeichen-Pause-Übergänge der Ausgangsgrößen der Empfängerkomparatoren scharf sind, sind die Komparatorausgangsgrößen keine genaue Reproduktion des ursprünglich übertragenen Manchester-Biphasensignals. Anstatt daß sie komplementär sind, existiert ein Spalt zwischen den Übergängen der Komparatorausgangsgrößen. D.h., beide Komparatorausgangsgrößen sind während einer kurzen Zeitdauer zwischen dem Hoch-Niedrig-Übergang von einem Komparator und dem Niedrig-Hoch-Übergang des anderen Komparators auf einem gemeinsamen niedrigen Niveau. Die Länge des Spalts ist verbunden mit der exponentiellen Übergangszeit des Bussignals. Dieser Spalt wird üblicherweise durch stromabwärtige Rekonstruktionsschaltungen eliminiert, die nur auf die Anstiegsflanken der Komparatorausgangssignale ansprechen. Als ein Ergebnis hiervon tritt der Hoch-Niedrig-Übergang des einen Biphasensignals nicht auf, bis der Niedrig-Hoch-Übergang des anderen Biphasensignals auftritt. Das Ergebnis dieser Rekonstruktion ist in den letzten Zeilen der Fig. 1 gezeigt, welche auch den Nachteil dieses Lösungswegs veranschaulichen, nämlich daß das Tastverhältnis des ersten Zyklus des Datensignals, in diesem Falle des Synchronisationsmusters des Manchester-Biphasensignals, nicht 50 Prozent ist. Vielmehr ist die erste Hälfte des Zeichen-Pause-Zyklus, der mit M1 bezeichnet ist, größer als die zweite Hälfte, die mit N1 bezeichnet ist. Infolgedessen repräsentiert das vom Empfangskoppler rekonstruierte Manchester-Biphasensignal RXI und RXN nicht genau das vom Übertrager erzeugte Manchester-Biphasensignal TXO und TXN. Diese Differenz kann zu einer urtümlichen Interpretation der Ausgangsgröße des Empfangskopplers durch die Nutzungseinrichtung, mit welcher er verbunden ist, führen. Die Erfindung ist darauf gerichtet, einen Empfangskoppler zur Verfügung zu stellen, der dieses Problem überwindet.

Abriß der Erfindung

Die Erfindung ist gekennzeichnet durch die Merkmale, wie sie in dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 definiert sind.
Gemäß weiteren Aspekten dieser Erfindung sind die Datenbussignale in elektromagnetischer Form, und der Empfangskoppler weist einen Transformator auf, der den Datenbus an den Übergangs- und Polaritätsdetektor ankoppelt.
Gemäß weiteren Aspekten dieser Erfindung umfaßt der Empfangskoppler einen zwischen den Empfangskopplertransformator und den Übergangs- und Polaritätsdetektor geschalteten Empfängerverstärker, der empfangene Rechteckform-Datensignale verstärkt, bevor ihre Anstiegs-Abfall-Übergänge Impulse erzeugen.
Gemäß weiteren Aspekten dieser Erfindung umfaßt der Übergangs- und Polaritätsdetektor zwei Differenzierer-Komparator-Kombinationen, und zwar eine Differenzierer-Komparator- Kombination zum Differenzieren der Anstiegsübergänge der Rechteckdatensignale, die durch dem Empfängerverstärker verstärkt worden sind, und zum Erzeugen eines Impulses für jeden Anstiegsübergang oberhalb eines vorbestimmten Niveaus, und die andere Differenzierer-Komparator-Kombination zum Differenzieren von Abfallübergängen der Rechteckdatensignale, die durch den Empfängerverstärker verstärkt worden sind, und zum Erzeugen eines Impulses für jeden Abfallübergang oberhalb eines vorbestimmten Niveaus.
Wie leicht aus der vorstehenden Beschreibung erkennbar ist, stellt die Erfindung einen Empfangskoppler zur Verfügung, der signifikant genauer ist als Empfangskoppler, die ein Paar von entgegegengesetzt vorgespannten Komparatoren benutzen, um ein auf einem Datenbus übertragenes Rechteckwellen-Datensignal zu rekonstruieren. Der Empfangskoppler der Erfindung ist genauer, weil die mit dem Übergang verbundenen Impulse genau an der gleichen Stelle mit Bezug auf jeden Übergang erscheinen. Infolgedessen reproduzieren die rekonstruierten Empfangssignale genau das ursprünglich übertragene Signal. Obwohl die Erfindung idealerweise für die Verwendung in Verbindung mit elektromagnetischen Datenbussen, z B. Strommodus- und Spannungsmodus-Datenbussen, geeignet ist, ist sie auch in Verbindung mit anderen Arten von Datenbussen brauchbar, wie optischen Datenbussen, da die Empfänger von optischen Datenbussen auch Rechteckwellen-Datensignale erzeugen, die sich exponentiell ändernde Übergänge anstatt sich augenblicklich ändernde Übergänge haben.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorstehenden und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden leichter erkennbar, wenn dieselbe besser verstanden wird durch Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen genommen wird, worin:
Fig. 1 eine Reihe von Wellenformen ist, welche die Probleme veranschaulichen, die mit Empfangskopplern des Typs Zeichen-Pause nach dem Stande der Technik verbunden sind, welche für die Verwendung bei Datenübertragungssystemen ausgebildet sind;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Empfangskopplers ist, der gemäß der Erfindung ausgebildet ist;
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild eines Empfängerverstärkers ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 2 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist;
Fig. 4 ein schematisches Schaltbild eines Übergangs- und Polaritätsdetektors ist, der für die Verwendung in dem in Fig. 2 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist;
Fig. 5 eine Blockschaltbild einer Rekonstruktionslogik ist, die für die Verwendung in dem in Fig. 2 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist; und
Fig. 6 eine Reihe von Diagrammen ist, welche die Signale an verschiedenen Stellen in dem Empfangskoppler, der in den Fig. 2 bis 5 veranschaulicht ist, zeigen.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Fig. 2 veranschaulicht einen gemäß der Erfindung ausgebildeten Empfangskoppler, der an einen Datenbus 11 angekoppelt ist. Der Empfangskoppler umfaßt folgendes: einen Transformator 13; einen Empfängerverstärker 15; eine Empfangsstichleitung 16, die von einem abgeschirmten Paar verdrillter Drähte, die mit W1 und W2 bezeichnet sind, gebildet ist; einen Übergangs- und Polaritätsdetektor 17; und eine Rekonstruktionslogik 19. Der dargestellte Datenbus 11 ist ein Strommodus-Datenbus, welcher durch ein verdrilltes Paar von Drähten gebildet ist. Das verdrillte Paar von Drähten bildet die Primärwicklungen des Empfangskopplertransformators 13, welcher vorzugsweise in der Art und Weise aufgebaut ist, wie in dem U.S. Patent 4 264 827 beschrieben, auf das oben Bezug genommen ist. Gemäß der Erfindung ist die Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 mit dem Eingang des Empfängerverstärkers 15 verbunden, welcher Rechteckwellen-Datensignale (wie Manchester-Biphasen-Datensignale) verstärkt, die durch den Datenbus 11 übertragen und durch den Empfangskopplertransformator 13 detektiert worden sind. Die verstärkten Signale werden an den Übergangs- und Polaritätsdetektor 17 über die Empfangsstichleitung 16 angelegt, welche relativ lang sein kann - bis zu fünfzig (50) Fuß. Der Übergangs- und Polaritätsdetektor 17 differenziert die verstärkten Signale, die er über die Stichleitung empfängt, und erzeugt Impulse auf einem Paar von Ausgangsleitungen 21a und 21b. Ein Impuls wird für jeden Übergang eines Rechteckwellen-Datensignals, das durch den Empfängerverstärker verstärkt worden ist, erzeugt, wobei die Ausgangsleitung 21a oder 21b die Impulse überträgt, die durch die Anstiegs-Abfall-Richtung des Übergangs bestimmt sind. D.h., die Anstiegsübergänge erzeugen einen Impuls auf der einen Ausgangsleitung 21a, und die Abfallübergänge erzeugen einen Impuls auf der anderen Ausgangsleitung 21b.
Die beiden Ausgangsleitungen 21a und 21b des Übergangs- und Polaritätsdetektors 17 sind je mit einem Eingang der Rekonstruktionslogik 19 verbunden. Die Rekonstruktionslogik 19 rekonstruiert die durch den Empfangskopplertransformator 13 detektieren Rechteckwellen-Datensignale in einer Art und Weise, welche die ursprünglich übertragenen Rechteckwellen- Datensignale genau reproduziert. Das Endergebnis sind Rechteckform-Datensignale, die im wesentlichen augenblickliche Anstiegs- und Abfallübergänge haben.
Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild eines Empfängerverstärkers, der für die Verwendung in der in Fig. 2 veranschaulichten Ausführungsform der Erfindung geeignet ist. Der in Fig. 3 dargestellte Empfängerverstärker umfaßt folgendes: einen JFET (Sperrschichtfeldeffekttransistor) vom Verarmungstyp, der mit Q1 bezeichnet ist; zwei PNP-Transistoren, die mit Q2 und Q3 bezeichnet sind; zwei mit Q4 und Q5 bezeichnete NPN-Transistoren; eine mit ZD bezeichnete Zenerdiode; drei mit C1, C2 und C3 bezeichnete Kondensatoren; und vierzehn Widerstände, die mit R1 bis R14 bezeichnet sind.
Ein Ende der Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 ist mit dem Emitter von Q2 und mit dem Sourceanschluß von Q1 verbunden. Das andere Ende der Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 ist mit dem Emitter von Q3 und mit dem Drainanschluß von Q1 verbunden. Die Mitte der Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 ist durch R1 mit Erde verbunden. Der Gateanschluß von Q1 ist mit einem Bus negativer Spannung verbunden, der mit -V1 bezeichnet ist, und mit der Anode von ZD. Die Kathode von ZD ist mit Erde verbunden. -V1 wird durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor über W1 und W2 der Empfangsstichleitung 16 in der nachstehend beschriebenen Art und Weise zugeführt.
Die Basis von Q2 ist durch R2 in Reihe mit R7 mit -V1 verbunden. Der Kollektor von Q2 ist durch C1 mit der Basis von Q4 und durch R3 mit der Verbindungsstelle zwischen R2 und R7 verbunden. R4 und R5 sind in Reihe zwischen Erde und die Verbindungsstelle zwischen R7, R3 und R2 geschaltet. Die Verbindungsstelle zwischen R4 und R5 ist mit der Basis von Q4 verbunden. Der Emitter von Q4 ist durch R6 mit der Verbindungsstelle zwischen R7, R4, R3 und R2 verbunden. Der Kollektor von Q4 ist mit Erde verbunden.
Die Basis von Q3 ist durch R8 in Reihe mit R13 mit -V1 verbunden. Der Kollektor von Q3 ist durch C2 mit der Basis von Q5 und durch R9 mit der Verbindungsstelle zwischen R8 und R13 verbunden. R10 und R11 sind in Reihe zwischen Erde und die Verbindungsstelle zwischen R13, R8 und R9 geschaltet. Die Verbindungsstelle zwischen R10 und R11 ist mit der Basis von Q5 verbunden. Der Emitter von Q5 ist durch R12 mit der Verbindungsstelle zwischen R8, R9, R10 und R13 verbunden. Der Kollektor von Q5 ist mit Erde verbunden. Die Basen von Q2 und Q3 sind außerdem durch eine Parallelschaltung von C3 und R14 mit Erde verbunden. Einer der Ausgänge, der mit W1 bezeichnet ist, befindet sich an der Verbindungsstelle zwischen R2, R3, R4, R6 und R7, und der andere Ausgang, der mit W2 bezeichnet ist, befindet sich an der Verbindungsstelle zwischen R8, R9, R10, R12 und R13.
Q2 und Q3 und ihre Vorspannungswiderstände bilden Verstärker mit niedriger Eingangsimpedanz, welche die über dem Ausgang der Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 erzeugten Rechteckwellensignale in einer Differentialweise verstärken. Das von R2 und R8 mit R14 und C3 in Kombination mit R1 gebildete Vorspannungsnetzwerk steuert bzw. regelt den Ruhestromfluß durch Q2 und Q3 in im wesentlichen gleichen Verhältnissen. Differentialsignale von einer Polarität erhöhen den Stromfluß durch Q2, während sie den Stromfluß durch Q3 vermindern, und umgekehrt für Differentialsignale der entgegengesetzten Polarität. Die an den Kollektoren von Q2 und Q3 erzeugten Signale sind durch Emitterfolgertreiber, die von Q4 und Q5 und deren verbundenen Vorspannungswiderständen gebildet sind, mit den Ausgängen W1 und W2 des Empfängerverstärkers 15 verbunden.
Vorzugsweise ist das Windungsverhältnis zwischen dem Datenbus 11 und der Sekundärwicklung des Empfangskopplertransformators 13 relativ hoch - z. B. 1 : 20. Obwohl ein hohes Windungsverhältnis dazu führt, daß der Stromfluß in der Sekundärwicklung relativ klein ist, wenn ein Rechteckwellendatensignal auf dem Datenbus vorhanden ist, hat ein großes Windungsverhältnis den Vorteil des Anlegens einer relativ kleinen Lastimpedanz an den Datenbus. Das niedrige Lastergebnis wird durch die Tatsache gesteigert, daß Q2 und Q3, welche Transistorverstärker mit geerdeter Basis bilden, kleine Eingangsimpedanzen haben.
Die Transistorverstärker niedriger Eingangsimpedanz mit geerdeter Basis, d. h. Q2 und Q3 und ihre zugehörigen Vorspannungswiderstände, wandeln die durch Q2 und Q3 gezogenen relativ niedrigen Signalströme an den Kollektoren von Q2 und Q3 in relativ hohe Signalspannungen um. Die Emitterfolgerstufen, die von Q4 und Q5 und ihren zugehörigen Vorspannungswiderständen gebildet sind, koppeln die Ausgänge der Transistorverstärkerschaltungen mit geerdeter Basis an die Drähte W1 und W2 der Empfängerstichleitung 16 an, welche den Empfängerverstärker 15 mit dem Übergangs- und Polaritätsdetektor 14 verbindet. Die Emitterfolgerstufen-Transistoren Q4 und Q5 und ihre zugehörigen Widerstände sind so gewählt, daß sie eine Empfängerverstärker-Ausgangsimpedanz erzeugen, die auf die charakteristische Impedanz der Empfängerstichleitung 16 abgestimmt ist.
Fig. 4 ist ein schematisches Schaltbild eines Übergangs- und Polaritätsdetektors, der gemäß der Erfindung ausgebildet und für die Verwendung in dem in Fig. 2 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist. Der in Fig. 4 dargestellte Übergangs- und Polaritätsdetektor umfaßt folgendes: einen mit T1 bezeichneten Transformator; zwei mit OA1 und OA2 bezeichnete Operationsverstärker; sechs Kondensatoren, die mit C4 bis C9 bezeichnet sind; zwei mit D1 und D2 bezeichnete Dioden; und acht Widerstände, die mit R15 bis R22 bezeichnet sind. Der Stichleitungsdraht W1 ist mit dem einen Ende der Primärwicklung von T1 verbunden, und der Stichleitungsdraht W2 ist mit dem anderen Ende der Primärwicklung von T1 verbunden. Die Mitte der Primärwicklung von T1 ist mit der negativen Spannungsquelle, die mit -V2 bezeichnet ist, verbunden, welche dem Empfängerverstärker über die Stichleitung 16 Leistung zuführt.
Das eine Ende der Sekundärwicklung von T1 ist mit Erde verbunden. Das andere Ende der Sekundärwicklung von T1 ist durch C4 mit dem invertierenden Eingang von OA1 und durch C5 mit dem invertierenden Eingang von OA2 verbunden. R15, R16, R17 und R18 sind in jener Reihenfolge in Reihe zwischen eine mit +V3 bezeichnete positive Spannungsquelle und eine mit -V3 bezeichnet negative Spannungsquelle geschaltet. Obwohl ihre Polaritäten unterschiedlich sind, ist die Größe von +V3 und -V3 die gleiche. Die Verbindungsstelle zwischen R15 und R16 ist mit dem invertierenden Eingang von OA1 verbunden, und die Verbindungsstelle zwischen R17 und R18 ist mit dem invertierenden Eingang von OA2 verbunden.
Die Verbindungsstelle zwischen R16 und R17 ist mit Erde verbunden.
C7 ist zwischen den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang von OA1 geschaltet. Der Ausgang von OA1 ist durch C6 in Reihe mit R19 und R20 mit Erde verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen R19 und R20 ist außerdem mit dem nichtinvertierenden Eingang von OA1 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen C6 und R19 ist mit der Kathode von D1 verbunden, und die Anode von D1 ist mit Erde verbunden. C9 ist zwischen den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang von OA1 geschaltet. Der komplementäre Ausgang von OA1 ist durch C8 in Reihe mit R21 und R22 mit Erde verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen R21 und R22 ist mit dem invertierenden Eingang von OA2 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen C8 und R21 ist mit der Kathode von D2 verbunden, und die Anode von D2 ist mit Erde verbunden.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung leicht erkennbar ist, bilden die mit den Eingängen von OA1 und OA2 verbundenen RC-Netzwerke Differenzierer, die zackenförmige Impulse erzeugen, wie in der Zeile für das differenzierte Bussignal der Fig. 6 gezeigt ist. Die Vorspannungsnetzwerke, die von den zwischen +V3 und Erde geschalteten R15 und R16 und von den zwischen -V3 und Erde geschalteten R17 und R18 gebildet sind, liefern Schwellwertspannungen, wie durch die gestrichelten Linien in der Zeile für das differenzierte Bussignal der Fig. 6 angedeutet ist. Spezieller ist es so, daß die Schwellwertspannung von OA1 durch die untere gestrichelte Linie veranschaulicht ist, und die Schwellwertspannung von OA2 ist durch die obere gestrichelte Linie veranschaulicht. OA1 ist demgemäß unempfindlich gemacht für Impulse, die durch Anstiegsübergänge der Rechteckwellensignale bewirkt werden, und OA2 ist für Impulse unempfindlich gemacht, die durch Abfallübergänge verursacht werden. Demgemäß ist OA1 nur für die obigen Schwellwertimpulse empfindlich, die durch abfallende Übergänge bewirkt werden, und OA2 ist nur für die obigen Schwellwertimpulse empfindlich, die durch ansteigende Übergänge verursacht werden.
Die mit den Ausgängen von OA1 und OA2 verbundenen RC-Netzwerke führen zu der Erzeugung von monostabilen Multivibratoren, welche die Impulse strecken, die infolge der Differenzierung an den Eingängen von OA1 und OA2 erzeugt werden. Der Ausgang von OA1 wird auf den Draht 21a gegeben, und der Ausgang von OA2 wird auf den Draht 21b gegeben. Wie früher mit Bezug auf Fig. 2 erörtert, verbinden die Drähte 21a und 21b den in Fig. 4 veranschaulichten Übergangs- und Polaritätsdetektor 17 mit der Rekonstruktionslogik.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Rekonstruktionslogik, die für die Verwendung in dem in Fig. 2 veranschaulichten Empfangskoppler geeignet ist. Die in Fig. 5 dargestellte Rekonstruktionslogik umfaßt folgendes: vier Dreieingangs- UND-Tore, die mit G1, G2, G3 und G4 bezeichnet sind; sechs Zweieingangs-UND-Tore, die mit G5 bis G10 bezeichnet sind; ein Viereingangs-ODER-Tor, das mit G11 bezeichnet ist; drei Zweieingangs-ODER-Tore, die mit G12, G13 und G14 bezeichnet sind; sechs D-Flip-Flops, die mit FF1 bis FF6 bezeichnet sind; zwei mit I1 und I2 bezeichnete Inverter; und einen mit CT bezeichneten Zweistufen-Binärzähler. Das in Fig. 5 veranschaulichte Logikschaltbild benutzt die konventionelle Negationssymbologie. In dieser Hinsicht haben G1, G2 und G9 je einen Negationseingang, und G3 und G4 haben je zwei Negationseingänge.
Der Ausgang 21a von OA1 des in Fig. 4 veranschaulichten Übergangs- und Polaritätsdetektors ist mit einem Eingang von G1 und mit je einem Eingang von G5 und G6 verbunden. Der Ausgang 21b von OA2 ist mit einem Eingang von G2 und je einem Eingang von G7 und G8 verbunden. Der Ausgang von G1 ist an den D-Eingang von FF1 angelegt, und der Q-Ausgang von FF1 ist an einen zweiten Eingang von G1 angelegt. Der Q-Ausgang von FF1 ist an den zweiten Eingang von G5, einen Eingang von G12, einen Negationseingang von G4 und einen Eingang von G14 angelegt. Der Ausgang von G2 ist an den D- Eingang von FF2 angelegt, und der Q-Ausgang von FF2 ist an einen zweiten Eingang von G2 angelegt. Der Q-Ausgang von FF2 ist an einen Eingang von G8, einen Negationseingang von G3, einen Eingang von G13 und den zweiten Eingang von G14 angelegt.
Die Ausgänge von G5, G6, G7 und G8 sind je an einen Eingang von G11 angelegt. Der Ausgang von G11 ist den D-Eingang von FF3 angelegt. Der Q-Ausgang von FF3 ist an den Negationseingang von G1, den Negationseingang von G2 und die zweiten Eingänge von G6 und G7 angelegt.
Der Ausgang von G3 ist an den zweiten Eingang von G12 angelegt, und der Ausgang von G12 ist an den D-Eingang von FF4 angelegt. Der Q-Ausgang von FF4 ist an den Eingang von I1 und den Nichtnegationseingang von G3 angelegt. Der Ausgang von G4 ist an den zweiten Eingang von G13 angelegt, und der Ausgang von G13 ist an den D-Eingang von FF5 angelegt. Der Q-Ausgang von FF5 ist an den Eingang von I2 und an den Nichtnegationseingang von G4 angelegt. Das eine Empfangskoppler-Ausgangssignal RXI wird an dem Ausgang von I1 gebildet, und das andere Empfangskoppler-Ausgangssignal RXN wird an dem Ausgang von I2 gebildet.
Ein Busruhe-Taktsignal, das mit RXCK bezeichnet ist, wird an den D-Eingang von FF6 und an einen Eingang von G9 angelegt. Die Phase von RXCK ist verbunden mit der Phase des Taktsignals, das auf die Takt-CK-Eingänge von FF1 bis FF6 und CT gegeben wird. In einer aktuellen Ausführungsform der Erfindung war die Frequenz von RXCK das Zweifache der Bitfrequenz des empfangenden Datenstroms und hatte eine im wesentlichen konstante Phasenbeziehung zu den Bitgrenzen des Datenstroms.
Der Q-Ausgang von FF6 ist an den Negationseingang von G9 angelegt. Der Ausgang von G9 ist an den Daten-(D)-Eingang von CT angelegt. Der Übertragungs-(CO)-Ausgang von CT ist mit einem Eingang von G10 verbunden. Der Ausgang von G9 ist an den zweiten Eingang von G10 angelegt. Der Ausgang von G10 ist an den zweiten Negationseingang von G3 und G4 angelegt. Der Ausgang von G14 ist an den Lösch-(CLR)-Eingang von CT angelegt.
Im Betrieb werden die an den Ausgängen von OA1 und OA2 erzeugten gestreckten Impulse in FF1 und FF2 taktgemäß eingegeben, und sie bewirken, daß sich die Q-Ausgänge von FF1 und FF2 nach hoch verschieben, vorausgesetzt, daß der Q- Ausgang von FF3 niedrig ist. Der Ausgang von FF3 ist niedrig, wenn alle Ausgänge von G5, G6, G7 und G8 niedrig sind. Die Ausgänge von G5 und G6 sind niedrig, wenn der Ausgang von OA1 niedrig ist. Die Ausgänge von G7 und G8 sind niedrig, wenn der Ausgang von OA2 niedrig ist. Der Ausgang von G5 ist auch niedrig, wenn der Q-Ausgang von FF1 niedrig ist; die Ausgänge von G6 und G7 sind auch niedrig, wenn der Q-Ausgang von FF1 niedrig ist; und der Ausgang von G8 ist auch niedrig, wenn der Q-Ausgang von FF2 niedrig ist. Im wesentlichen verhindert das von G5 bis G8, G11 und FF3 gebildete Logiknetzwerk, daß mehr als ein Impuls durch FF1 oder FF2 für jeden Impuls, der durch OA1 bzw. OA2 erzeugt worden ist, erzeugt wird. Dieses Ergebnis wird dadurch erreicht, daß sich der Q-Ausgang von FF3 während eines Taktimpulses, nachdem sich der Ausgang von FF1 oder FF2 als Ergebnis davon, daß OA1 oder OA2 einen Impuls erzeugen, nach hoch verschoben hat, nach hoch verschiebt.
Die an dem Q-Ausgang von FF1 und FF2 erzeugten Impulse steuern die Erzeugung von Manchester-Biphasen-Signalen durch FF4 und FF5. Spezieller ist es so, daß, wenn ein Impuls, der an dem Ausgang von FF1 auftritt, taktgemäß in FF4 (durch G12) eingegeben wird, sich der Q-Ausgang von FF4 nach hoch verschiebt. Infolgedessen verschiebt sich der Ausgang von G3 nach hoch. Der hohe Ausgang von G3 hält den Q-Ausgang von FF4 hoch. Während dieser Periode bleibt der Q-Ausgang von FF5 niedrig, weil der Ausgang von FF2 niedrig ist und weil der Impuls an dem Q-Ausgang von FF1 den Ausgang von G4 nach niedrig gezwungen hat.
Wenn ein Impuls, der an dem Ausgang von OA2 erzeugt worden ist, taktgemäß in FF2 eingegeben wird, zwingt der Impuls an dem Q-Ausgang von FF2 den Ausgang von G3 nach niedrig, was zur Folge hat, daß sich der Q-Ausgang von FF4 nach niedrig verschiebt. Gleichzeitig wird der Impuls an dem Q-Ausgang von FF2 taktgemäß in FF5 (durch G13) eingegeben. Infolgedessen verschiebt sich der Q-Ausgang von FF5 nach hoch, was zur Folge hat, daß sich der Ausgang von G4 nach hoch verschiebt. Der hohe Ausgang von G4 hält den Q-Ausgang von FF5 hoch, bis ein anderer Impuls an dem Q-Ausgang von FF1 erscheint. Als ein Ergebnis dieser Art und Weise des Betriebs sind die Q-Ausgänge von FF4 und FF5 stets komplementär, d. h. in entgegengesetzten Zuständen.
FF6, CT, G9 und G10 bilden eine Busruhezwangsschaltung. Spezieller ist es so, daß es in einem Autonom-Datenterminal-Übertragungssystem notwendig ist, zu bestimmen, ob der Bus ruhig ist, bevor ein Signal durch Übertragungskoppler übertragen wird. Dieses wird durch Beurteilen des Ausgangs der jeweiligen Koppler bewerkstelligt. Die Rekonstruktionslogik des Empfangskopplers der vorliegenden Erfindung wird zwangsweise dazu gebracht, einen Busruhezustand während einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem Ende einer detektierten Botschaft zu erzeugen. Dieses wird durch RXCK in Kombination mit FF6, G9, CT und G10 bewerkstelligt. Spezieller ist es so, daß, solange eine Botschaft empfangen wird, die Impulse, die an den Q-Ausgängen von FF1 und FF2 erzeugt werden, CT über G14 kontinuierlich löschen. Infolgedessen wird eine ungenügende Anzahl von RXCK-Impulsen gezählt, um zu bewirken, daß der Ausgang des höchstwertigen Bits von G10 die Zustände verschiebt. Da Impulse an den Q-Ausgängen von FF1 und FF2 am Ende einer Botschaft enden, wird es CT ermöglicht, RXCK-Impulse (die durch FF6 und G9 differenziert worden sind) zu zählen, nachdem eine Botschaft geendet hat. Nachdem eine vorbestimmte Anzahl von RXCK Impulsen (drei in der dargestellten Ausführungsform der Erfindung) gezählt worden sind, verschiebt sich der Übertragungs-(CO)- Ausgang von CT zu einem hohen Zustand. Die nächsten RXCK- Impulse bewirken, daß sich der Ausgang von G10 zu einem hohen Zustand verschiebt. Der hohe Ausgang von G10 zwingt die Ausgänge von FF4 und FF5, den gleichen Zustand anzunehmen, welches der Busruhezustand ist. Im wesentlichen wird RXCK durch FF6 in Kombination mit G9 wiedergetaktet. CT in Kombination mit G10 bildet einen Vier-Impuls-Zähler. Spezieller ist es so, daß der Übertragungs-(CO)-Ausgang des Zweistufen-Binärzählers die Zustände verschiebt, nachdem drei Impulse gezählt worden sind. Wie oben bemerkt, schaltet der Ausgang von G10, wenn der nächste (vierte) RXCK-Impuls auftritt, die Zustände um und zwingt FF4 und FF5 in den Busruhezustand.
Wie leicht aus der vorstehenden Beschreibung erkennbar ist, stellt die Erfindung einen Empfangskoppler zur Verfügung, der Rechteckwellenformsignale, die auf einem Datenbus übertragen werden, genau wiedererzeugt. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, werden die von dem Datenbus übertragenen pseudorechteckigen Signale durch Differenzierernetzwerke, die an den Eingängen von OA1 und OA2 liegen, differenziert. Die Komparatoren, d. h. OA1 und OA2, in Kombination mit ihren RC-Ausgangsnetzwerken quadrieren und strecken die differenzierten Signale, welche dann durch die Rekonstruktionslogik verwendet werden, um die ursprünglichen Rechteckwellenformsignale zu reproduzieren. Da die Reproduktion genau ist, ist das Tastverhältnis der ersten Vollwelle, d. h. das Synchronisationsmuster des Manchester-Biphasen-Signals, das in Fig. 6 veranschaulicht ist, fünfzig Prozent. Infolgedessen werden Detektionsfehler, die aus einer Welle mit einem Tastverhältnis resultieren, welches nicht fünfzig Prozent beträgt, ausgeschaltet.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht und beschrieben worden ist, ist erkennbar, daß verschiedene Änderungen darin ausgeführt werden können, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Obwohl z. B. die Erfindung für die Verwendung in Verbindung mit einem Strommodus-Datenbus beschrieben worden ist, ist sie in gleicher Weise brauchbar in Kombination mit Spannungsmodus- Datenbussen, im besonderen einem Spannungsmodus-Datenbus, bei welchem die Empfangskoppler Transformatoren sind, die an den Datenbus angekoppelt sind. Die Erfindung ist auch in Verbindung mit anderen Arten von Datenbussen brauchbar, wie optischen Datenbussen. Im wesentlichen ist die Erfindung in Kombination mit jeder Art von Datenbus brauchbar, der Rechteckwellenformsignale überträgt, die nichtaugenblickliche Übergänge haben. Infolgedessen kann die Erfindung in anderer Weise praktiziert werden, als sie speziell hier beschrieben ist.

Claims

1. Empfangskoppler für ein Binärdaten-Übertragungssystem, das Daten in Rechteckwellenform über einen Datenbus (11) überträgt, wobei der Empfangskoppler folgendes umfaßt:

ein Kopplungsmittel zum Detektieren von durch einen Datenbus (11) übertragenen Rechteckwellen-Datensignalen und Anlegen der Signale an einen Übergangs- und Polaritätsdetektor (17);

einen mit dem Kopplungsmittel verbundenen Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) zum Empfangen der Rechteckwellenform- Datensignale und Erzeugen eines Impulses für jeden Übergang der Rechteckwellenform-Datensignale; und

ein mit dem Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) verbundenes Logikmittel (19) zum Empfangen der durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) für jeden Übergang der Rechteckwellenform-Signale erzeugten Impulse und Reproduzieren der Rechteckwellenform-Signale basierend auf den Impulsen, dadurch gekennzeichnet, daß der Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) zwei Ausgänge hat;

der Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) dazu geeignet ist, einen Impuls an einem der beiden Ausgänge für jeden Anstiegsübergang der Rechteckwellenform-Datensignale zu erzeugen und einen Impuls an dem anderen der Ausgänge für jeden Abfall- Übergang der Rechteckwellenform-Datensignale zu erzeugen, wobei das Logikmittel folgendes umfaßt:

eine erste und zweite bistabile Einrichtung; und eine Steuerlogik, die mit dem Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) und der ersten und zweiten bistabilen Einrichtung zum Steuern des Zustands der Ausgänge der bistabilen Einrichtungen derart, daß die Ausgänge der bistabilen Einrichtungen in entgegesetzt komplementären Zuständen sind, verbunden ist.

2. Empfangskoppler gemäß Anspruch 1, worin die Steuerlogik (19) bewirkt, daß der Ausgang der ersten und zweiten bistabilen Einrichtung die Zustände jedesmal umschalten, wenn ein Impuls durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) erzeugt wird.

3. Empfangskoppler gemäß Anspruch 2, worin der Übergangs- (17) und Polaritätsdetektor (18) folgendes umfaßt:

eine erste Differenzierer-Komparator-Kombination zum Differenzieren von Übergängen der Rechteckwellenform-Datensignale, die durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) von dem Kopplungsmittel empfangen worden sind, und Erzeugen eines Impulses jedesmal, wenn die erste Differenzierer-Komparator-Kombination einen Anstiegsübergang differenziert, der ein vorbestimmtes Schwellwertniveau übersteigt; und

eine zweite Differenzierer-Komparator-Kombination zum Differenzieren von Übergängen der Rechteckwellenform-Datensignale, die durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor von dem Kopplungsmittel empfangen worden sind, und Erzeugen eines Impulses jedesmal, wenn die zweite Differenzierer-Komparator-Kombination einen Abfallübergang differenziert, der ein vorbestimmtes Schwellwertniveau übersteigt.

4. Empfangskoppler gemäß Anspruch 1, worin der Datenbus (11) ein Strommodus-Datenbus ist und worin das Kopplungsmittel einen Transformator (13) zum Ankoppeln des Übergangs- und Polaritätsdetektor an den Strommodus-Datenbus umfaßt.

5. Empfangskoppler gemäß Anspruch 4, worin:

der Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) zwei Ausgänge hat; und

der Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) einen Impuls auf einem der beiden Ausgänge für jeden Anstiegsübergang der Rechteckwellenform-Datensignale erzeugt und einen Impuls auf dem anderen der Ausgänge für jeden Abfallübergang der Rechteckwellenform-Datensignale erzeugt.

6. Empfangskoppler gemäß Anspruch 5, worin das Logikmittel (19) folgendes umfaßt

eine erste und zweite bistabile Einrichtung; und

eine Steuerlogik, die mit dem Übergangs- und Polaritätsdetektor und der ersten und zweiten bistabilen Einrichtung zum Steuern des Zustands der Ausgänge der bistabilen Einrichtungen derart, daß die Ausgänge der bistabilen Einrichtungen in entgegengesetzt komplementären Zuständen sind, verbunden ist.

7. Empfangskoppler gemäß Anspruch 6, worin die Steuerlogik (19) bewirkt, daß der Ausgang der ersten und zweiten bistabilen Einrichtung die Zustände jedesmal umschaltet, wenn ein Impuls durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor erzeugt wird.

8. Empfangskoppler gemäß Anspruch 7, worin der Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) folgendes umfaßt:

eine zweite Differenzierer-Komparator-Kombination zum Differenzieren von Übergängen der Rechteckwellenform-Datensignale, die durch den Übergangs- und Polaritätsdetektor (17) von dem Kopplungsmittel empfangen worden sind, und Erzeugen eines Impulses jedesmal, wenn der zweite Differenzierer einen Abfallübergang differenziert, der ein vorbestimmtes Schwellwertniveau übersteigt.