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Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf
das Gebiet der Hochspannungsschalter, -drosseln und
-stromkreisschalter und insbesondere auf eine
Impedanzanordnung zur Begrenzung transienter Vorgänge sowohl beim
Schließen als auch beim Öffnen eines Stromkreises oder zur
Verwendung als Tuningdrossel oder strombegrenzende
Drosselanordnung.
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Schließt man eine Stromkreis-Schaltanordnung, die mit
einer wechselgekoppelten Kondensatorbatterie verbunden ist,
so können die Einschaltstromstöße Werte von 10000 bis
30000 Ampere erreichen, und es werden transiente
Spannungsspitzen großer Amplitude erzeugt. Im folgenden wird der
Ausdruck "transienter Vorgang" der Kürze halber meist durch
"Stoß" bzw. "Stromstoß" oder "Spannungsspitze" ersetzt.
Beim Aufladen von Einzelkondensatorbatterien sind die
Einschaltströme kleiner, aber es werden immer noch
Spannungsspitzen erzeugt. Solche transienten Ströme und/oder
Spannungen können unerwünschtes hörbares oder elektrisches
-auschen erzeugen und können natürlich auch zur Störung und
Beschädigung von Elementen führen, die sich im Stromkreis
befinden. Bei besonderen Anwendungen und je nach den
Stromkreisparametern liegen die Frequenzen dieser Stöße im
Bereich von 200 bis 750 Hz. Zusätzlich können transiente
Vorgänge auch bei der Abschaltung von Leistungsnetzen
auftreten, welche Reaktanzelemente enthalten. Beispielsweise
können hochfrequente Hochspannungsspitzen im
Frequenzbereich von 10 bis 100 kHz auftreten, wenn ein
Stromkreisschalter geöffnet wird. Diese transienten Vorgänge
beanspruchen
die Isolation und beschädigen diese mit der Zeit
oder erzeugen Überschläge.
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Beispiele der transienten Vorgänge, die in
Leistungsnetzen auftreten, sind in einem Artikel von Beyless et al.,
"Capacitor Switching and Transformer Transients", 1986,
IEEE PES Summer Meeting, Dok. Nr. 86SM 419-6 besprochen.
Dieser Artikel bespricht verschiedene Verfahren zur
Begrenzung transienter Vorgänge einschließlich
Schalterschließwiderstände, Schalteröffnungswiderstände, gesteuertes
Schließen, Drosseln für Kondensatorbatterien und
Einschaltsperren. Zusätzliche Beispiele verschiedener
Anordnungen, welche zur Strom- und/oder Spannungsbegrenzung in
Hochspannungs-Stromkreis Reaktanzen benutzen, sind in den
folgenden US-Patenten angegeben: 3'376'475, 3'614'530,
3'697'773, 3'836'819, 3'927'350, 4'405'967, 4'550'356 und
4'567'538. Beispielsweise betreffen die US-Patente Nr.
3'376'475, 3'836'819, 3'912'975, 3'927'350, 4'184'186,
4'550'356 und 4'567'538 verschiedene Vorschalt- oder
Schalteranordnungen zur Begrenzung von Fehlerströmen. Die
US-Patente Nr. 3'61'530 und 3'697'773 betreffen die
Begrenzung transienter Vorgänge. Die Veränderungen der
Gegeninduktivität zwischen beweglichen Spulen wird im US-Patent
Nr. 4'405'965 benutzt, um den Strom zu begrenzen. Der
Stromfluß durch die Spulen erzeugt eine Kraft, welche die
Wirkinduktivität vergrößert und dadurch den Strom
begrenzt. In verschiedenen Ausführungsformen werden
Anordnungen sowohl in Reihe als auch in Parallelschaltung
verwendet. Ein Stromkreis zur Stoßunterdrückung in
Übertragungsnetzen verwendet zwei entgegengesetzt gepolte
Windungen und ist in US-Patent Nr. 4'191'986 beschrieben.
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Eine Anordnung mit einem Vorschaltinduktor, zu
beziehen von der S & C Electric Company, Ohicago, Illinois, USA,
ist im US-Patent Nr. 4'695'918 beschrieben, welches jedoch
nach dem Prioritätsdatum der vorliegenden Patentanmeldung
veröffentlicht wurde. Diese bekannte Vorrichtung begrenzt
den vorübergehenden Einschaltstrom und/oder vorübergehende
Einschaltspannungen beim Schließen eines Stromkreises
mittels einer Stromkreisschaltvorrichtung. Der
Vorschaltinduktor befindet sich nur kurze Zeit beim Schließen der
Stromkreisschaltvorrichtung im Stromkreis. Daher benötigt
man den Vorschaltinduktor nicht, um momentane oder
kurzzeitige Netzströme aufzunehmen, sondern er braucht den Strom
des Stromkreises nur während der Vorschaltzeit nach dem
Einschaltstrom aufzunehmen. Weiterhin erzielt man eine
Wirkimpedanz bei den Einschaltfrequenzen mit einem
Vorschaltinduktor, der etwa die gleiche Größe wie
Vorschaltwiderstände aufweist, jedoch leichter ist. Da der
Vorschaltinduktor nur relativ geringe Verluste besitzt, sind
die Anforderungen an die Dissipation der Energie
beträchtlich geringer als bei Vorschaltwiderständen. Während die
Verluste und die Reaktanz des Vorschaltinduktors bei der
Quellfrequenz des Stromkreises niedrig sind, ist die
Wirkimpedanz bei den Einschaltfrequenzen beträchtlich höher, da
die Einschaltfrequenzen normalerweise 5 bis 10 mal höher
als die Quellfrequenzen liegen.
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Demgemäß ist die Anordnung eines Vorschaltinduktors
wirksam, um Einschaltstromstöße und/oder
Einschaltspannungsspitzen zu begrenzen, die beim Schließen des
Stromkreises auftreten, wenn Kondensatorblöcke geladen werden.
Während die Anordnung eines Vorschaltinduktors eine
Verbesserung vor bekannter Anordnungen zur Begrenzung von
transienten Vorgängen beim Schließen des Stromkreises darstellt,
kann in bestimmten Fällen der Vorschaltinduktor sich mit
anderen Peaktanzen im Stromkreis verbinden, was zu
hochfrequenten Spitzenspannungen beim Öffnen des Stromkreises
führt. Dies kann ebenfalls bei festen Drosselspulen
auftreten,
die sich im Stromkreis befinden, oder mit anderen
vorbekannten Kombinationen von Öffnungsinduktoren usw.
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Bei bestimmten Anwendungen ist daher die Verwendung
des Vorschaltinduktors oder einer festen Drosselspule wegen
der Bildung hochfrequenter Stöße beim Öffnen des
Stromkreises oft ausgeschlossen. Ein einfacher drahtgewickelter
Widerstand ist nicht praktisch, da der drahtgewickelte
Hochspannungs-Dämpfungswiderstand immer eine Induktivität
besitzt, die bei den hohen Frequenzen der schwingenden
transienten Vorgänge eine hohe Impedanz aufweist.
Zusätzlich würde eine einfache Dämpfung mittels eines
nichtinduktiven Widerstandes nicht sehr wirksam sein, da der
Widerstandswert des Dämpfungswiderstandes groß genug sein muß,
um eine Dissipation von Energie während der Vorschaltzeit
begrenzen zu können.
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Das Dokument DE-C-971'695 offenbart eine
Impedanzanordnung zur Verwendung in einem Hochspannungs-Stromkreis,
wobei die Impedanzanordnung eine erste Wicklung mit einer
ersten festgelegten Induktivität und eine mit der ersten
Wicklung parallel geschaltete zweite Wicklung mit einer
zweiten festgelegten Induktivität enthält und die genannte
zweite Wicklung gegensinnig zur genannten ersten Wicklung
gewickelt ist, derart, daß eine festgelegte gegenseitige
Induktivität zwischen der ersten Induktivität und der
zweiten Induktivität definiert ist, und wobei die zweite
Wicklung einen zweiten festgelegten Widerstand besitzt.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine
Impedanzanordnung zur Verwendung in einem Hochspannungs-Stromkreis
geschaffen, wobei die Impedanzanordnung eine erste Wicklung
mit einer ersten festgelegten Induktivität und eine mit der
ersten Wicklung parallel geschaltete zweite Wicklung mit
einer zweiten festgelegten Induktivität enthält und die
genannte zweite Wicklung gegensinnig zur genannten ersten
Wicklung gewickelt ist, derart, daß eine festgelegte
gegenseitige Induktivität zwischen der ersten Induktivität
und der zweiten Induktivität definiert ist, und wobei die
zweite Windung einen zweiten festgelegten Widerstand
besitzt, und die Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß
der zweite festgelegte Widerstand so ausgelegt ist, daß er
eine Impedanz aufweist, welche mindestens das 10-fache der
Reaktanz der genannten ersten Induktivität bei einer ersten
festgelegten Frequenz beträgt.
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Die Erfindung wird am besten durch Verweis auf die
beigelegte Zeichnung verständlich, und zwar sowohl
bezüglich des Aufbaus als auch des Betriebsverfahrens, zusammen
mit weiteren Aufgaben und Vorteilen, und in der Zeichnung
bedeuten:
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Fig. 1 eine Seitenansicht einer
Impedanzanordnung nach den Grundlagen der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 2 eine Zeichnung des elektrischen Schemas
der Ersatzschaltung der Impedanzanordnung gemäß Fig. 1;
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Fig. 3 die Zeichnung des elektrischen Schemas
einer Beispielsschaltung, an der die Impedanzanordnung
gemäß Fig. 1 und 2 angewandt werden kann;
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Fig. 4 und 5 grafische Darstellungen der Größe und
des Phasenwinkels der Impedanz in Abhängigkeit von der
Frequenz bei der Impedanzanordnung gemäß vorliegender
Erfindung; und
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Fig. 6 und 7 grafische Darstellungen, die die
Verminderung der transienten Vorgänge zeigen, welche durch die
Verwendung der Impedanzanordnung gemäß Fig. 1 und 2
erreicht werden.
Detailbeschreibung
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Unter Bezugnahme auf Fig. 1 und 2 ist ersichtlich,
daß die Impedanzanordnung 10 der vorliegenden Erfindung
eine erste Induktivitätwindung 12 und eine zweite
entgegengesetzt gewickelte Widerstandswicklung 14 aufweist; die
Wicklungen 12 und 14 sind in der Ersatzschaltung gemäß
Fig. 2 so dargestellt, daß sie eine Induktivität und einen
Widerstand enthalten. Wie insbesondere aus Fig. 2
hervorgeht, weist die erste Induktivitätswicklung 12 eine
Induktivität L1 und einen Widerstand R1 auf. Auf ähnliche Weise
setzt sich die zweite entgegengesetzt gewickelte
Widerstandswicklung 14 aus einem Widerstand R2 und einer
Induktivität L2 zusammen. Wie durch die Polaritätspunkte in
Fig. 2 neben den Induktivitäten L1 und L2 angedeutet wird,
ist die zweite gegensinnig gewickelte Widerstandswicklung
14 in einer der ersten Induktivitätswicklung 12
entgegengesetzten Richtung gewickelt. Die Wicklungen 12 und 14 sind
in der Impedanzanordnung 10 derart angeordnet, daß sich
ein hoher Grad von Kopplung oder Gegeninduktivität zwischen
den Induktivitäten L1 und L2 ergibt.
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Wie nachstehend mehr im einzelnen zu besprechen ist,
gestattet es die Auswahl der Parameter R1, R2 sowie L1, L2
zusammen mit der Kopplung zwischen den Induktivitäten L1
und L2, daß die Impedanzanordnung 10 in einem ersten
Frequenzbereich vorwiegend als Induktor arbeitet, während die
Impedanzanordnung 10 in einem zweiten Frequenzbereich, der
höher als der erste Frequenzbereich ist, sich vorwiegend
als Widerstand verhält. Beispielsweise können im ersten
Frequenzbereich Stoßfrequenzen auftreten, wenn die
Impedanzanordnung 10 entweder als Vorschaltimpedanz oder feste
Drosselspule eingesetzt wird und ein Stromkreisschalter zur
Aufladung einer einzelnen Kondensatorbatterie oder zur
Einschaltung von wechselgekoppelter Kondensatorbatterien
geschlossen wird. Zusätzlich können Stoßfrequenzen im
zweiten Frequenzgebiet auftreten, wenn der Stromkreis
geschlossen wird oder wenn andere transiente Vorgänge im Netz
angetroffen werden.
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Eine Vorschalt-Induktoranordnung mit nur einer ersten
Induktivitätswicklung 12, dargestellt in der
Ersatzschaltung gemäß Fig. 2, kann mit einer Stromschaltvorrichtung
zur Begrenzung transienter Vorgänge beim Schließen des
Stromkreises eingesetzt werden. Bei einer solchen
Anordnung wirkt die erste Induktivitätswicklung 12 als
Stoßbegrenzung beim Schließen des Stromkreises. Die Frequenzen
der Stöße beim Schließen des Stromkreises werden durch
die Impedanz des Vorschaltinduktors und den zu schaltenden
Stromkreis bestimmt. Hierzu kann ebenfalls auf die
US-Patente Nr. 3'576'414, 3'566'061 und 4'324'959 zur
Veranschaulichung verschiedener Vorschaltanordnungen verwiesen
werden, die mit Schaltvorrichtungen verwendet werden.
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Wenn allein die erste Induktivitätswicklung 12 als
Vorschaltinduktor bei der Öffnung des Stromkreises
verwendet wird, so kann die Impedanz der ersten
Induktivitätswicklung 12 des Vorschaltinduktors zusammen mit der
Impedanz des Stromkreises, der zu schalten ist, Stöße mit viel
höherer Frequenz als jene erzeugen, die beim Schließen des
Stromkreises angetroffen werden. Beispielsweise können
Stoßfrequenzen, die bei der Öffnung des Stromkreises
auftreten, im ersten Frequenzbereich liegen, beispielsweise
zwischen etwa 200 und 750 Hz in speziellen Stromkreisen,
während die Stoßfrequenzen während der Öffnung des
Stromkreises im zweiten Frequenzgebiet liegen können,
beispielsweise von 10 bis 200 kHz. Die Frequenz der Stöße bei der
Stromkreisöffnung sind daher normalerweise mindestens 10
mal höher und können mehr als 1000 mal höher sein als
diejenigen, die beim Schließen des Stromkreises auftreten.
Der Vorschaltinduktor, für den die erste
Induktivitätswicklung 12 ein Beispiel ist, erzeugt eine außerordentlich
hohe Impedanz bei den höherfrequenten Stößen während der
Stromkreisöffnung, dämpft jedoch nicht wirksam die
entstehenden Spannungsspitzen.
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Gemäß wichtiger Gesichtspunkte der vorliegenden
Erfindung bringt die zweite gegensinnig gewickelte
Widerstandswicklung 14 der Impedanzanordnung 12 zusammen mit
gegenseitiger Kopplung der Induktivitäten L1 und L2 die
Impedanzanordnung dazu, in einem zweiten Frequenzbereich
vorwiegend als Widerstand zu wirken; beispielsweise bei den
Stoßfrequenzen während der Stromkreisöffnung, so daß eine
wirksame Dämpfung dieser Stöße erreicht wird. Um die Art
und Weise zu zeigen, mit der die Impedanzanordnung 10 der
vorliegenden Erfindung beim Öffnen und Schließen des
Stromkreises arbeitet, soll die Impedanzanordnung 10 nun
als Vorschaltimpedanz mit den in Fig. 1 gezeigten
Konstruktionsmerkmalen sowie in einer Vorschalt-Stromkreis-
Anordnung mit bestimmten Parametern beschrieben werden, und
dies wird nachstehend in Verbindung mit den Fig. 3 bis 7 im
einzelnen ausgeführt. Es sollte jedoch daran erinnert
werden, daß das besondere Beispiel auf keine Weise als
Einschränkung anzusehen ist, da die Impedanzanordnung der
vorliegenden Erfindung als feste Leitungsdrossel, als
Tuningdrossel, Strombegrenzungsdrossel oder ähnliche verwendet
werden kann und nicht auf Vorschalt-Impedanzanordnungen
beschränkt ist.
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Wenn man die Struktur der besonderen, in Fig. 1
veranschaulichten Ausführungsform der Impedanzanordnung 10
betrachtet, so wird die Impedanzanordnung 10 als Hohlzylinder
oder Zylinderschale 16 nach einem bekannten Verfahren
hergestellt, bei dem Glasfaserstränge oder ein anderes
Glasfasermaterial mit Epoxyharz behandelt und auf einem
zusammenlegbaren Dorn mit der gewünschten Anzahl von Windungen
aufgebaut wird. Induktoren, die nach diesem Verfahren
hergestellt werden, sind beispielsweise von der Trench Electric
in Toronto, Kanada, erhältlich. Die Zylinderschale 16 wird
mit der ersten Induktivitätswicklung 12 und der zweiten
gegensinnig gewickelten Widerstandswicklung 14 nach dem
obigen Verfahren hergestellt, indem man zwei oder mehrere
konzentrische Draht lagen aufbaut und in Epoxyharz getauchtes
Glasfasermaterial verwendet, um Schichten auf den Umfang
aufzubringen, die die Drahtlagen tragen und die Drähte
außerdem beschichten und einkapseln, und zwar auf der
Innenseite und der Außenseite des Hohlzylinders 16. Nachdem
die verschiedenen Schichten gehärtet sind, wird der Dorn
zusammengelegt und entfernt.
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Wie in Fig. 1 gezeigt ist, werden eine oder mehrere
Drahtlagen, von denen jede eine Induktivitätswicklung
bildet, zur Herstellung der ersten Induktivitätswicklung 12
angebracht, um die gewünschte Gesamtinduktivität und den
gewünschten Widerstand der Wicklung 12 zu erzielen. In der
speziellen Ausbildung gemäß Fig. 1 sind zwei Schichten 18,
20 dargestellt. Zusätzlich werden zur Bildung der zweiten
entgegengesetzt gewickelten Widerstandswicklung 14 eine
oder mehrere Drahtlagen, Bezugszeichen 22, über die Lagen
18, 20 in entgegengesetzter Richtung gewickelt. Die Lagen
aus Epoxy-Glasfaser-Material sind allgemein mit 24 und 30
bezeichnet. Die jeweiligen oberen Enden 32, 34 und 36 der
Drahtlagen 22, 18 und 20 sind miteinander und mit dem
oberen Montageteil der Anschlußbuchse 38 verbunden. Auf
ähnliche Weise sind die jeweiligen unteren Enden 40, 42 und 44
der Drahtlagen 22, 18 und 20 miteinander und mit dem
unteren Montageteil der unteren Anschlußbuchse 46 verbunden.
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Betrachtet man nun die in Fig. 3 dargestellte
spezifische Anwendung in einem Stromkreis, so ist eine
Schaltanordnung 50 so ausgebildet, daß sie einen
Kondensatorblock 52 mit einer Stromquelle 54 selektiv verbinden
oder voneinander trennen kann. Die Schaltvorrichtung 50
umfaßt einen Stromkreisunterbrecher 56 und einen
Zentralkontakt-Trennschalter 58. Beispielsweise weist der
Trennschalter 58 zwei Schaltmesser 60, 62 auf, mit denen ein
Kontakt an einer Trennöffnung 59 geschlossen und
unterbrochen werden kann. Der Stromkreisunterbrecher 56 besitzt
ein oder mehrere Paare trennbarer Kontakte, die allgemein
mit 64 bezeichnet sind.
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Der Zentralkontakt-Trennschalter 58 ist mit zwei
Vorschaltanordnungen 66, 68 versehen, von denen jede eine
Impedanzanordnung 10 und einen zugehörigen Schaltarm 70, 72
aufweist. Die Schaltarme 70, 72 bilden eine Vorschalt-
Trennstelle 74. Beim Schließen der Haupttrennstelle 59
und bei geschlossenen Unterbrecher-Kontakten 64, um die
Kondensatorbatterie 52 von der Stromquelle 54 aufzuladen,
werden die Trennmesser 60, 62 und die Schaltarme 70, 72 in
Schließrichtung verschwenkt, so daß über die Trennstelle
74 zwischen den Schaltarmen 70, 72 ein Lichtbogen
überspringt und sich ein Leitpfad durch die Impedanzanordnungen
10 ausbildet, bevor ein Leitpfad durch die Schaltmesser 60,
62 vollständig ausgebildet ist. Für eine detailliertere
Beschreibung der Stromkreis-Schaltanordnung 50 mit
zugehörigen Vorschaltanordnungen wird auf das US-Patent Nr.
3'576'414 verwiesen.
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Während dem Schließen des Stromkreises und der
Aufladung der Kondensatorbatterie 52, und bevor der Leitpfad
zwischen den Schaltmessern 60 und 62 vollständig
ausgebildet ist, werden die Einschaltstromstöße und/oder die
Einschaltspannungsspitzen dank der Impedanz der ersten
Induktivitätswicklung
12 der Impedanzanordnung 10 in Reihe mit
der Stromquelle 54 und der Kondensatorbatterie 52 über den
Leitpfad der Schaltarme 70, 72 begrenzt. Wie vorstehend
schon ausgeführt wurde, wird die Frequenz der transienten
Vorgänge durch die Impedanz des Stromkreises
einschließlich der Kondensatorbatterie und der Induktivität der
Impedanzanordnung 10 sowie auch anderen Stromkreisimpedanzen
bestimmt. Wenn beispielsweise die erste
Induktivitätswicklung 12 einen Induktivitätswert L1 von 10 mHy und die
Kondensatorbatterie eine Kapazität von 7,7 Mikrofarad
aufweist, liegen die Stoßfrequenzen im Bereich von 500 bis
600 Hz, wobei wesentliche Auswirkungen anderer Impedanzen
nicht betrachtet werden. Bei dieser Frequenz beträgt die
Impedanz der ersten Induktivitätswicklung 12 etwa 30 oder
40 Ohm induktiver Reaktanz zwecks Begrenzung des
vorübergehenden Einschaltstroms. Die Widerstandskomponente R1 der
ersten Induktivitätswicklung 12 dient weiterhin zur
Dämpfung der transienten Vorgänge, wird jedoch mit einem
niedrigen Widerstandswert gewählt, um die Energie zu begrenzen,
die beim Schließen abgegeben werden muß. Die
Widerstandskomponente R2 der zweiten gegensinnig gewickelten
Widerstandswicklung wird hoch genug gewählt, um unerwünschte
Verlustleistungen während der Vorschaltzeit zu vermeiden.
Die Widerstandskomponente R2 wird ebenfalls viel höher als
die effektive Impedanz der ersten Induktivitätswicklung 12
im Frequenzgebiet von 200 bis 750 Hz gewählt und bringt auf
diese Weise die Auswirkung der zweiten gegensinnig
gewickelten Widerstandswicklung 14 auf den Stromkreis in Bereich
von 200 bis 750 Hz auf ein Minimum. In einer speziellen
Ausbildung der Impedanzanordnung 10 beträgt R1 2,5 Ohm, L1
10,00 mHy, R2 3,3 kOhm, L2 9,60 mHy, und die Kopplung von
L1 mit L2 schafft eine Gegeninduktivität LM von 9,66 mHy.
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In Fig 4 und 5 ist die Impedanz von Impedanzanordnung
10 bezüglich der Frequenz dargestellt; die durchgezogene
Kurve in Fig. 4 zeigt deren Größe und die durchgezogene
Kurve in Fig. 4 deren Phasenwinkel an. Die gestrichelten
Kurven in Fig. 4 und 5 zeigen die Impedanz der ersten
Induktivitätswicklung 12 ohne die Beteiligung und die
Wirkungen der zweiten gegensinnigen Widerstandswicklung 14. Im
Frequenzgebiet von 200 bis 750 Hz sind die Größe und der
Phasenwinkel der Impedanz der parallelen Kombination der
Wicklungen 12 und 14 im wesentlichen identisch mit
derjenigen der ersten Induktivitätswicklung 12 allein. Wie den
Kurven in Fig. 4 und 5 entnommen werden kann, arbeitet die
Impedanzanordnung 10 vorwiegend als induktive Reaktanz im
Frequenzbereich von 200 bis 750 Hz.
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Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 3 und auf die
obenstehenden Ausführungen zeigt es sich, daß beim Öffnen der
Unterbrecherkontakte 64 und der Trennmesser 60, 62
hochfrequente Stöße, beispielsweise im Bereich von 50 bis
200 kHz, wegen der gegenseitigen Auswirkungen zwischen der
Induktivität L1 und anderen kapazitiven Widerständen des
Stromkreises auftreten können. Die hochfrequente
schwingende Wellenform der transienten Vorgänge ist in Fig. 6 und
7 dargestellt, wobei Fig. 7 ein Ausschnitt aus Fig. 6 mit
vergrößerter Zeitskala darstellt.
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Daß in Übereinstimmung mit wichtigen Gesichtspunkten
der vorliegenden Erfindung die Impedanzanordnung 10 bei den
höheren Frequenzen vorwiegend als Widerstand arbeitet, geht
aus Fig. 4 hervor. Darin ist die zweite gegensinnige
Widerstandswicklung 14 in Gegenrichtung zur ersten
Induktivitätswicklung 12 geschaltet, und mit den Werten von L1 und
L2 und einer geeigneten gegenseitigen Kopplung der
Induktivitäten L2 und L1 ergibt sich diese vorwiegende
Arbeitsweise. Auf ähnliche Weise wird die Dämpfung der transienten
Vorgänge durch die Impedanzanordnung 10 durch die Kurven
84, 86 in Fig. 6 bzw. 7 gezeigt. Um eine beste
Arbeitsweise
zur Begrenzung und Dämpfung der transienten Vorgänge zu
erzielen, arbeitet die Impedanzanordnung 10 in Anwesenheit
höherfrequenter Stöße als Widerstand, wobei dies bei einer
besonderen Ausbildung dadurch erzielt wird, daß L1
10,00 mHy und L2 9,60 mHy beträgt und die Wicklungen wie in
Fig. 1 derart gekoppelt sind, daß die gegenseitige
Induktivität Lm 9,66 mHy beträgt. Demgemäß wird die
Induktivität L1 der ersten Induktivitätswicklung 12 im
Frequenzgebiet von 50 bis 200 kHz fast vollständig unwirksam. Wenn
beispielsweise eine getrennte Widerstandswicklung wie etwa
14 ohne die gegenseitige Kopplung von L2 mit L1 verwendet
würde, so wäre die wirksame Dämpfung wegen der hohen
Impedanz der Induktivität 2 der zweiten gegensinnigen
Widerstandswicklung 14 stark vermindert, welche in Reihe mit dem
Dämpfungswiderstand R2 liegt.
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Es sind nun verschiedene Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung dargestellt und beschrieben worden; es ist
klar, daß verschiedene Anänderungen dem Fachmann geläufig
sind, ohne daß vom Geltungsbereich der angefügten
Ansprüche abgewichen wird. Es sollte beispielsweise bemerkt
werden, daß die Parameter derart gewählt werden können, daß
die gewünschten Eigenschaften bei unterschiedlichen
Frequenzen oder über unterschiedliche Frequenzbereiche erzielt
werden.