DE3782864T2

DE3782864T2 - Schaltnetzteil.

Info

Publication number: DE3782864T2
Application number: DE8787305317T
Authority: DE
Inventors: Alan Anderson Hoover
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1986-06-25
Filing date: 1987-06-16
Publication date: 1993-06-09
Anticipated expiration: 2007-06-17
Also published as: HK1000234A1; US4692852A; CA1266131A; EP0251551B1; DE3782864D1; EP0251551A3; JP2851843B2; JPS636972A; EP0251551A2; FI872732A0; KR880001158A; FI872732A; KR960010483B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Schaltnetzteile, wie eine Schaltnetzteil-Versorgungen für Video-Anzeigegeräte.
Die US 4,335,423 beschreibt ein Schaltnetzteil, welches aufweist: eine Energiequelle; einen Leistungsübertrager; Ausgangs-Schaltmittel, die mit einer ersten Wicklung des Leistungsübertragers und der Quelle gekoppelt sind; erste und zweite Lastschaltungen, die mit zweiten und dritten Wicklungen des Übertragers gekoppelt sind und die Energie von der Quelle entnehmen; eine erste Rückkopplungswicklung des Übertragers zum Bilden einer ersten Rückkopplungsspannung, die repräsentativ für Änderungen der Belastungen des Übertragers ist; und eine Steuerschaltung, die mit der ersten Rückkopplungswicklung und der Ausgangs-Schalteinrichtung - zum Steuern ihres Schaltens - gekoppelt sind, dies in Übereinstimmung mit der ersten Rückkopplungsspannung, um die Energieübertragung zwischen der Quelle und der Lastschaltung zu regulieren; eine zweite Rückkopplungswicklung des Übertragers zum Bilden einer zweiten Rückkopplungsspannung, die repräsentativ für Änderungen der Belastung des Transformators ist, wobei die Steuerschaltung mit der zweiten Rückkopplungswicklung zum Steuern der Ausgangs-Schalteinrichtung, auch in Übereinstimmung mit der zweiten Rückkopplungsspannung gekoppelt ist.
In einem Schaltnetzteil eines Sperrwandlertyps wird beispielsweise eine gleichgerichtete Netz-Versorgungsspannung der Primärwicklung eines Leistungsübertragers zugeführt. Ein Zerhacker-Schalter (chopper switch), der von einer Steuerschaltung angesteuert wird, regelt die Spannungen der Sekundärwicklungen. Der Leistungsübertrager kann als Elektroisolations-Sperre dienen, und zwar zwischen der Netzversorgung und den elektrisch isolierten Lastschaltungen, die mit den Sekundärwicklungen des Übertragers gekoppelt sind. Um die elektrische Isolation aufrechtzuerhalten, wird eine Spannungs- Rückkopplung zu der Steuerschaltung über eine Rückkopplungswicklung durchgeführt, die elektrisch von den vorgenannten Sekundärwicklungen isoliert ist. Ein solches Netzteil wird in der DE 2807 219-A1 beschrieben.
Wenn das Schaltnetzteil einen Fernsehempfänger oder ein Video-Anzeigegerät speist, wird die Spannung, die von einer der elektrisch isolierten Sekundärwicklungen erzeugt wird, gleichgerichtet, um eine Versorgungsspannung (B+) für eine Zeilen- Ablenkschaltung zu erzeugen. Die Spannung, die von einer anderen elektrisch isolierten Sekundärwicklung gebildet wird, kann gleichgerichtet werden, um eine DC-Versorgung für eine andere Last bereitzustellen, die eine hohe Leistung benötigt, und die mit ihrer Belastung variiert. Eine solche Schaltung kann ein Stereo Klangverstärker sein.
Aufgrund der inhärenten Streuinduktivität, die zwischen der Rückkopplungswicklung und den Sekundärwicklungen besteht, kann die Spannung der Rückkopplungswicklung nicht genau die Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen repräsentieren, während starke Lastwechsel auftreten, z. B. aufgrund der Audio-Schaltung. Eine ungenügende Regelgenauigkeit der Ausgangsspannungen kann die Folge sein; wenn aber eine der Lastschaltungen die Zeilen-Ablenkschaltung ist, kann eine bemerkbare Rasterbreiten- Modulationen auftreten.
Gemäß einem Vorteil der Erfindung wird ein Schaltnetzteil vorgeschlagen, welches aufweist: eine Energiequelle; einen Leistungsübertrager; Ausgangs-Schaltmittel, die mit einer ersten Wicklung des Übertragers und mit der Quelle gekoppelt sind; erste und zweite Lastschaltungen, die mit zweiten und dritten Wicklungen des Übertragers gekoppelt sind und die Energie aus der Quelle entnehmen; eine erste Rückkopplungswicklung des Übertragers zum Bilden einer Rückkopplungsspannung, die repräsentativ für Variationen der Last des Übertragers ist; und eine Steuerschaltung, die mit der ersten Rückkopplungswicklung und den Ausgangs-Schaltmitteln gekoppelt ist zum Steuern des Schaltens letzterer in Übereinstimmung mit der ersten Rückkopplungsspannung, um den Energiefluß zwischen der Quelle und den Lastschaltungen zu regulieren; eine zweite Rückkopplungswicklung des Übertragers zum Bilden einer zweiten Rückkopplungsspannung, die repräsentativ für Wechsel in der Belastung des Übertragers ist; wobei die Steuerschaltung mit der zweiten Rückkopplungswicklung gekoppelt ist zum Steuern der Ausgangs-Schaltmittel auch in Übereinstimmung mit der zweiten Rückkopplungsspannung; dadurch gekennzeichnet, daß die erste Rückkopplungsspannung magnetisch relativ eng (tightly) mit einer der zweiten und dritten Wicklungen gekoppelt ist und wobei die zweite Rückkopplungswicklung magnetisch relativ schwach/locker (loosely) mit der einen Wicklung gekoppelt ist.
Ein anderer Vorteil der Erfindung ergibt sich aus einem Verfahren. Mit dem Verfahren wird eine Versorgungsspannung abgeglichen, die von einer ersten Versorgungswicklung eines Schalt-Übertragers (HF-Übertragers) in einem Schaltnetzteil erzeugt wird, das von einer variierbaren Lastschaltung belastet wird, die mit einer zweiten Versorgungswicklung des Übertragers gekoppelt ist, wobei eine Rückkopplungsspannung, die von dem Übertrager gebildet wird und in ihrem Wert von einem abgleichbaren Impedanznetzwerk abgeglichen wird, zu einer Steuerschaltung des Schaltnetzteiles gekoppelt wird zum Steuern der Versorgungsspannung. Dieses Verfahren ist gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte. Bereitstellen der Rückkopplungsspannung als Kombination von - durch das Impedanznetzwerk abgleichbaren - Anteilen (Verhältnissen) von zwei Rückkopplungsspannungen, die von dem Übertrager mit Bezug auf die zweite Versorgungswicklung unterschiedlich erzeugt werden; periodisches Be- und Entlasten der zweiten Versorgungswicklung; Erfassen der Modulation der Versorgungsspannung, die durch das Be- und Entlasten erhalten wird; und Abgleichen des Impedanznetzwerks in Übereinstimmung mit der erfaßten Modulation der Versorgungsspannung, womit die kombinierten Anteile (das Verhältnis) der zwei Versorgungsspannungen variiert wird.
In den Zeichnungen stellen dar:
Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung als Schaltnetzteil für ein Video- Anzeigegerät.
Fig. 2A - schematisch - einen Aufbau eines Leistungs-Übertragers, der in einer Schaltung gemäß Fig. 1 verwendbar ist, wenn nur eine einzelne Rückkopplungswicklung erforderlich ist.
Fig. 2B - schematisch - einen Aufbau für einen Leistungsübertrager in der Schaltung gemäß Fig. 1, wobei zwei Rückkopplungswicklungen vorgesehen sind.
Fig. 3 einen Einrichtungs-Schaltungsaufbau, der zum ordnungsgemäßen Abgleich der Potentiometereinstellung des Netzteils gemäß Fig. 1 verwendet wird.
Das Schaltnetzteil 20 der Fig. 1 speist die verschiedenen Lastschaltungen eines Fernsehempfängers oder eines Video-Anzeigegerätes. Im Schaltnetzteil 20 ist eine Quelle 21 einer AC-Netzversorgungsspannung zwischen Eingangsanschlüssen 22 und 23 eines Vollwellen-Brückengleichrichters 26 gekoppelt zur Bildung einer nicht geregelten DC- Versorgungsspannung Vin zwischen einem Ausgangsanschluß 24 und einem Stromrücklauf-Anschluß 25. Ein Siebkondensator C7 ist zwischen die Anschlüsse 24 and 25 gekoppelt. Der Stromrücklauf-Anschluß 25 dient als Erdanschluß/Masse 60, der elektrisch nicht vom AG-Netz 21 isoliert ist und in Fig. 1 als "hot ground" (Bezugspotential der Primärseite) bezeichnet wird
Die ungeregelte Spannung Vin wird einer Primärwicklung P eines Schalt- Leistungsübertragers T1 zugeführt. Ein Zerhackerschalter Q1 wird mit der Primärwicklung P gekoppelt und durch eine Schaltspannung VG angesteuert, die von einer Schaltbetriebs-Steuerschaltung 29 gebildet und der Eingangs-Gate-Elektrode des Transistors Q1 über einen Widerstand R6 zugeführt wird. Überstromschutz wird durch einen Abtast-Widerstand R5 (Meßwiderstand) bewirkt, der den Strom in der Primärwicklung P und im Transistor Q1 erfaßt/abtastet. Die am Abtast-Widerstand R5 gebildete Spannung wird zu der Steuerschaltung 29 über eine Signalleitung 36 gekoppelt, um das Schaltsignal VG im Überlastzustand abzuschalten.
Beim Schalten des Zerhacker-Transistors Q1 entsteht an der Primärwicklung P Wechselspannung zur Erzeugung von Wechselspannungen in den Sekundärwicklungen S1, S2 und S3. Die relativen Wicklungspolaritäten der Primär- und Sekundärwicklungen sorgen für eine eine sperrwandlerartige Arbeitsweise. Die Steuerschaltung 29 arbeitet entweder mit Pulsbreitenmodulation oder mit variabler Frequenz bei fester Einschaltdauer oder mit einer Kombination beider Arbeitsweisen.
Während des Sperrintervalls (flyback intervall) jedes Schaltzyklus wird die Wechselspannung an der Sekundärwicklung S1 durch eine Diode D1 halbwellengleichgerichtet und durch einen Kondensator C1 gefiltert, um eine DC- Versorgungsspannung V1 zu erzeugen, die einen Stereo-Klangverstärker 30 mit Strom speist. Die Wechselspannung an der Sekundärwicklung S2 wird während des Sperrintervalls durch eine Diode D2 gleichgerichtet und durch einen Kondensator C2 gefiltert, um eine DC-Versorgungsspannung V2 zu erzeugen, die die anderen Lastschaltungen 31 des Fernsehempfängers speist, wie die Luminanz-Ghrominanz Verarbeitungsstufen.
Die Wechselspannung in der Sekundärwicklung S3 wird durch eine Diode D3 gleichgerichtet und durch einen Kondensator C3 gefiltert, um eine Gleichspannung B+ für eine Horizontal-(Zeilen) Ablenkschaltung 40 zu erzeugen. Die Horizontal- Ablenkschaltung 40 erzeugt in einer Horizontal-Ablenkwicklung LH einen Horizontal- Ablenkstrom, dessen Amplitude die Funktion der Amplitude der Spannung B+ ist. Ein durch die Horizontal-Ablenkschaltung 40 gebildeter Rücklauf-Spannungspuls (retrace pulse voltage) wird der Primärwicklung W1 eines Horizontal-Rücklaufübertragers 12 (horizontal flyback transformer) zugeführt, um in den Sekundärwicklungen W2, W3 und W4 Rücklauf-Spannungspulse zu erzeugen.
Die Spannung in der Wicklung W2 wird durch eine Diode D6 gleichgerichtet und durch einen Kondensator C6 gefiltert, um eine DG-Versorgungsspannung V4 für eine Vertikal- Ablenkschaltung 32 zu erzeugen. Die Spannung in der Wicklung W4, einer Hochspannungswicklung, wird einer Hochspannungsschaltung 50 zugeführt, um an einem Endanodenanschluß U eine Nachbeschleunigungs-Spannung (ultor accelerating potential) für die Bildröhre des Fernsehempfängers zu erzeugen; der nicht in Fig. 1 dargestellt ist.
Der in der Wicklung W3 gebildete Rücklauf-Spannungspuls gibt Informationen zur Steuerung und Synchronisation, zum Beispiel für die Bild-Austastung (video-blanking) und das Hochspannungs-Abschalten (high voltage shutdown). So wird beispielsweise der in der Wicklung W3 gebildete Rücklauf-Spannungspuls einer Hochspannungs-Shutdown- Schaltung 33 zugeführt, zur Bildung eines Shutdown-Signals SD auf einer Signalleitung 35 als Reaktion auf eine überhöhte Rücklaufpuls-Amplitude. Das Signal SD wird der Schaltbetriebs-Steuerschaltung 29 (SM-Steuerschaltung) zugeführt, um unter Shutdown- Bedingungen den Betrieb des Zerhackerschalters zu stoppen.
Um unter Fernsteuerungsbedingungen (remote control environment) eine normale On- Off-Funktionsfähigkeit (des Netzteils) zu gewährleisten, wird ein Fernsteuerungsempfänger 28 mit einem Transistorschalter Q2 gekoppelt, der die Erregung der Spule eines On-Off-Relais PL steuert. Soll der Fernsehempfänger vom Standby-Betrieb auf Normalbetrieb umgeschaltet werden, so wird die Relaisspule durch einen Empfänger 28 über einen Transistor Q2 erregt, so daß der mechanische Schaltteil des Relais PL in Kontakt treten kann mit dem primärgeerdeten Anschluß 60, um so die Signalleitung 34 zu erden. Durch das Erden der Signalleitung 34 kann die Schaltbetriebs- Steuerschaltung 29 den Normalbetrieb zur Erzeugung eines Zerhackersignals VG aufnehmen.
Der Fernsteuerungsempfänger 28 und die Spule des Relais PL werden im Standby- Betrieb durch ein Ersatz-Netzteil 27 mit einer Standby-Versorgungsspannung VSB versorgt. Die Spannung VSB ist von der AC-Netzversorgung abgeleitet, die mit der Versorgungsspannung für den Standby-Betrieb durch einen Netz-Herabsetz- Transformator T3 gekoppelt ist.
Um eine elektrische Berührungsisolierung (electrical shock hazard isolation) von der AC Netzversorgungsquelle 21 (AC mains source) zu gewährleisten, ist ein Großteil der Fernsehempfänger-Stromkreise an einem elektrisch isolierten Potential oder einem Stromrücklauf-Anschluß 70 geerdet, der in Fig. 1 als "kalt geerdet" (sekundärseitiges Bezugspotential) bezeichnet wird. Relativ wenige Bauteile oder Schaltungen sind am nichtisolierten, hot-ground-Anschluß 60 geerdet. Wie in Fig. 1 dargestellt, wird eine Isolationssperre geschaffen, bei der nur an relativ wenigen Punkten eine Signal- oder Stromübertragung über diese Sperre stattfindet.
Eine Elektro-Isolationssperre besteht zwischen der Primär- und Sekundärwicklung des Standby-Übertragers 13, zwischen der Spule und dem mechanischen Schaltteil des Relais PL und zwischen den Eingangs- und Ausgangsbereichen der Hochspannungs-Shutdown- Schaltung 33. Eine Isolationssperre für die Hochspannungs-Shutdown-Schaltung 33 kann durch die Verwendung beispielsweise eines Optokopplers hergestellt werden.
Eine weitere Isolationssperre wird durch den Schalt- Leistungsübertrager 11 gebildet. Die Primärwicklung P und der Zerhackerschalter Q1 sind elektrisch nicht isoliert von der Wechselstromquelle 21, während die Sekundärwicklungen S1-S3 von ihr elektrisch isoliert sind. Die SM-Steuerschaltung 29 ist vorteilhafterweise nicht von der AG- Netzversorgungsquelle 21 isoliert, so daß die Schaltspannung VG direkt (DC coupled) an den Zerhackertransistor Q1 gekoppelt wird. Diese Anordnung umgeht die Notwendigkeit eines weiteren elektrischen Isolierpunktes am Treiber des Zerhackerschalters oder am Strom-Überlast-Meßpunkt.
Die Steuerschaltung 29 hat Bezug zum heiß geerdeten ("hot-ground") Anschluß 60, während die geregelten Ausgangsspannungen B+, V1 und V2 Bezug zum isolierten Masse-/Erdanschluß 70 haben; die Information bezüglich der Ausgangsspannungs- Rückkopplung müssen also über die Isolationssperre 80 übertragen werden. Um ein für die Ausgangsspannung repräsentatives Signal auf der potentialfesten Seite (hot side) der Isolationssperre 80 zu erzeugen, wird eine Rückkopplungswicklung FB1 des Leistungsübertragers 11 primärseitig geerdet (hot-ground referenced). Die Spannung in der Rückkopplungs-Wicklung FB1 wird durch eine Diode D4 während des Rücklaufintervalls jedes Schaltzyklus gleichgerichtet, um eine Gleichspannung VFB1 zu erzeugen, die durch den Kondensator C4 gefiltert wird.
Über den Schleifer des Potentiometers R1, den Schleifer des Widerstands R3 der Spannungsteiler-Widerstände R2, R3 und R4, die zwischen dem heiß geerdeten Anschluß 60 und dem Schleifer des Potentiometers R1 gekoppelt sind, wird die Rückkopplungsspannung VFB1 einem Fehler-Eingangsanschluß E der SM- Steuerschaltung 29 zugeführt. Die Schaltspannung VG wird durch die Steuerschaltung 29 variiert in Übereinstimmung mit den Veränderungen der Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen, wie dies zum Teil durch Veränderungen in der Rückkopplungsspannung VFB1 repräsentiert wird.
Im Normalbetrieb des Fernsehempfängers dient die Spannung VFB1 auch als Gleichstrom-Versorgung VCC für die SM-Steuerschaltung 29. Während des Standby- Betriebs wird die Spannung VCC von der ungeregelten Eingangsspannung VIN über einen Vorwiderstand R7 und eine Diode D7 bezogen. Eine mit der Verbindung des Widerstandes R7 und der Diode D7 gekoppelte Zenerdiode, stabilisiert die Spannung VCC während des Standby-Betriebes. Im Normalbetrieb erhält die Diode D7 durch die Spannung VFB1 eine Negativ-Vorspannung (reverse biased).
Bei vielen Fernsehempfängern verlangt die Horizontal-Ablenkschaltung eine relativ hohe Pegelungsgenauigkeit ihrer B+ Versorgung. Schon kleine Abweichungen der B+ Spannung erzeugen unerwünschte Änderungen in der Rastergröße.
Wenn keine direkte Abtastung der B+ Spannung erfolgt, sondern wenn diese durch eine getrennte Rückkopplungswicklung wie zum Beispiel die Wicklung FB1 von Fig. 1, erfolgt, so ist eine Pegelungsgenauigkeit der B+ Spannung kaum zu erreichen. Eine Ursache für diese Pegelungsschwierigkeiten liegt darin, daß die Rückkopplungswicklung nicht alle an den Sekundärwicklungen auftretenden Spannungen exakt erfassen kann. Als Beispiel betrachte man die Netzversorgungsanordnung der Fig. 1. Die Netzversorgung 20 erzeugt drei Sekundär-Versorgungsspannungen, eine B+ Ablenkungs- Versorgungsspannung, eine V1-Klang-Versorgungsspannung, um einen mit fünf Watt pro Kanal arbeitenden Stereo-Klangverstärker 30 zu speisen, und eine V2-Versorgung, um verschiedene andere Fernsehempfänger-Lasten zu speisen, die in Fig. 1 gemeinsam als andere Lastschaltungen 31 dargestellt sind.
Die dynamischen Belastungs-Charakteristika dieser drei Versorgungen sind recht unterschiedlich. Die B+ Ablenkungs-Versorgungsspannung dient als eine Versorgung für die Horizontal-Ablenkschaltung 40 und beliefert zusätzlich die Hochspannungsschaltung 50 und die Vertikal-Ablenkschaltung 32 über einen Sperrwandler-Übertrager 12 mit Strom. Jede signifikante Veränderung in der B+ Versorgung verursacht eine merkbare Rastergrößenmodulation sowohl in der Breite als auch in der Höhe. Die V1 Tonversorgungslast (audio supply load) hat je nach Tonprogramm-Material und Lautstärkeeinstellung unterschiedlich dynamische Charakteristika. Die V2 Versorgung hat deswegen eine relativ konstante Last, weil sie hauptsächlich Stromkreise mit Kleinsignalen versorgt. Nennenswerte Spannungsänderungen in der V2 Versorgung sind tolerierbar, da lineare Regler in Reihe mit den Lasten verwendet werden können.
Wird die Lautstärke eines Stereo-Klangverstärkers 30 hoch eingestellt, erscheint die Modulation der B+ Spannung als Funktion des Tonprogramm-Materials. Folglich kann eine unerwünschte Modulation der Rastergröße als Funktion des Tonprogramm-Materials auftreten.
Ein weiterer Faktor zur toninduzierten Spannungsmodulation von B+ ist das Vorhandensein und die Verteilung der Streuinduktivität zwischen den Sekundärwicklungen S1-S3 des Schalt-Leistungsübertragers T1. Die Fig. 2A stellt schematisch die Bauweise eines Leistungsübertragers T1' dar beim Vorhandensein einer einzigen Rückkopplungswicklung, die als Wicklung FB bezeichnet wird. Ist nur eine einzige Rückkopplungswicklung vorgesehen, kann eine Pegelgenauigkeit der B+ Spannung - frei von Tonschwankungen - kaum erreicht werden. Fig. 2B stellt in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung die Bauweise eines Leistungsübertragers dar, der als Übertrager T1 der Fig. 1 verwendet werden kann; wobei zwei Rückkopplungswicklungen FB1 und FB2 für später zu beschreibende Zwecke vorgesehen sind.
Mit Ausnahme der Rückkopplungswicklungsanordnung sind die Leistungsübertrager T1' und T1 ähnlich konstruiert. Alle Wicklungen sind lagenweise auf einer Plastikspule gewickelt, die auf dem Mittelschenkel (center leg) eines Ferritkerns mit E-E Konfiguration aufgebracht ist, was nur zum Teil in den Fig. 2A und 2B dargestellt ist. Der Querschnittsbereich des Mittelschenkels hat eine Größenordnung von 1.9 cm² (0.29 square inch). Die Zahl der Windungen jeder Lage umfassen sieben Stränge von 0.2546 mm (30 gauge) emaillierten Kupferdrahtes, wobei die Höhe jeder Lage bei 0.76mm (30 mils) liegt. Die Wicklungstraverse jeder Lage beträgt ungefähr 18 mm (0.70 inch).
Die Primärwicklung P umfaßt zwei Lagen PA und PB; jede Lage mit 12 Windungen. Die B+ Sekundärwicklung S3 umfaßt auch zwei Lagen, S3A und S3B, wobei jede davon 14 Windungen besitzt. Die Sekundärwicklung S1 der Tonversorgung besitzt eine Lage mit 6 Windungen, während die Sekundärwicklung S2 eine Lage mit vier Windungen hat.
Die Windungen S1 und S1 belegen dieselbe Lage und liegen nebeneinander, wobei die Mitte der Wicklungstraverse der Sekundärwicklung S1 an der Stelle CLS1 und die Mitte der Wicklungstraverse der Sekundärwicklung S2 an der Stelle CLS2 liegt. Die Lage mit den Windungen S1 und S2 befindet sich zwischen den Sekundär-Wicklungslagen S3A und S3B. Die Lage S3A ist über die Primärwicklungslage PA gewickelt; die Primärwicklungslage PB ist über die Sekundärwicklungslage S3B gewickelt. Die drei Sekundärwicklungslagen sind somit zwischen den zwei Primärwicklungslagen angeordnet.
Ein Mylar Isolierband mit einer geeigneten Dicke von z. B. 0.15mm (6 mils), das die Berührspannungs-Isolierung von der Netzversorgung 21 der Fig. 1 sicherstellt, ist zwischen jeder Primärwicklungslage und jeder angrenzenden Sekundärwicklungslage angeordnet. Ein Mylar-Isolierband mit geringerer Dicke, d. h. 0,05mm (2 mils) ist zwischen jeder benachbarten Sekundärwicklungslage angebracht.
Wie bereits dargelegt, verlangt die B+ Versorgungsspannung eine exakte Regelung; im Gegensatz dazu ist die Versorgungsspannung mit den größten Lastschwankungen die V1 Tonversorgungsspannung. Aus Diskussionsgründen sei angenommen, daß der speerwandler-Übertrager T1' der Fig. 2A als Leistungs-Potentialtrennübertrager von Fig. 1 verwendet wird, wobei nur eine Rückkopplungswicklung, die als Dreiwicklungs- Wicklung FB in Fig. 2A bezeichnet ist, eingesetzt wird, um die Fehlerspannung VE für die SM-Steuerschaltung 29 zu erzeugen.
In einem ersten Alternativentwurf kann die exakte B+ Regelung bei der idealen Voraussetzungen, wenn zwischen der B+ Versorgungswicklung S3 und der Tonversorgungswicklung S1 eine extrem lockere (schwache) magnetische Kopplung besteht, erreicht werden. Bei einer lockeren Kopplung von B+ Versorgungswicklung S3 und Tonversorgungswicklung S1 werden große Lastschwankungen mit denen die Tonwicklung S1 belegt ist, nur einen minimalen Effekt auf die durch die Wicklung S3 erzeugte Spannung haben.
In einem zweiten Alternativentwurf kann die exakte B+ Regelung bei der idealen Voraussetzungen, wenn zwischen der B+ Versorgungswicklung 53 und der Rückkopplungswicklung FB des Übertragers T1' eine enge (tight) Kopplung besteht, erreicht werden. Alle Spannungsschwankungen in der Wicklung S3 würden exakt abgetastet durch die eng gekoppelte Rückkopplungswicklung FB.
In einem dritten Alternativentwurf kann die exakte Regelung der B+ Spannung erreicht werden, wenn die ideale Voraussetzung gegeben ist, daß ein kritischer Wert der magnetischen Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und B+ Versorgungswicklung S3 und zwischen Rückkopplungswicklung FB und Tonversorgungswicklung S1 aufrechterhalten wird. Ist die magnetische Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und Tonversorgungswicklung zu eng im Verhältnis zur Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und B+ Versorgungswicklung S3, wird die SM-Steuerschaltung 29 übermäßig auf Tonlastschwankungen reagieren. Eine große dynamische Torlast wird eine Über- Regelung der B+ Spannung zur Folge haben: unter starken Tonbelastungen tritt eine Zunahme der B+ Spannung ein. Die Zunahme in der B+ Versorgungsspannung wird zu einer Zunahme der Rastergröße führen. Wenn die magnetische Kopplung zwischen der Rückkopplungswicklung FB und der Tonversorgungswicklung S1 zu locker ist im Verhältnis zur magnetischen Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und B + Versorgungswicklung S3 und die Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und der B+ Versorgungswicklung S3 nicht einwandfrei ist, dann tritt der gegenteilige Effekt ein: Eine Verdichtung der Rastergröße.
Durch das Bereitstellen eines Kopplungs-Grenzwertes (critical value) zwischen Rückkopplungswicklung FB und Tonversorgungswicklung S1 und zwischen Rückkopplungswicklung FB und B+ Tonversorgungswicklung S3, bleibt die durch die Rückkopplungswicklung FB erzeugte Rückkopplungs-Spannung relativ unempfindlich gegen Tonlastschwankungen; dadurch werden tonlastinduzierte Veränderungen der Rastergröße vermieden.
Da die Gesamtkonstruktion der Übertragerwicklung größtenteils durch wirtschaftliche Überlegungen und Herstellungsfragen bestimmt wird, sind die beiden ersten Alternativentwürfe - praktisch gesehen - mit zuvielen Schwierigkeiten in Design und Konstruktion behaftet, so daß sie zur Herstellung eines Schalt-Leistungsübertragers relativ unerwünscht sind.
Obwohl die Anordnung des dritten Alternativentwurfs realisierbar ist, beinhaltet sie doch einen kritischen Wert für die Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und B+ Versorgungswicklung S3 und für die Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB und Tonversorgungswicklung S1. Eine Massenfabrikation eines solchen Übertragers kann schwierig sein. Geringe Verschiebungen bei der traversen Anbringung der Wicklung FB auf der Plastikspule können schon eine Veränderung der B+ Spannungsregelung von ±1 V oder mehr zur Folge haben. Unerwünschte Schwankungen in der Rastergröße können auftreten, wenn die B+ Spannung um größere Beträge als ±0.4 V schwankt. Ebenfalls kann die Trennung zwischen jeder Windung der Wicklung FB kritisch für eine exakte Spannungsregelung sein.
In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Übertrager-Wicklungsanordnung verwendet, bei der zwei Rückkopplungswicklungen FB1 und FB2 von Fig. 2B vorgesehen sind. Die Spannungen in den zwei Rückkopplungswicklungen VFB1 und VFB2 werden, wie in Fig. 1 dargestellt, gleichgerichtet und gefiltert zur Bildung der Rückkopplungsspannungen VFB1 und VFB2. Die durch die Rückkopplungswicklung FB2 gebildete Spannung wird durch eine Diode D5 während des Sperrintervalls des Chopper-Schaltens gleichgerichtet. Das Filtern geschieht durch einen Kondensator C5. Die Rückkopplungsspannungen VFB1 und VFB2 werden im Potentiometer R1 proportional addiert; die addierte - am Schleifer des Potentiometers R1 gebildete - Rückkopplungsspannung wird durch die Widerstände R2-R4 geteilt, um eine Fehlerspannung VE am Schleifer des Potentiometers R3 - zur Steuerung des Betriebs der SM-Steuerschaltung 29 - zu erzeugen.
Fig. 2B stellt die Anordnung der Dreiwindungs-Rückkopplungswicklungen FB 1 und FB2 auf der Spule des Übertragers T1 in einer bevorzugten Anordnung nach der Erfindung dar. Die Rückkopplungswicklung FB1 ist seitlich oder quer auf der Spule an einer Stelle aufgebracht, die einen hohen Grad an magnetischer Kopplung mit der Tonsekundärwicklung S1 hat. Wie in Fig. 2B dargestellt, ist der Mittelpunkt CLF1 der Wicklungstraverse der Rückkopplungswicklung FB1 über dem Mittelpunkt CLS1 der Wicklungstraverse der Tonversorgungswicklung S1. Zusätzlich sind die Spulenköpfe der Rückkopplungswicklung FB1 seitlich innerhalb der Spulenköpfe der Ton- Sekundärwicklung S1 angeordnet.
Die zweite Rückkopplungswicklung, die Wicklung FB2, ist auf der Spule des Übertragers T1 angeordnet, um die Kopplung zur Tonversorgungswicklung S1 lockerer zu gestalten als die Kopplung der Wicklung FB1 zu der Wicklung S1. Deshalb ist in der dargestellten Anordnung der Mittelpunkt GLF2 der Wicklungstraverse der Rückkopplungswicklung FB2 über dem Mittelpunkt CLS2 der Wicklungstraverse der anderen Sekundärwicklung - der Wicklung S2 - angeordnet. Die Spulenköpfe (end turns) der Rückkopplungswicklung FB2 sind seitlich innerhalb der Spulenköpfe der Sekundärwicklung S2 angebracht.
Der Vorteil der Anordnung der oben beschriebenen Rückkopplungswicklungen FB1 und FB2 liegt in der großen Toleranzbreite bei der Herstellung der Übertrager.
Wegen des Unterschieds in der magnetischen Kopplung zwischen der Tonversorgungswicklung S1 und den zwei Rückkopplungswicklungen FB1 und FB2, reagieren die beiden Rückkopplungswicklungen unterschiedlich auf Toniastwechsel. Weil die Rückkopplungswicklung FB1 enger an die Tonversorgungswicklung S1 gekoppelt ist, als die Rückkopplungswicklung S2, wird eine starke Tonlast mehr zur Abnahme der Rückkopplungsspannung VFB1 als zur Abnahme der Spannung VFB2 tendieren, die von der schwächer gekoppelten Rückkopplungswicklung FB2 stammt. Da die beiden Rückkopplungsspannungen proportional im Potentiometer R1 addiert werden, ist der Einfluß der Rückkopplungsspannung VFB1 im Verhältnis zur Rückkopplungsspannung VFB2 regelbar in Übereinstimmung mit der Einstellung des Potentiometers.
Bei einer Aufwärtsbewegung des Schleifers des Potentiometers R1 von Fig. 1 wird die resultierende Rückkopplungsspannung VF stärker in Richtung der Spannung VFB1 gewichtet. Bei einer Abwärtsbewegung des Schleifers des Potentiometers R1, wird die resultierende Rückkopplungsspannung VF stärker in Richtung der Spannung VFB2 gewichtet. So kann die Tendenz der B+ Spannung, durch die Wirkungen der Tonlast auf die Tonversorgungswicklung S1 moduliert zu werden, auf Null abgeglichen werden, und zwar einfach durch Abgleichen des Potentiometers R1. Der Einfluß der resultierenden Rückkopplungsspannung VF kann nunmehr ohne weiteres zwischen den zwei Rückkopplungsspannungen VFB1 und VFB2 proportioniert werden. Dieses Proportionieren macht das Erfordernis nach exakten Wicklungstoleranzen bei der Herstellung der Übertrager weniger zwingend.
Die folgende Tabelle zeigt Meßwerte für die B+ Spannung, die Rückkopplungsspannungen VFB1 und VFB2 und für Rasterbreitenänderungen bei verschiedenen Einstellungen des Schleifers des Potentiometers R1 - gemessen einmal mit voller Tonlast und einmal ohne Tonlast. Die Messungen wurden bei einem Schaltnetzteil
- ähnlich dem Schaltnetzteil 20 - durchgeführt, das in einem Farbfernsehempfänger mit einer 110º, 26V Diagonal-Inline-Bildröhre, verwendet wurde. Zur Simulation einer vollen Toniast wurde ein 47 Ohm-Widerstand in der V1 Tonversorgung angeordnet. Zur Simulation einer Nullast wurde der Widerstand von der V1 Tonversorgung entkoppelt. Die Tabelle veranschaulicht den relativen Einfluß der Rückkopplungswicklungen FB1 und FB2 auf die Regelung der B+ Spannung als Funktion der Tonbelastung. Einstellung des Schleifers R1 Gemessene Spannung Wert bei keiner Audio/Tonlast (Volt) Wert bei voller Audio/Tonlast Rasterbreiten-Änderung bei Anlegen der Last Nahe dem Anschluß E1 Ausdehnung um 1/2 Inch Nahe dem Anschluß E2 Kontraktion um 1/2 Inch Am Ausgleichspunkt I Keine bemerkbare Änderung
Der Schleifer des Potentiometers R1 befindet sich in der negativen Rückkopplungs- Pegelschleife des Schaltnetzteils 20. Die SM-Steuerschaltung 29 ändert die an den Zerhacker-Transistor Q1 angelegte Schaltspannung VG so, daß die Rückkopplungsspannung VF im wesentlichen unverändert bleibt.
Wird der Schleifer des Potentiometers R1 nach oben in seine oberste Position bewegt, ist der Widerstand zwischen Schleifer und Anschluß E1 minimal; während der Widerstand zwischen Schleifer und Anschluß E2 maximal ist. Die Rückkopplungsspannung VF reagiert daher stärker auf tonlastinduzierte Änderungen der Rückkopplungsspannung VFB1, die von der eng gekoppelten Wicklung FB1 stammt, als auf Änderungen der Spannung VFB2, die von der lose gekoppelten Rückkopplungswicklung FB2 stammt.
In dieser Situation sorgt die SM-Steuerschaltung 29 für eine Regelung der Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen in Übereinstimmung mit den abgetasteten Änderungen der Rückkopplungsspannung VFB1. Wird der Schleifer des Potentiometers R1 in die Nähe des Anschluß E1 gebracht - wie in der Tabelle veranschaulicht - wird die Rückkopplungsspannung VFB1 durch die SM-Steuerschaltung 29 so geregelt, daß sie relativ unverändert bleibt beim Übergang von Nullast zu Vollast.
Unter diesen Bedingungen erfolgt jedoch ein Anstieg der B+ Spannung (over-regulated), wobei sie von einem Pegel von 130.0 Volt - ohne Audiobelastung - auf 131.2 Volt bei voller Audiobelastung steigt. Das Resultat ist eine unerwünschte Ausdehnung der Rasterbreite von ungefähr 1/2 Inch bei voller Tonlast.
Der Anstieg der Spannung B+ (over-regulation) ist auf die engere magnetische Kopplung zwischen Rückkopplungswicklung FB1 und Tonversorgungswicklung S1 zurückzuführen. Bei voller Tonlast ist die Spannungsabnahme an der Rückkopplungswicklung FB1, während des Zerhacker-Sperrintervalls, relativ größer als die Spannungsabnahme in der B+ Versorgungswicklung S3. Die SM-Steuerschaltung 29, die direkt auf die Spannungsabnahme in der Rückkopplungswicklung FB1 reagiert, stellt das Schalten des Zerhacker-Transistors Q1 nach, um die Spannungsamplitude in der Rückkopplungswicklung FB1 auf ihren vorherigen Pegel zurückzuführen. Die Wirkung der Nachführung des Zerhacker-Schaltens soll eine Zunahme der Amplitude der Spannung in der B+ Versorgungswicklung S3 bewirken, die über der Amplitude liegt, die nötig ist, um einen konstanten B+ Pegel aufrechtzuhalten; dies führt zu einer Zunahme der B+ Spannung bei voller Tonlast und einer Ausdehnung der Rasterbreite
Eine analoge Situation gilt auch, wenn der Schleifer des Potentiometers R1 in seine unterste Stellung gebracht wird, die für einen minimalen Widerstand zwischen Schleifer und Anschluß E2 und einen maximalen Widerstand zwischen Schleifer und Anschluß E1 sorgt. Die Rückkopplungsspannung VF wird mehr durch die Rückkopplungsspannung VFB2 als durch die Rückkopplungsspannung VFB1 beeinflußt.
Wenn der Schleifer des Potentiometers R1 in die Nähe von Anschluß E1 bewegt wird
- wie in der Tabelle dargestellt -, reagiert die SM-Steuerschaltung 29 auf Tonlastwechsel, indem sie die Spannung VFB2 relativ konstant hält beim Übergang von Nullast zu Vollast. Das Resultat ist ein Abfall der Spannung B+ (under-regulation) wobei die B+ Spannung bei voller Tonlast von ihrem Nullastpegel abnimmt. Dies erzeugt eine unerwünschte Rasterbreitenkontraktion von ungefähr 1/2 Inch.
Weil die Rückkopplungswicklung FB2 schwächer mit der Tonversorgungswicklung S1 gekoppelt ist, spiegelt sich eine Abnahme der Amplitude der in der B+ Versorgungswicklung S3 gebildeten Spannung - als Folge einer erhöhten Tonlast - nicht als eine adäquate Abnahme der Amplitude der Spannung in der Rückkopplungswicklung FB2, wider. Die SM-Steuerschaltung 29 bringt daher die B+ Spannung nicht völlig auf den Pegel zurück, der nötig ist, um die B+ Spannung bei erhöhter Tonlastpegel konstant zu halten.
Die relativen Beiträge der Rückkopplungwicklungen FB1 und FB2 zur Bildung einer Rückkopplungsspannung VF können abgeglichen werden, um relativ wenig Änderungen der Spannung B+ zwischen Ton-Nullast und Ton-Vollast zu erzeugen. Durch Abgleichen des Schleifers auf eine Zwischenposition an einem Zwischenanschluß I des Potentiometers R1, werden die Rückkopplungsspannungen VFB1 und VFB2 am Schleifer proportional addiert, und zwar so, daß der Überkompensationseffekt während erhöhter Tonlast der Rückkopplungswicklung FB1 ausgeglichen wird durch den Unterkompensationseffekt der Rückkopplungswicklung FB2.
Wenn sich der Schleifer des Potentiometers R1 am Zwischenanschluß I befindet, bleibt die Spannung B+ - wie in der Tabelle dargestellt - zwischen Ton-Null- und Ton-Volllast relativ unverändert, so daß keine bemerkbare Änderung der Rasterbreite zwischen den beiden Belastungszuständen entsteht.
Die ausgleichenden Wirkungen (balance effekt) der zwei Rückkopplungswicklungs- Spannungen können auch den Werten der letzten Reihe der Tabelle entnommen werden. Wegen der anteiligen Addition der zwei Rückkopplungsspannungen reagiert die SM- Steuerschaltung 29 - um die resultierende Rückkopplungsspannung VF relativ konstant zu halten - mit einer Unterreaktion (under-respond) auf erhöhte tonlastinduzierte Änderungen in der Rückkopplungswicklung VFB1 und mit einer Überreaktion (overrespond) auf erhöhte tonlastinduzierte Änderungen in der Rückkopplungswicklung VFB2. Die Netzwirkung besteht in einem Ausgleich (balance) der Reaktionen der zwei Rückkopplungswicklungen in einer Weise, bei der die Spannung B+ und die Rasterbreite relativ unverändert bleiben.
Das Verfahren der Einstellung des Schleifers des Potentiometers R1 um den Ausgleichspunkt-Anschluß I zu lokalisieren, ist wie folgt. Erst mißt man die Spannung B+ ohne Audiobelastung. Dann wird der Schleifer des Spannungsteiler-Widerstands R3 eingestellt, um eine Fehlerspannung VE zu bilden, die den vorgeschriebenen Spannungspegel B+ ergibt. Als nächstes wird die Tonversorgungswicklung S1 bis zu ihrem vollen Belastungspegel belastet, z. B. durch Aniegen eines geeigneten Widerstandes in der V1 Spannungsversorgung. Sodann wird erneut die Spannung B+ gemessen und der Schleifer des Potentiometers R1 so eingestellt, daß die Spannung B+ wieder ihren vorgeschriebenen Pegel erreicht. Die Stelle, an der sich der Schleifer nach einem solchen Abgleich befindet, ist der Zwischen-Ausgleichspunkt-Anschluß I (intermediate balance point terminal I).
Infolge von Konstruktions-Toleranzen des Übertragers T1 und Unterschieden im Durchlaßspannungsabfall der Dioden D4 und D5 werden die Spannungen VFB1 und VFB2 normalerweise ohne Audiolast ungleich sein. Folglich wird ein Abgleich des Potentiometerschleifers von R1 die Anfangseinstellung des Potentiometerschleifers von R3 beeinflussen. Deshalb muß der Abgleichvorgang für gewöhnlich mehrere Male wiederholt werden, bis beide Potentiometereinstellungen korrekt sind.
In Übereinstimmung mit einem vorteilhaften Merkmal der Erfindung wird ein Lastwiderstand RL am Sieb-Kondensator C5 von Fig. 1 angeordnet, um die Rückkopplungswicklung FB2 mit wesentlichen demselben Betrag zu belasten, mit dem die Rückkopplungswicklung FB1 durch Liefern von Versorgungsspannung VCC zur Steuerschaltung 29 belastet wird. Der Abgleich oder das Anpassen der Belastung der beiden Rückkopplungswicklungen ist wünschenswert, weil die gleichgerichteten DC- Spannungen VFB1 und VFB2 dann nahezu gleich sind; dies resultiert in einer geringeren Abweichung der B+ Spannung, wenn R1 abgeglichen wird.
Die Fig. 3 stellt einen Stromkreis dar, der vorteilhafterweise für den zuvor beschriebenen Vorgang der B+ Spannungseinstellung genutzt werden kann. In Fig. 3A wird ein Lastwiderstand 43, äquivalent zu dem Lastwiderstand der Tonschaltung 30 von Fig. 1 bei voller Tonlast, an die V1 Versorgung durch einen Transistor Q3 geschaltet. Die Schaltgeschwindigkeit des Transistors Q3 wird durch einen mit 5 Hertz arbeitenden Rechteckgenerator 41 gesteuert, der mit der Basis des Transistors Q3 über einen Widerstand 42 gekoppelt ist. Um jede tonlastinduzierte Modulation der B+ Spannung durch den Schalt-Lastwiderstand 43 messen zu können, wird die B+ Spannung über einen Kondensator 44 ac-gekoppelt, durch einen 10 Hz-Tiefpaßfilter 45 dritter Ordnung gefiltert und an ein Voltmeter 46 angeschlossen.
Der Vorgang des B+ Abgleichs des Impedanznetzwerks mit Potentiometern R1 und R3 unter Nutzung der Schaltung von Fig. 3, ist wie folgt: Das Potentiometer R3 wird - bei abgeschaltetem Generator 41 und im unbelasteten Zustand - abgeglichen, um einen vorgeschriebenen Spannungspegel der B+ Spannung zu erhalten. Der Generator 41 wird aktiviert, um den Lastwiderstand 43 abwechselnd mit der V1 Tonversorgung zu koppeln oder von ihr zu abzukoppeln und zwar mit der 5 Hz Frequenz des Rechteck-Generators 41. Das Schalten des Lastwiderstands 43 erzeugt einen 5 Hertz-Wechsel in der Belastung des Übertragers T1 zwischen Nullast und Vollast der Tonversorgungswicklung 51.
Vorausgesetzt der Potentiometer-Schleifer R1 befindet sich nicht am Ausgleichspunkt- Anschluß I von Fig. 1, so resultiert das Schalten des Lastwiderstands 43 in einer 5 Hz-Modulation des Versorgungsspannungspegels B+. Die Amplitude der B+ Modulation wird durch das AC-Voltmeter 46 gemessen. Dann wird der Schleifer des Potentiometers R1 eingestellt, um annähernd Null-Volt auf der Anzeige des Voltmeters 46 zu erhalten. Wenn eine Null-Volt-Anzeige erreicht ist, ist der Potentiometerschleifer korrekt am Ausgleichspunkt-Anschluß I eingestellt, wodurch bei Lastwechseln an der Tonversorgungswicklung 51 eine Modulation von B+ eliminiert wird oder im wesentlichen Null ist.
Eine Frequenz von 5 Hertz wurde für das Schalten des Lastwiderstands 43 ausgewählt, weil diese bedeutend anders ist, als die vertikale Ablenkfrequenz, die außerdem ein Ripple (Oberschwingung) in der B+ Versorgungsspannung erzeugt. Der Tiefpaß 45 verhindert, daß das AC-Voltmeter 46 die Vertikalraten-Oberschwingung (vertical rate ripple) mißt.

Claims

1. Schaltnetzteil

- mit einer Energiequelle (26);

- mit einem Leistungsübertrager (Transformator, T1);

- mit Ausgangs-Schaltmitteln (Q1), die an eine erste Wicklung (P) des Übertragers (T1) und an die Quelle (26) gekoppelt sind;

- erste und zweite Lastschaltungen (30, 40), die mit zweiten (S3) und dritten (S1) Wicklungen des Übertragers (T1) gekoppelt sind und die von der Quelle (26) Energie erhalten;

- mit einer ersten Rückkopplungs-Wicklung (FB1) des Übertragers (T1) zum Bilden einer ersten Rückkopplungsspannung (VFB1), die repräsentativ für Änderungen in der Belastung des Übertragers (T1) ist;

- mit einer Steuerschaltung (29), die mit der ersten Rückkopplungswicklung (FB1) und den Ausgangs-Schaltmitteln (Q1) zum Steuern ihres Schaltens in Übereinstimmung mit der ersten Rückkopplungsspannung gekoppelt ist, um die Energieübertragung zwischen der Quelle (26) und den Lastschaltungen (30, 40) zu regulieren;

- mit einer zweiten Rückkopplungswicklung (FB2) des Übertragers (T1) zum Bilden einer zweiten Rückkopplungsspannung (VFB2), die repräsentativ für Lastwechsel am Übertrager ist;

- wobei die Steuerschaltung (29) mit der zweiten Rückkopplungswicklung (FB2) zum Steuern der Ausgangs-Schaltmittel (Q1) auch in Übereinstimmung mit der zweiten Rückkopplungsspannung (VFB2) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, - daß die erste Rückkopplungswicklung (FB1) magnetisch relativ eng (tightly coupled) mit einer der zweiten (S3) und dritten (S1) Wicklungen gekoppelt ist und

- daß die zweite Rückkopplungswicklung (FB2) magnetisch relativ schwach (loosely coupled) mit der einen Wicklung gekoppelt ist.

2. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wicklung (P) und die zwei Rückkopplungswicklungen (FB1, FB2) elektrisch nicht von der Quelle (26) isoliert sind und daß die zweite Wicklung (S3) von ihnen elektrisch isoliert ist.

3. Netzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (VFB1) und die zweite (VFB2) Rückkopplungsspannungen sich um verschiedene Beträge entsprechend der Variationen der Belastungen (Lastwechsel) verändern.

4. Netzteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem eine zweite Lastschaltung (30) mit einer dritten Wicklung (S1) des Transformators gekoppelt ist und sie eine veränderbare Energiemenge von der Quelle entnimmt, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungswicklungen (FB1, FB2) Rückkopplungsspannungen bereitstellen, die sich um unterschiedliche Beträge - in Übereinstimmung mit der unterschiedlichen Energiemenge, die von der zweiten Lastschaltung (30) aufgenommen wird - verändern.

5. Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wicklung (P) und die zwei Rückkopplungswicklungen (FB1, FB2) elektrisch nicht von der Quelle (26) isoliert sind, wohingegen die zweite (S3) und dritte (S1) Wicklung von ihnen elektrisch isoliert ist.

6. Netzteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Mittel (R1) zum Addieren der ersten (VFB1) und der zweiten (VFB2) Rückkopplungsspannungen, um eine dritte Rückkopplungsspannung (VF) zu erzeugen, die das Schalten der Ausgangs-Schaltmittel (Q1) steuert.

7. Netzteil nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Last-Angleichungsmittel (RL), die mit einer (FB2) der Rückkopplungswicklungen zum Abgleich der an den beiden Rückkopplungswicklungen (FB1, FB2) auftretenden Belastung gekoppelt sind.

8. Verfahren zum Abgleich einer Versorgungsspannung, die von einer ersten Versorgungswicklung (S3) eines Schalt-Übertragers (T1) in einem Schaltnetzteil (20) gebildet wird, welches von einer variablen Lastschaltung (30) belastet wird, die mit einer zweiten Versorgungswicklung (S1) des Übertragers (T1) gekoppelt ist,

wobei eine Rückkopplungsspannung (VF), die von dem Übertrager (T1) gebildet und ihrem Wert von einem abgleichbaren Impedanznetzwerk (R1, R2, R3, R4) abgeglichen wird, mit einem Steuer-Schaltkreis (29) des Schaltnetzteiles (20) gekoppelt ist, um die Versorgungsspannung zu steuern, gekennzeichnet durch (folgende Verfahrensschritte):

- Bereitstellen der Rückkopplungsspannung als Kombination von - von dem Impedanznetzwerk (R1, R2, R3, R4) abgleichbaren - Anteilen (proportions) der zwei Rückkopplungsspannungen (FB1, FB2), die von dem Übertrager (T1) mit Bezug auf die zweite Versorgungswicklung (S1) unterschiedlich erzeugt wird;

- periodisches Be- und Entlasten (durch Q3) der zweiten Versorgungswicklung (S1);

- Erfassen (46) der Modulation der Versorgungsspannung, die durch das Be- und Entlasten erzeugt wird; und

- Abgleichen (R1) des Impedanznetzwerkes (R1, R2, R4, R3) in Übereinstimmung mit der erfaßten Modulation der Versorgungsspannung, wodurch die kombinierten Anteile der zwei Rückkopplungsspannungen verändert werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgleich-Verfahrensschritt aufweist:

- Abgleichen des Impedanznetzwerkes (R1, R2, R3, R4), um im wesentlichen keine Modulation der Versorgungsspannung zu erzeugen.

10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Erfassungs-Verfahrensschritt aufweist:

- Filtern (45) der Versorgungsspannung, um eine Modulationsfrequenz, die zu der Frequenz des periodischen Be- und Entlastens der zweiten Versorgungswicklung Bezug hat durchzulassen (pass), während die anderen Frequenzen gesperrt werden (filtered out).

11. Verwendung des Verfahrens nach Anspruch 10, wenn das Schaltnetzteil in einem rasterabtastenden Video-Anzeigegerät (eingebaut) ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Filter-Verfahrensschritt aufweist:

- Filtern der B+ Spannung, um eine Vertikal-Abtastfrequenz auszufiltern.