DE3737373A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur isolationspruefung von prueflingen mit grosser eigenkapazitaet und zur ortung von fehlern in energiekabeln - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und Schaltungsanordnung zur Isolationsprüfung von Prüflingen mit großer Eigenkapazität und zur Ortung von Fehlern in Energiekabeln nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Anwendungen der Verfahren und der Schaltungsanordnungen beziehen sich insbesondere auf die Prüfung von verlegten Energiekabeln.

Hierzu wird eine Messung der Teilentladung eines Kabels durchgeführt, um Isolationsfehler feststellen zu können und im weiteren wird die Ortsbestimmung eines Isolationsfehlers in einem Kabel vorgenommen.

Eine Gleichspannungsprüfung scheidet hier aus, da insbesondere bei Kunststoffkabeln die Schädigung der Kabel-Isolation wegen des mangelnden Abbaus der Ladungsträger befürchtet werden muß.

Ein bisher bekanntes Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art verwenden zur Prüfung eine sehr niederfrequente Wechselspannung von z.B. 0,1 Hz mit hoher Amplitude von etwa 35 kV. Durch den langsamen Wechsel der Prüfspannung werden Ladungsträger im Kabel unschädlich verlagert, so daß ein Durchschlagen der Kabelisolation vermieden werden kann.

Hierzu sieht das bekannte Verfahren eine Schaltungsanordnung mit einem ersten Stelltransformator vor, dessen Schleifer entsprechend einer Frequenz von 0,1 Hz langsam hin- und herbewegt wird. Ein zweiter Stelltransformator überträgt die entstehende amplitudenmodulierte Spannung an die Primärseite eines Hochspannungs-Transformators. Auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators erfolgt die Demodulation mittels eines Schalters und die Zuleitung der hohen Prüfspannung von 0,1 Hz an den Prüfling.

Nachteilig hierbei ist es, daß bei hohem mechanischen Aufwand zwei Stelltransformatoren für die volle Leistung benötigt werden. Wegen des schnellen Absinkens der Prüfspannung kann der Schalter für die Demodulation nachteilig auch nur für kurze Zeit, z.B. nur für 1 Milli­ sekunde geschlossen werden, da ansonsten die 50-Hz-Spannung zu weit abfällt. Bei den bisher bekannten Verfahren ist es demnach nachteilig, daß wegen der nur kurzen Zuschaltung an den Prüfling ansich überdimensionierte Einrichtungen vorgesehen werden müssen, um den Prüfling auf den Scheitelwert aufzuladen.

Werden bei bekannten Einrichtungen zur Demodulation rotierende Schalter verwendet, der durch einen Synchronmotor angetrieben werden könnte, ist eine Justierung des Schaltzeitpunktes auf den Scheitelwert der 50-Hz-Spannung dann nur mechanisch möglich und nachteilig sehr aufwendig. Wegen der möglichen Funkenbildung am Schleifer des ersten Stelltransformators ist bei den bekannten Einrichtungen eine empfindliche Teilentladungsmessung am Prüfling nicht gewährleistet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß das Verfahren und die Schaltungsanordnung bei wenig Aufwand störungsfrei eine hohe Prüfspannung von etwa 0,1 Hz gewährleisten, wobei eine einfache Synchronisiermöglichkeit geschaffen werden soll, sowohl für die eigene Schaltungsanordnung als auch für den Meßvorgang der zugeschalteten Meßgeräte, wobei insbesondere hochfrequente Störungen beim Meßvorgang vermieden oder ausgeblendet werden sollen.

Zur Lösung der Aufgabe ist das Verfahren durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 2 oder des Patentanspruchs 7 gekennzeichnet.

In Bezug auf die Schaltungsanordnung sind zur Lösung der Aufgabe die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche 2, 5 oder 13 vorgesehen.

Nach dem Wesen der Erfindung liegt ein Verfahren zunächst darin, daß an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators ein Ladekondensator und mit unterschiedlicher Frequenz gesteuerte Halbleiter vorgesehen sind, so daß teure und schwere Stelltransformatoren, die zusätzlich geschaltet werden müssten, entfallen können.

Nach einem erfindungsgemässen Verfahren ist weiterhin auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators ein synchrongeschalteter Demodulator angeordnet, wobei der eigentliche Meßvorgang störungsfrei in Schaltpausen nach Art von Meßfenstern stattfindet.

Bei einem ersten Verfahren ist auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators in Serie zum Prüfling zur Demodulation ein VDR-Widerstand angeordnet.

Bei einem zweiten Verfahren sind an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators zur Demodulation in Serie zum Prüfling im Gegentakt geschaltete Funkenstrecken angeordnet.

Bei einem dritten Verfahren ist auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators ein motorisch angetriebener rotierender Synchronschalter zur Demodulation vorgesehen.

Ausgehend von den Verfahren sind betreffend die Ansteuerung des Hochspannungs-Transformators an der Primärseite und Anschaltung des Prüflings an der Sekundärseite in Verbindung mit dem Meßvorgang verschiedene erfindungsgemässe Schaltungsanordnungen vorgesehen.

Demnach ist bei einer ersten Schaltungsanordnung an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators ein Ladekondensator angeordnet, dessen Spannung über einen Thyristor in Form von Impulspaketen einem elektronischen Umschalter zugeführt wird, der an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators einen Polaritätswechsel durchführt.

Bei einer zweiten Schaltungsanordnung sind an Primärwicklungen des Hochspannungs-Transformators im Gegentakt nach Masse geschaltete Thyristoren angeordnet, die wechselseitig von weiteren Thyristoren in positiver und negativer Richtung gezündet werden.

Bei einer dritten Schaltungsanordnung ist eine Phasenanschnittssteuerung vorgesehen, die über einen Schalter der Primärseite des Hochspannungs-Transformators Rechteckimpulse mit langsam ansteigenden und fallenden Amplituden zuführt.

Demnach wird bei einer ersten Schaltungsanordnung primärseitig der Hochspannungs-Transformator zunächst erfindungsgemäss von einem elektronischen Schalter aus einer Steuerung geschaltet, wobei der Schalter der Primärseite des Hochspannungs-Transformators Impulspakete schneller Frequenz zuführt, die aus einem Ladekondensator in Verbindung mit einem Thyristor und einer Freilauf-Diode gewonnen werden.

Bei der zweiten Schaltungsanordnung ist es vorgesehen, daß der Hochspannungs-Transformator primärseitig mit unterschiedlicher Frequenz über im Gegentakt angeordnete Thyristoren angesteuert wird.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators ist bei obiger primärseitiger Schaltung des Hochspannungs-Transformators zur Demodulation erfindungsgemäss ein VDR-Widerstand vorgesehen, oder nach einer anderen Lösung zwei gegensätzlich geschaltete Funkenstrecken mit einer Gegenelektrode am Prüfling.

Bei diesen Schaltungsanordnungen sind an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators aufwendige und störanfällige zusätzliche Stell-Transformatoren vermieden.

Der Primärseite des Hochspannungs-Transformators werden vielmehr mit langsamer Frequenz entsprechend einer Arbeits- und Ruhepause schnell aufeinanderfolgende Zündimpulse nach Art von Impulspaketen zugeführt. Hierdurch steht dem Prüfling eine hohe Prüfspannung mit sehr langsamer Frequenz zur Verfügung und weiterhin werden für anschließende empfindliche Teilentladungsmessungen am Prüfling störungsfreie Meßbereiche nach Art von Meßfenstern geschaffen, d.h. die empfindlichen Teilentladungsmessungen am Prüfling werden nur dann durchgeführt, wenn an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators keine Zündimpulse oder Spannungspakete anliegen, sondern dort vielmehr gerade eine Ruhepause vorliegt.

Auf diese Weise können, was bisher beim bekannten Stand der Technik nachteilig war, sehr empfindliche Teilentladungsmessungen durchgeführt werden, wobei das Meßgerät vorteilhaft über ein Relais von einer Steuerung an dem Prüfling zu- oder abgeschaltet wird.

Auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators werden derart bei der Verwendung eines VDR-Widerstandes oder von Funkenstrecken mechanische Hochspannungsschalter zur Demodulation, die einem gewissen Verschleiß unterworfen sind, vermieden.

Bei der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung ist es vorgesehen, daß am Hochspannungstransformator primärseitig ein über eine Steuerung umschaltbarer elektronischer Wechselschalter vorgesehen ist und am Wechselschalter über einen Thyristor und eine parallele Freilauf-Diode die Ladespannung eines Lade-Kondensators in Form von Impulspakten anliegt, und daß auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators in Serie zum Prüfling ein VDR-Widerstand angeordnet ist.

Bei dieser Schaltung wird die Spannung des Lade-Kondensators über den Thyristor der Primärseite des Hochspannungs-Transformators zugeführt, und zwar gemäß der Steuerung in Form von Impulspaketen mit schneller Frequenz und mit veränderter Polarität gemäß der Umschaltung mittels des elektronischen Schalters auf der Primärseite. Dadurch wird am Prüfling insbesondere über den seriellen VDR-Widerstand eine sehr hohe langsam wechselnde Prüfspannung, etwa von 0,1 Hz, erzeugt vorteilhaft ohne schwere teuere Bauteile auf der Primärseite und ohne Bauteile, die einem mechanischen Verschleiß unterworfen wären auf der Sekundärseite.

Bei einer bevorzugten Ausgestaltung ist ein Komparator vorgesehen, dessen einer Eingang mit einem Niederspannungs-Oszillator über einen Abschwächer verbunden ist und dessen anderer Eingang über einen Spannungsteiler an die Hochspannung an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators angeschlossen ist und dessen Ausgang über einen Regler mit der primärseitigen Steuerung verbunden ist.

Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung sind an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators anstelle des Schalters und der Freilauf-Diode an Wicklungen des Hochspannungs-Transformators zwei nach Masse gegeneinander geschaltete Thyristoren angeordnet, denen im Gegentakt über zwei weitere mit positiven und negativen Impulsen gezündete Thyristoren Impulspakete gemäss dem Spannungsverlauf am Lade-Kondensator zugeführt werden.

Wie schon erläutert können auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators anstelle des VDR-Widerstandes zwei parallele gegensätzlich geschaltete Funkenstrecken vorgesehen sein, wobei vorteilhaft die Funkenstrecken aus jeweils einer Hochspannungs-Diode mit einem nachgeschalteten RC-Glied bestehen und am Prüfling eine kugelförmige Gegenelektrode vorgesehen ist, der jeweils eine kugelförmige Elektrode mit einem Zündstift der Funkenstrecken gegenübersteht.

Zur Lösung der Aufgabe ist bei einem weiteren Verfahren mit einer motorischen Umschaltung auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators vorgesehen, daß eine Phasenanschnittsschaltung sehr niedriger Frequenz mit Gleichrichtung und Glättung vorgesehen ist mit Zuführung an die Primärseite des Hochspannungs-Transformators über einen elektronischen Schalter hoher Frequenz mit einer gemeinsamen Steuerung für die Phasenanschnittsschaltung und den elektronischen Schalter und mit einem motorisch angetriebenen, rotierenden Synchronschalter an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators.

Die weitere vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens ergibt sich aus den Unteransprüchen.

Die Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators Halbleiter mit einer gemeinsamen taktsynchronen Steuerung vorgesehen sind, wobei über einen Phasenanschnitt mit Gleichrichtung und Glättung die eingangsseitige Netzspannung in pulsierende Gleichspannung sehr niedriger Frequenz umgewandelt wird, mit nachfolgender Zerhackung hoher Frequenz durch einen Halbleiter, und daß an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators in der Zuleitung zum Prüfling ein mechanischer, motorisch angetriebener Synchronschalter angeordnet ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von mehreren Ausführungswege dar­ stellenden Zeichnungen näher erläutert. Hierbei gehen aus den Zeichnun­ gen und ihrer Beschreibung weitere erfindungswesentliche Merkmale und Vorteile der Erfindung hervor.

Der Erfindungsgegenstand der vorliegenden Erfindung ergibt sich nicht nur aus dem Gegenstand der einzelnen Patentansprüche, sondern auch aus der Kombination der einzelnen Patentansprüche untereinander.

Alle in den Unterlagen - einschließlich der Zusammenfassung - offenbarten Angaben und Merkmale, insbesondere die in den Zeichnungen dargestellte räumliche Ausbildung werden als erfindungswesentlich beansprucht, soweit sie einzeln oder in Kombination gegenüber dem Stand der Technik neu sind.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung mit Ansteuerung der Primärseite des Hochspannungs-Transformators mit Impulspaketen und mit einem VDR-Widerstand zur Demodulation auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators,

Fig. 2a den Kurvenverlauf der Steuerspannung an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators,

Fig. 2b die am Hochspannungs-Transformator anliegenden Impulspakete gemäss den Zündimpulsen am Thyristor mit aufeinanderfolgenden Arbeits- und Ruhephasen,

Fig. 2c die Darstellung eines Meßfensters in Ruhepausen der Ansteuerung zur Durchführung von empfindlichen Teilentladungsmessungen,

Fig. 3 die Schaltungsanordnung der Primärseite des Hochspannungs-Transformators mit im Gegentakt geschaltete Thyristoren zur Ansteuerung mit positiven und negativen Impulsen,

Fig. 4 eine Darstellung von Funkenstrecken auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Tranformators zur Demodulation,

Fig. 4a den Spannungsverlauf an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators bei der Zündung einer Funkenstrecke,

Fig. 4b den Spannungsverlauf am Hochspannungs-Transformator auf der Sekundärseite bei Zündung der anderen Funkenstrecke,

Fig. 5 den Spannungsverlauf am Hochspannungs-Transformator bei der Verwendung eines VDR-Widerstandes auf der Sekundärseite,

Fig. 6 den charakteristischen Spannungsverlauf eines VDR-Widerstandes, abhängig von der anliegenden Spannung,

Fig. 7 den Verlauf der erzeugten Spannung am Prüfling,

Fig. 8 den Spannungsverlauf am Hochspannungs-Transformator im negativen Spannungsbereich bei Verwendung eines VDR-Widerstandes,

Fig. 9 ein Blockschaltbild des erfindungsgemässen Verfahrens mit schematischer Darstellung der Schaltungsanordnung mit Darstellung von Spannungsverläufen,

Fig. 10 den Spannungsverlauf der eingangsseitigen Netzwechselspanung,

Fig. 11 den Spannungsverlauf im Bereich der Phasenanschnittsteuerung zur Gewinnung der mit sehr niedriger Frequenz pulsierenden Gleichspannung,

Fig. 12 die Prüfspannung an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators im Vergleich zur sehr langsam pulsierenden Gleichspannung,

Fig. 13 die Funktionsweise des Demodulationsschalters,

Fig. 14 die Funktionsweise des elektronischen Schalters mit der Zerhackerfrequenz an der Primärseite des Hochspannungstrafo′s,

Fig. 15 den Spannungsverlauf am Prüfling nach Anlegen der Prüfspannung,

Fig. 16 im Detail eine Flanke der Prüfspannung im Vergleich zu einer Spannungsflanke nach dem Stand der Technik,

Fig. 17 einen Synchronschalter zur Demodulation mit Motor und mehreren Schaltebenen,

Fig. 18 schematisch die Schaltungsanordnung des Demodulationsschalters mit Anschluß an den Hochspannungstranformator und an den Prüfling.

Die Aufgabe des sekundärseitigen Schaltungsteils am Hochspannungs-Transformator ist es, dem Prüfling, bestehend aus der Ersatzkapazität und dem Ersatzwiderstand, eine sehr hohe langsam wechselnde Prüfspannung zuzuführen.

Hierzu sind erfindungsgemäss im wesentlichen sekundärseitig am Hochspannungs-Transformator nach Fig. 1 zur Demodulation ein VDR-Widerstand 8 oder nach Fig. 4 Funkenstrecken 34, 35 vorgesehen.

Nach den Fig. 9, Fig. 17 und 18 ist die Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators als motorisch angetriebener Wechselschalter 72 ausgebildet, um eine vorteilhaft synchrone Demodulation und Zuführung der hohen Prüfspannung an dem Prüfling zu erreichen.

Auf der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 7 geht es im wesentlichen darum, mit einfachen Mitteln die Ansteuerung für den Hochspannungs-Transformator zu erzeugen.

Hierzu sind erfindungsgemäss mehrere Ausgestaltungen an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 7 vorgesehen.

Nach Fig. 1 werden an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 7 über einen Thyristor 4 Impulspakete mit langsam wechselnder Polarität über den Umschalter 6 erzeugt.

Nach Fig. 3 sind zur Ansteuerung der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 7 Thyristoren 30, 32 vorgesehen, die je nach Richtung der Impulse im Gegentakt geschaltete weitere Thyristoren 31, 33 an gegen Masse geschaltete Wicklungen an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 7 ansteuern.

Nach Fig. 9 werden über eine Phasenanschnittsteuerung 62 und über einen elektronischen oder mechanischen Schalter 65 der Primärseite des Hochspannungs-Transformators 70 Rechteckimpulse mit langsam wachsender und abfallender Spannung zugeführt.

Im folgenden wird zunächst eine 0,1-Hz-Spannungsquelle ohne mechanische Umschaltung nach den Fig. 1 bis Fig. 8 beschrieben.

Nach Fig. 1 wird der Lade-Kondensator 3 über einen Gleichrichter 1 ausgehend vom Netzanschluß 2 auf eine bestimmte Gleichspannung aufgeladen. Wenn der Thyristor 4 einen Zündimpuls von der Steuerung 21 erhält, wird der Lade-Kondensator 3 über einen Hochspannungs-Transformator 7 - der die Kondensatorspannung bei gleichem Ladungsinhalt auf eine dem Ubersetzungsverhältnis des Transformators entsprechende Hochspannung transformiert - und einen spannungsabhängigen VDR-Widerstand 8, der durch den Hochspannungsimpuls niederohmig wird, auf den Prüfling 9 entladen.

Die Prüflingskapazität 42 mit dem parallelen Ersatzwiderstand 43 wird dadurch auf eine gewisse Spannung aufgeladen. Bei richtiger Dimensionierung des VDR-Widerstandes 8 kann die Ladung von dem Lade-Kondensator 3 nach dem Umladevorgang nicht wieder in den Transformator 7 zurückfließen, da der VDR-Widerstand 8 nun hochohmig ist.

Diese Funktion wird nun anhand eines Zahlenbeispiels erläutert:

Der Ladekondensator 3 sei auf eine Gleichspannung von 100 Volt aufgeladen. Der Transformator 7 hat ein Ubersetzungsverhältnis von 1:10 000.

Der beim Entladen des Lade-Kondensators 3 entstehende Spannungsimpuls mit einer Amplitude von 100 Volt wird mittels des Transformators 7 auf 100 000 Volt herauftransformiert. Der VDR-Widerstand 8 hat eine Spannung von 60 kV. Da die Prüflingskapazität 42 zu Beginn die Spannung 0 hat, liegen nun am VDR-Widerstand 8 insgesamt 100 kV an. Dieser wird nun leitend und die Ladung des Lade-Kondensators 3 kann die Kapazität 42 des Prüflings 9 auf eine bestimmte Spannung aufladen. Dieser Spannungssprung von der Prüflingskapazität 42 ist proportional zur Spannung am Lade-Kondensator 3 und zum Verhältnis zwischen der Kapazität des Lade-Kondensators und der Kapazität des Prüflings.

Durch die Streukapazität des Hochspannungs-Transformators 7 würde ohne den Thyristor 4 und die Freilauf-Diode 5 der Umladevorgang zwischen der Kapazität des Lade-Kondensators und der Kapazität des Prüflings in Form einer Schwingung verlaufen. Ein Umschwingen auf eine negative Spannung am Transformator 7 wird jedoch durch die Freilauf-Diode 5 verhindert.

Ohne den VDR-Widerstand 8 würde die Prüflingskapazität 42 unmittelbar über die Hochspannungswicklung von dem Hochspannungs-Transformator wieder entladen werden. Diese wird durch den VDR-Widerstand 8 verhindert, solange die Spannung an der Prüflingskapazität 42 deutlich unter der Ansprechspannung des VDR-Widerstandes 8 liegt. Bei dem Zahlenbeispiel kann die Prüflingskapazität 42, d.h. das zu prüfende Kabel auf maximal 40 kV aufgeladen werden.

An der Prüflingskapazität 42, d.h. am Kabel, soll nun mit der Anordnung nach Fig. 1 eine sinusförmige Spannung mit beispielsweise 0,1 Hz erzeugt werden. Der eine Eingang 19 des Komparators 14 ist mit einem Niederspannungs-Oszillator 16 von 0,1 Hz über einen Abschwächer 17 verbunden. Die Spannung des Oszillators 16 kann beispielsweise von 0 bis 10 Volt durch den Abschwächer 17 verändert werden. Der andere Eingang 18 des Komparators 14 wird über einen Spannungsteiler 13 mit dem Übersetzungsverhältnis 1:10 000 mit der Hochspannungsklemme an der Prüflingskapazität 42 verbunden.

Die Spannung am Spannungsteiler beträgt

solange U _{R 2} kleiner U _G ist, d.h. solange die Spannung am Spannungsteiler kleiner als die Spannung des Niederspannungs-Oszillators ist, liefert der Komparator 14 ein positives Signal über einen Regler 15 an die Steuerung 21.

Diese sendet Zündimpulse über die Leitung 22 zum Steueranschluß des Thyristors 4. Die Prüflingskapazität 42 wird durch die vorher beschriebenen Umladeimpulse solange aufgeladen, bis U _{R 2} = UG ist, das heisst, bis die Spannung am Spannungsteiler gleich der Spannung des Niederspannungs-Oszillators ist.

Über den Komparator 14 und den Regler 15 wird dies der Steuerung 21 gemeldet und es werden keine weiteren Zündimpulse zum Thyristor 4 geschickt.

Wird die Spannung am Oszillator 16 entsprechend dem Eingang 19 am Komparator 14 wieder kleiner (z.B. nach dem 1. Scheitel der 0,1-Hz-Sinusspannung), muß die Prüflingskapazität 42 auch wieder entladen werden. Die Umschalten des Umschalters 6 durch die Steuerung 21 werden über die Steuerleitung 23 die Impulse in der Polarität verändert, so daß nun eine negative Ladung auf die Prüflingskapazität gegeben wird, wobei dort die augenblickliche Spannung reduziert wird.

Mit dieser Schaltungsanordnung ist es also möglich, daß die Kondensatorspannung der Prüflingskapazität 42 der Generatorspannung des Oszillators 16 folgen kann. Die Amplitude der Prüfspannung an der Prüflingskapazität 42 kann derart mit dem Abschwächer 17 auf einfache Art eingestellt werden.

Der Schalter 6 wird vorteilhaft als elektronischer Umschalter ausgebildet, was ohne weiteres möglich ist, da es sich hier um Niederspannungen handelt.

Wenn der Lade-Kondensator 3 kleiner gewählt wird, ist auch die entsprechende Ladung dort klein und die Wiederholrate der Impulse kann entsprechend einer hohen Frequenz dort schnell gemacht werden. Dadurch kann für den Hochspannungs-Transformator ein Ferritkern verwendet werden, wodurch sich bei konstruktiv kleiner Ausbildung des Transformators eine feinstufige Regelung ergibt.

Durch eine zusätzliche Wicklung am Hochspannungs-Transformator und eine Gleichstromquelle, die den Kern des Hochspannungs-Transformators in der Impuls-Polarität mit entgegengesetzter Polarität vormagnetisiert, kann ein Sättigungseffekt des Kernes vermieden werden.

Um eine Sättigung zu vermeiden, sollte der Kern des Hochspannungs-Transformators einen Luftspalt haben oder als Stabkern ausgeführt sein.

Anstelle der Kondensator-Entladungen des Lade-Kondensators 3 über den Thyristor 4 können auch Netzhalbwellen verwendet werden, wodurch der Gleichrichter im Netzteil 1 entfällt.

Für eine Teilentladungsmessung sind erfindungsgemäss für die Impulse eine Arbeitszeit- und eine Ruhezeit vorgesehen. In der impulsfreien Zeit wird der Eingang der Teilentladungsmeßeinrichtung 12 über eine Ankoppeleinrichtung 10 mit dem Prüfling 9 verbunden, insbesondere über ein Relais 11, ausgehend von einer Steuerleitung 24 der Steuerung 21, und in der sonstigen Zeit ist der Eingang des Teilentladungsmeßgerätes über das Relais 11 kurzgeschlossen. Die Umschaltung Arbeitsphase/Ruhephase kann beispielsweise im 50-Hz-Rhythmus erfolgen.

Anstelle des Gleichrichters im Netzteil 1 nach Fig. 1 kann dort auch ein Thyristorsteller verwendet werden, dessen Zündwinkel im Rhythmus der 0,1-Hz-Spannung verändert wird. Hierbei wird eine Amplitudensteuerung anstatt einer Impulspaketsteuerung erzielt.

Anstelle eines VDR-Widerstandes 8 in der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators können dort auch Halbleiter, z.B. Zehnerdioden, verwendet werden, wobei je zwei Stück gegeneinander in Serie geschaltet werden.

Wie noch weiter erläutert wird, können auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators auch Funkenstrecken nach Fig. 4 vorgesehen werden, wobei die Funkenstrecken hierbei passiv oder auch aktiv gezündet werden.

Bei der Schaltung nach den Fig. 1 und Fig. 3 übernimmt der spannungsabhängige VDR-Widerstand 8 eine Gleichrichter-Funktion (Demodulator), wenn der Hochspannungs-Transformator 7 mit unipolaren Impulsen beaufschlagt wird. Liegt die Ansprechspannung des VDR-Widerstandes 8 genügend über der maximalen Prüfspannung, so wird das ungewollte Entladen der Prüflingskapazität 42 zwischen den Auflade- bzw. Entladeimpulsen verhindert.

Die Funktion der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung mit dem VDR-Widerstand 8 wird nun im folgenden näher erläutert.

Der VDR-Widerstand 8 übt nach Fig. 1 und Fig. 3 eine Art Gleichrichterfunktion aus gemäss der Kennlinie nach Fig. 6. Dort ist zu entnehmen, daß bei der maximalen Prüfspannung U _p max der VDR-Widerstand 8 in Position 44 des Kurvenlaufs hochohmig ist und nur ein vernachlässigbar kleiner Strom fließt. Wenn beispielsweise der Prüfling 9 auf 40 kV aufgeladen ist und der VDR-Widerstand 8 hat eine Ansprechspannung von 60 kV, dann benötigt man als Sekundärspannung beim Hochspannungs-Transformator 7 mindestens 100 kV, damit überhaupt eine Spannung übertragen werden kann, wobei der VDR-Widerstand 8 in diesem Bereich leitend ist, d.h. der VDR-Widerstand 8 wird im Bereich unterhalb der maximalen Hochspannung UHT max am Hochspannungs-Transformator 7 betrieben. Aus der Kennlinie nach Fig. 6 ergibt sich, daß hier dann ein Strom fließt, d.h. wir befinden uns jetzt im positiven Kurvenanteil 52 von UHT gemäss Fig. 5.

In diesem Augenblick liegt am VDR-Widerstand 8 eine Spannung von UHT max minus UT an.

Der VDR-Widerstand 8 wird jetzt in seinem Bereich U _Pmax dadurch betrieben, das heisst , er sperrt dann, wenn am Prüfling wiederum beispielsweise 40 kV anliegen und am Transformator 7 höchstens eine negative Spannung von 20 kV anliegt.

Die Summe dieser beiden Spannungen ergibt dann etwa 60 kV oder weniger, wodurch der VDR-Widerstand 8 hochohmig wird, d.h. er wird also in dem Bereich um U _Pmax in dieser negativen Spannung gemäss dem Kurvenanteil 53 nach Fig. 5 betrieben, wodurch verhindert wird, daß durch den nun hochohmigen VDR-Widerstand 8 die Ladung vom Prüfling wieder abfließen kann.

Es wird also dafür gesorgt, daß der Prüfling 9 sich stufenweise auflädt und negative Spannungsanteile, die den Prüfling entladen könnten, in diesem Betriebszustand der Schaltung am Prüfling vermieden werden.

Nach Fig. 7 ist demnach am Prüfling ein Spannungsverlauf erreicht gemäss dem Kurvenbereich von Position 54 bis Position 55, wo die Spannung am Prüfling 9 auf einen Maximalwert steigt.

Nachfolgend wird jetzt beschrieben, wie die Spannung U _P jetzt ausgehend von dem Scheitelwert 55 nach Fig. 7 auf einen Nullwert 56 oder sogar auf einen negativen maximalen Wert 57 vermindert wird.

Hierzu wird von der Steuerung 21 nach Fig. 1 der Schalter 6 auf der Primärseite der Schaltung betätigt und der Transformator 7 liefert nun einen im Vergleich zu Fig. 5 dargestellten, entgegengesetzten spiegelbildlichen Spannungsimpuls.

Der VDR-Widerstand 8 dient jetzt dazu, den negativen Kurvenanteil 58 nach Fig. 8 dem Prüfling 9 zuzuführen und die Prüflingskapazität 42 kontinuierlich wieder zu entladen und gleichzeitig dient der VDR-Widerstand 8 dazu, den positiven Kurvenanteil 59 nach Fig. 8 vom Prüfling 9 fernzuhalten, um eine in diesem Betriebszustand unerwünschte Aufladung zu vermeiden.

Es gelten dabei zu Fig. 8 dieselben Erläuterungen, wie sie für Fig. 5 in analoger Weise gegeben wurden.

Bei den beschriebenen Schaltungen wird also der Kurvenanteil 55 bis 57 nach Fig. 7 durchschritten und nach Erreichung der negativen Scheitelspannung am Prüfling 9 wird der Schalter 6 in Fig. 1 wieder umgepolt und derselbe Vorgang, wie anhand des Kurvenanteils 54, 55 nach Fig. 7 fängt wieder von neuem an.

Nach Fig. 2 erfolgt die Steuerung des Schalters 6 über den Komparator 14 mit den Eingängen 18, 19 und dem Ausgang, der zu einem Regler 15 und im weiteren zu einer Steuerung 21 geführt wird.

Aus Fig. 2a ist das Taktsignal 25 ersichtlich, welches in der Steuerung 21 nach Fig. 1 erzeugt wird und Fig. 2b zeigt die Zündimpulse 26 am Thyristor 4 in der Primärseite der Schaltung nach Fig. 1. In Fig. 2c ist dargestellt, wie in Meßfenster 27 für die Teilentladungsmessung gewonnen wird.

Am Prüfling 9 ist über einen Ankopplungs-Vierpol 10 über ein Relais 11 das Teilentladungsmeßgerät 12 angekoppelt. Die Spannung nach Fig. 2c nach Art eines Meßfensters 27 zeigt die Ansteuerung des Relais 11, d.h. die Teilentladungsmessung wird lediglich nur in den Ruhepausen der Prüfschaltung nach Fig. 1 durchgeführt, damit die Zündimpulse des Thyristors 4 die empfindliche Teilentladungsmessung nicht stören können.

Die Fig. 3 zeigt eine weitere Möglichkeit der Ausführung des primärseitigen Teils der Schaltung nach Fig. 1. Dort ist nach Fig. 3 dargestellt, daß statt der Freilauf-Diode 5 zwei entgegengesetzt gepolte Thyristoren 31, 33 gegeneinander geschaltet werden, wobei zur Erzeugung der positiven Spannungsimpulse ein Thyristor 30 zusammen mit dem Thyristor 31 durchgeschaltet wird bei einem Stromfluß durch die Masseleitung.

Während der negativen Spannungsimpulse wird eine Durchschaltung des Thyristors 32 in Verbindung mit dem Thyristor 33 durchgeführt, ebenfalls bei einer Ableitung über die gemeinsame Masseleitung.

Bei dieser Schaltungsanordnung nach Fig. 3 wird der elektronische Schalter 6 nach Fig. 1 eingespart und durch eine einfache Gegentaktsteuerung ersetzt.

Die Fig. 4 zeigt den Ersatz der sekundärseitigen Schaltung nach Fig. 1, wobei die Charakteristik des VDR-Widerstandes 8 nun durch Funkenentladungsstrecken 34,35 ersetzt wird.

Nach Fig. 4 steuert der Hochtransformator 7 über eine Hochspannungs-Diode 37 und über ein RC-Glied 36 eine triggerbare Funkenstrecke 34 an. In der hochspannungsseitigen Elektrode am Hochspannungs-Transformator 7 ist ein Zündstift 38 vorgesehen zur Einleitung der Zündung in Bezug auf eine Gegenelektrode 39 am Prüfling 9.

Die Streukapazität des Kondensators 47 zwischen der Elektrode und der Gegenelektrode 39 bildet zusammen mit dem RC-Glied 36 einen frequenzabhängigen Spannungsteiler, wie anhand der Fig. 4a noch näher erläutert wird.

Über den Transformator 7 wird die Spannung UHT gemäss Fig. 4a erzeugt, wobei ein positiver Spannungsimpuls 40 über die Hochspannungsdiode 37 dem RC-Glied 36 und der Elektrodenanordnung zugeführt wird.

Bedingt durch die Steilheit dieses Spannungsimpulses 40 wird ein Zündlichtbogen zwischen dem Zündstift 38 und der Elektrode erzeugt, der die vollständige Zündung zwischen dieser Elektrode und der Gegenelektrode 39 einleitet.

Es kommt hierbei zum Stromfluß und derart zu einer Aufladung des Prüflings 9.

Die Diode 37 bewirkt hierbei, daß der negative Kurvenanteil 45 der Spannung UHT nach Fig. 8 nicht übertragen wird und das, damit der Zündlichtbogen zwischen der Elektrode und der Gegenelektrode 39 erlischt.

Auf diese Weise wird der Prüfling 9 durch die positiven Spannungsimpulse, welche selektiv durch die Funkenstrecke 34 übertragen werden, aufgeladen. Sollte ein Prüfling nun wieder gemäss Fig. 4b entladen werden, so gilt die zu Fig. 4a gegebene Erläuterung analog, wobei in diesem Fall der untere Teil der Schaltung nach Fig. 4 mit der Funkenstrecke 35 der Elektrode mit dem Zündstift 38 dem RC-Glied 36 und der Diode 37 in Funktion tritt, d.h. diese Funkenstrecke lässt nur die negativen Impulse 41 nach Fig. 4b hindurch.

Wichtig bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel ist es, daß die Funkenstrecken 34, 35 nur bei sehr steilen Spannungsanstiegen der Spannungsimpulse zünden, und daß z.B. eine 50-Hz-Schwingung nicht durchgelassen wird, denn die Kombination aus der Streukapazität 47 in Verbindung mit dem RC-Glied 36 lassen eine Zündung der Funkenstrecken 34, 35 bei derartigen langsam ansteigenden Spannungsimpulsen nicht zu.

Der Widerstand des RC-Gliedes 36 wird im Vergleich zum Kapazitätenblindwiderstand des C-Gliedes im RC-Glied 36 relativ klein gewählt, damit bie 50 Hz zwischen der Elektrode und dem Zündstift 38 nur eine kleine Spannung anliegt, die nicht zu einer Durchzündung zwischen diesen beiden Teilen ausreicht.

Wichtig bei der Schaltung nach Fig. 4 ist es , daß auch bei dieser Schaltung eine Teilentladungsmessung möglich ist, d.h. es kann eine Schaltung nach Fig. 1 mit einem Teilentladungsmeßgerät 12 über ein Relais angeschlossen werden.

Dies ist ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung gegenüber bekannten Schaltungen, denn bei bekannten Schaltungen werden unter Umständen kontinuierlich Störungen erzeugt, so daß es nicht möglich ist, eine Teilentladungsmessung in den Ruhepausen einer derartigen 0,1-Hz-Schaltung durchzuführen. Bei der vorliegenden Erfindung bestehen aber derartige Ruhepausen und daher ist die Durchführung von empfindlichen Teilentladungsmessungen ohne Impulsstörung möglich.

Im folgenden wird nun eine Schaltungsanordnung gemäss den Fig. 9 bis 18 beschrieben, wo primärseitig eine Phasenanschnittsschaltung verwendet wird und sekundärseitig ein motorisch angetriebener Schalter angeordnet ist.

Nach Fig. 9 wird die 50/60 Hz-Netzspannung U 1 durch eine Phasenanschnittsschaltung 62 gleichgerichtet. Hierbei wird die Amplitude der Gleichspannung U 3 sinusförmig von 0 bis zu einer mit dem Potentiometer 25 einstellbaren Spannungsamplitude innerhalb von 2,5 Sekunden bei 0,1 Hz gesteigert. Danach wird sie innerhalb von 2,5 Sekunden wieder auf 0 reduziert.

Die mit 0,2 Hz pulsierende Gleichspannung U 3 wird mittels des elektronischen Schalters 65 (S 2) mit beispielsweise 50 Hz zerhackt. Der Schalter 65 ist vorteilhaft als Gegentaktschalter ausgeführt. Die zerhackte, rechteckförmige Spannung U 4 wird einem Hochspannungstransformator 70 zugeführt. Ein nachgeschalteter Synchrongleichrichter (S 3), der z.B. als synchron mit der Netzfrequenz rotierender Schalter 72 ausgeführt ist, wirkt als Demodulator. Am Prüfling 76 steht eine sinusförmige Spannung U 5 mit 0,1 Hz an. Durch das Potentiometer 101 kann die Zerhackerfrequenz gegenüber der Netzspannung phasenverschoben werden. Damit entfällt eine mechanische Justierung des Schalters 72 (S 3). Die negative Halbwelle der 0,1-Hz-Spannung wird durch Aussetzen des Halbleiterschalters 65 im Nullpunkt der 0,1-Hz-Spannung um 10 Millisekunden (bei 50 Hz Zerhackerfrequenz) erreicht. Nach Fig. 9 ergibt sich die genaue Funktion des erfindungsgemässen Verfahrens aus dem dargestellten Blockschaltbild. Ausgehend von einer Netzspannung 61, deren Verlauf mit U 1 in Fig. 10 dargestellt ist, gelangt diese Netzeingangsspannung 61 zu einer Phasenanschnittsteuerung 62, wobei die Phasenanschnittsteuerung 62 über die Leitung 84 von einer Steuerung 68 beaufschlagt wird. Die Steuerung der Phasenanschnittschaltung 62 über die Steuerung 68 erfolgt gemäss dem Funktionsschaltbild in Fig. 11.

Demnach wird die Netzeingangsspannung U 1 in der Phasenanschnittsteuerung 62 gleichgerichtet, so daß - wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 11 - nur noch positive Halbwellen U 3 mit sehr niedriger Frequenz vorhanden sind. Die Spannung U 2 wird über die Leitung 63 der Glättungsschaltung 64 eingegeben und am Ausgang der Glättungsschaltung 64 erscheint nach einer Summation von positiven Spannungsimulsen der Netzfrequenz ein Spannungsverlauf U 3, wie er gestrichelt in Fig. 11 dargestellt ist. Dieser Spannungsverlauf ist dadurch gekennzeichnet, daß er als pulsierende Gleichspannung, z.B. eine Frequenz von 0,2 Hz aufweist, wenn die Phasenanschnittsteuerung 62 über die Leitung 84 ebenfalls mit einer Steuerfrequenz von 0,2 Hz beaufschlagt wird.

Die Spannung U 3 wird an den Eingang eines Schalters 65 (S2) zugeführt, wobei dieser Schalter diese Spannung U 3 periodisch unterbricht. Der Schalter 65 wird hierbei von einer Steuerschaltung 66 beaufschlagt, die über die Leitung 67 zur Steuerung 68 geführt ist.

Die Schaltfrequenz des Schalters 65 ist ein Vielfaches der Netzfrequenz, z.B. 50 Hz oder 100 Hz oder auch 200 Hz. Es ergibt sich damit ein Spannungsverlauf, wie er mit der Spannung U 4 auf der Leitung 69 dargestellt ist. Dieser Spannungsverlauf U 4 ist dadurch gekennzeichnet, daß eine pulsierende Gleichspannung mit einer Frequenz von z.B. 0,2 Hz moduliert ist, mit der Schaltfrequenz des Schalters 65 von einer Frequenz von beispielsweise 50 Hz oder 100 Hz oder einem Vielfachen davon.

Im Ausführungsbeispiel kann der elektronische Schalter 65 auch als Gegentaktschalter ausgebildet sein, d.h. es sind zwei Schalter vorhanden, von denen jeweils einer die Wicklung 89 und der andere die Wicklung 90 des Hochspannungstransformators 70 abwechselnd schaltet. Dies ist erforderlich, um eine Gleichstrommagnetisierung des Hochspannungstransformators 10 zu vermeiden.

Die Sekundärwicklung 91 des Hochspannungstranformators ist - wie in Fig. 9 schematisch dargestellt - über die Leitung 71 mit einem Synchronschalter 72 verbunden, dessen Schaltglied von einer Steuerung 73 beaufschlagt wird, wobei die Steuerung im gezeigten Ausführungsbeispiel als Synchronmotor 74 ausgebildet ist. Der Synchronmotor 74 wird mit der Netzeingangsspannung 61 betrieben, so daß der Schalter 72 genau im Rhythmus der Netzeingangsspannung schaltet. Hierdurch ist eine absolute Synchronisierung zwischen der Primärseite und der Sekundärseite dieser Schaltung erreicht.

Die Spannung U 5, die bevorzugt eine Frequenz von 0,1 Hz hat, wird dann dem Prüfling 76 zugeführt.

Am Ausgang des Hochspannungs-Transformators 70 liegt also auf der Leitung 71 die Spannung U 6 an, die in Fig. 12 dargestellt ist. Diese Spannung U 6 ist hierbei eine Wechselspannung in der Zerhackerfrequenz, die mit der Frequenz aus der Spannung U 3, d.h. mit 0,1 Hz moduliert ist.

Im Zeichendiagramm nach Fig. 16 ist diese Spannung U 6 vergrößert dargestellt und es ist zum Vergleich ein sinusförmiger Kurvenzug 111 eingezeichnet, der die bisherige Prüfspannung nach dem Stand der Technik zeigt.

Durch den Vergleich der bisherigen Auswertung mit der Spannung 111 nach Fig. 16 nach dem Stand der Technik mit der hier erhaltenen Spannung U 6 entsprechend dem Kurvenzug 98 nach Fig. 16 werden die wesentlichen Vorteile der vorliegenden Erfindung sichtbar.

Bisher hatte man auf der Sekundärseite, d.h. direkt vor dem Synchronschalter 72, die sinusförmige Kurvenfunktion 111, wie sie zum Stand der Technik nach Fig. 16 dargestellt ist. Man hatte bisher diesen Zielkonflikt, daß man den Prüfling 76, der als Kapazität im Ersatzschaltbild darstellbar ist, innerhalb kurzer Zeit möglichst auf den Scheitelwert aufladen will und hierzu benötigt man eine hohe Stromzeitfläche. Dies war bisher nicht möglich, denn wie die Kurve 111 nach dem Stand der Technik zeigt, konnte man aus der Sinusfunktion lediglich durch Betätigung eines Schalters im Bereich der eng beieinanderliegenden Schnittstellen 92, 93 nach Fig. 16 einen relativ kurzen Kurvenbogen 94 herausschneiden, wobei dieser Kurvenbogen für die Aufladung der Kapazität des Prüflings verwendet wurde. Um möglichst hohe Ladungsmengen zu erreichen, musste der Scheitelwert des Stromes hoch vorgesehen werden, woraus eine hohe thermische Belastung des Hochspannungstransformators resultierte.

Statt relativ schmaler Sinuskurven, aus denen aufgrund eng beeinanderliegender Schnittstellen 92, 93 nur kurze Kurvenbögen 94 ausgeschnitten werden können, ist bei der Erfindung nun stattdessen eine Rechteckkurve mit Kurvenverlauf 98 nach Fig. 16 vorgesehen. Die Erzeugung derartiger Rechteckimpulse 95 bzw. 98 gemäss Fig. 16 und Fig. 12 hat den wesentlichen Vorteil, daß nun der Schalter 72 so betätigt werden kann, daß er genau in den Flanken des Impulses 98 schaltet, d.h. die Schnittstellen 96, 97 liegen optimal weit auseinander und es gelingt dadurch, einen Kurvenbogen 98 über eine sehr lange Zeit hinweg zu erhalten, so daß der Scheitelwert des Stromes erheblich kleiner sein kann, damit der Prüfling die gleiche Ladungsmenge erhält, wie vorher bei dem sinusförmigen Kurvenverlauf 111 nach dem Stand der Technik. Damit ist also der Vorteil verbunden, daß bei dem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung die thermische Belastung des Hochspannungstransformators 70 auf ein Minimum reduziert wird. Dadurch werden auch komplizierte und schwere Stelltransformatoren vermieden.

Der Prüfling 72 wird demnach über die Leitung 75 mit der Prüfspannung U 5 nach Fig. 15 aufgeladen, wobei nun vorteilhaft eine Teilentladungsmessung an dem mit der erfindungsgemässen Prüfspannung U 5 angeschlossenen Prüfling vorgenommen werden kann.

Als Vorteil ergibt sich hier, daß mit der erfindungsgemässen Schaltung die Störspannungsspitzen, die in den Flanken der Rechteckimpulse 95 bzw. 98 auftreten können, auf einfache Weise ausgeblendet werden, so daß eine einfache und wirksame Teilentladungsmessung möglich ist.

Über die Leitung 77 liegt hierbei eine Ankopplungseinrichtung 78 parallel zum Prüfling 76. Die Ankopplungseinrichtung 78 ist galvanisch über die Leitung 99 mit dem Ausgang eines Schalters 79 verbunden (Schalter S 4). Statt der galvanischen Kopplung der Leitung 99 mit der Ankopplungseinrichtung 78 kann auch in diesem Bereich ein Übertrager vorgesehen werden.

Die Schalteranordnung 79 dient nun zum Ausblenden der Störspannungsspitzen, die möglicherweise durch die Schalter 65 und 72 in die Meßspannung U 5 eingebracht werden könnten. Hierzu wird bevorzugt als Schalteranordnung eine Gegentaktanordnung von zwei Schaltern 80 und 81 verwendet, wobei stets immer der eine Schalter geöffnet und der andere Schalter geschlossen ist. Im gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ist hierbei der Schalter 80 geöffnet und der Schalter 81 geschlossen.

Die Schalteranordnung 79 wird über die Leitung 83 von der Steuerung 68 angesteuert; das Steuerdiagramm des Schalters ist hierbei in Fig. 14 dargestellt.

Hieraus ergibt sich, daß die Schalteranordnung 79 genau phasenversetzt um eine Halbwelle verschoben zum Schalter 72 schaltet.

Dies führt dazu, daß das Teilentladungsmeßgerät 82 nur in der störfreien Zeit an dem Prüfling 76 anliegt, insbesondere dann, wenn der Schalter 72 geöffnet ist. Dort werden die an den Schnittstellen 96, 97 der Spannung U 6 entstehenden Störspannungsspitzen ausgeblendet und vom Teilentladungsmeßgerät ferngehalten.

Aus der Kombination der beschriebenen Schaltung, bestehend aus den Schaltungsteilen 62 bis 76, in Verbindung mit der Störspannungsspitzenausblendung nach Art einer Synchronisierung ist es nun möglich, eine besonders empfindliche Teilentladungsmessung mit dem ansich bekannten Teilentladungsmeßgerät 82 durchzuführen.

Bei bisher bekannten Schaltungen mit zwei Stelltransformatoren waren die Störspannungsspitzen nicht genau zu lokalisieren, d.h. sie traten sporadisch auf, weil das Auftreten von Störspannungsspitzen von der Bewegung der Bürstenkohlen des Stelltransformators abhängt.

Bei der vorliegenden Erfindung mit der beschriebenen elektronischen Schaltung treten stets definiert Störspannungsspitzen lediglich an den Flanken der Rechteckimpulse 95 nach Fig. 16 auf, wobei diese Störspannungsspitzen leicht mit der beschriebenen Ausblend- bzw. Synchronisierschaltung ausgeblendet und daher vom Teilentladungsmeßgerät ferngehalten werden können.

Hierbei können nun Kabel gemessen werden, die eine Kunststoffisolierung aus Polyäthylen oder vernetztem Polyäthylen besitzen. Die Isolierung derartiger Kabel könnte durch Teilentladungen auch mit kleinem Pegel zerstört werden, was dazu führt, daß bei derartigen Kabeln beispielsweise nur Teilentladungsmengen von beispielsweise 5 PC bis 20 PC (piko-Coulomb) zulässig sind.

Insoweit können bei diesen Kabeln wegen der störungsfreien Messanordnung nun auch kleine Teilentladungsmengen nachgewiesen werdne.

Es können aber nicht nur Kabel allein sondern auch beliebige Prüflinge 76 gemessen werden, wie z.B. ein Transformator oder ein Generator oder ähnliche elektrische Einrichtungen.

Im folgenden wird nun beschrieben, wie in einer weiteren Ausführungsform eine zusätzliche Messung einer Durchschlagstelle bei einem Kabel durchgeführt wird.

Hierbei ist vorgesehen, daß an die Ankopplungseinrichtung 78 eine Anschaltbuchse 86 angeordnet ist, über die über eine Leitung 100 die Diagnose-Einrichtung angeschlossen wird, wobei die Diagnose-Einrichtung aus einem Echometer 87 und einer dazugehörenden Trigger-Einrichtung 88 besteht.

Wird also ein zu prüfendes Kabel als Prüfling 87 mit der Prüfspannung U 5 geprüft und kommt es hierbei zu einem Durchschlag im Kabel, dann wird bei der Durchschlagstelle ein Hochfrequenzimpuls erzeugt, der vom Prüfling 76 über die Leitung 77 in die Ankopplungseinrichtung 78 fließt und von der Ankopplungseinrichtung in die Anschaltbuchse 86 und damit von der Diagnose-Einheit 87, 88 erfasst ist. Mit dieser Diagnose-Einheit kann damit der Kabelfehler am Kabel lokalisiert werden.

Bisher benötigte man zur Lokalisierung von Kabelfehlern in entsprechenden Kabeln eine Funkstrecke und eine Drosselspule. Dies wird nach der vorliegenden Erfindung vermieden, denn mit der erfindungsgemässen Schaltung ist es nur direkt möglich, mit der Diagnoseeinheit 87, 88 über die Leitung 74 sich direkt an die Ankopplungseinrichtung 78 anzuschalten. Damit ergeben sich wesentliche Vorteile, denn der entsprechende apparative Aufwand mit Funkenstrecke und Drosselspule wird vermieden und vor allem kann man die Diagnose-Einheit 87, 88 prophylaktisch zu einer Prüfung des Kabels nach dem erfindungsgemässen Verfahren verwenden und nur dann, wenn es zu einem Durchschlag im Kabel kommt, wird automatisch mit der angeschalteten Diagnose-Einheit 87, 88 der Kabelfehler lokalisiert.

Bisher konnte man nämlich nur feststellen, daß der Durchschlag stattgefunden hatte. Dann musste man einen Stoßgenerator verwenden, um diese Fehlerstelle erneut zum Zünden zu bringen und erst in diesem Verfahrensschritt hatte man dann die Diagnose-Einrichtung angeschaltet. Bei der vorliegenden Erfindung kann stattdessen die Diagnose-Einrichtung ständig an dem zu prüfenden Kabel angeschaltet bleiben.

Als Vorteil können mit der erfindungsgemässen Prüfspannung U 5 Hochspannungswerte von z.B. 100 kV erreicht werden, was mit den bisherigen Stoßgeneratoren nur mit großem Aufwand möglich war.

Mit dem Echometer 87 mit Transientenspeicher kann direkt eine Fehlerortung an einem zu prüfenden Kabel vorgenommen werden. Hierzu wird die gleiche Kuppeleinrichtung 78, wie für die Teilentladungsmessung verwendet.

Der schnelle Zusammenbruch der Prüfspannung U 5 bei einem Durchschlag im Kabel löst über einen Hochpass an einer Trigger-Einrichtung 88 einen Trigger-Impuls aus, der mit einer einstellbaren Verzögerung Δ t einen Sendeimpuls des Echometers auslöst. Dieser Sendeimpuls gelangt über die Kuppeleinrichtung 78 in das defekte Kabel und wird am Lichtbogen reflektiert. Die Zeit zwischen Sendeimpuls und Reflektion ermöglicht eine Fehlerortsbestimmung.

In Fig. 9 ist noch ein Potentiometer 85 gezeigt, um die Spannungsamplitude am Prüfling 76 einzustellen und es ist ferner ein Potentiometer 101 der Steuerung 68 zugeordnet, um die Phasendifferenz zwischen der Spannung U 1 und U 4 einzustellen. Damit wird dann auf elektronische Weise erreicht, daß der Schalter 72, der die Schnittstellen 96, 97 nach Fig. 16 anbringt, genau in den Flanken des Rechteckimpulses der Spannung U 6 schaltet. Kommt es einmal nicht zu dieser Zuordnung, dann kann mit Hilfe des Potentiometers 101 die Phase verschoben werden, d.h. der Rechteckimpuls wird auf der Zeitachse so verschoben, daß es dann stets zu der beschriebenen Zuordnung der Schnittstellen 96, 97 in den Flanken des Rechteckimpulses kommt.

Die Fig. 17 und 18 zeigen einen bevorzugten konstruktiven Aufbau einer Schalteranordnung zur Demodulation, wobei der Synchronmotor 74 mit seiner Antriebsachse 102, die als Isolierwelle ausgeführt wird, synchron eine Reihe von übereinander angeordneten Schaltern antreibt, wobei die Schalter Teil des Schalters 72 sind. Die Unterteilung des Hochspannungsschalters 72 in einzelne Teilschalter 104, 105, 106 hat den Vorteil, daß jeder Teilschalter nur einen geringen Teil der gesamten Hochspannung zu schalten hat und daher weniger belastet ist.

Im gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig. 17 und Fig. 18 wird hierbei die Hochspannung über die Leitung 71 zugeführt und gelangt über den ersten Teilschalter 103, der drehfest mit der Antriebsachse 102 verbunden ist.

Über die Leitung 109 ist der feststehende Kontakt des Teilschalters 103 mit dem feststehenden Kontakt des darüberliegenden Teilschalters 104 verbunden und dessen gegenüberliegender, feststehender Kontakt ist über die Leitung 110 mit dem darüberliegenden, festen Kontakt des Teilschalters 105 verbunden. Fig. 17 zeigt die Schalter im geschlossenen Zustand. Den feststehenden Kontakten jedes Teilschalters 103, 104, 105 sind RC-Glieder 106, 107, 108 parallelgeschaltet, so daß im offenen Zustand dieser Teilschalter 103, 104, 105 die anstehende Hochspannung in gleiche Teilspannungen aufgeteilt wird. Dadurch wird jeder Teilschalter nur mit seinem dazugehörenden Anteil der Hochspannung belastet.

Damit können beliebig hohe Hochspannungsschalter angeordnet werden und es ist möglich, beliebig viele Teilschalter übereinander anzuordnen, wodurch mit einem derartigen neuartigen Schalter 72 sehr hohe Spannungen unter geringer Belastung der Schaltkontakte geschaltet werden können.

Weil jedem Teilschalter 103, 104, 105 eine nur relativ geringe Hochspannung zugeordnet ist, erfolgt die Funkenlöschung im Schaltvorgang relativ schnell, insbesondere schneller, als wenn nur mit einem einzigen Schalter die gesamte Hochspannung geschaltet werden müsste.

Deshalb entstehen vorteilhaft nur relativ kurze Störspannungsimpulse in den Flanken (Schnittstellen 96, 97) der Spannung U 6, weil nur Störspannungsspitzen relativ niedriger Amplitude entstehen können, die dann sehr schnell verlöschen. Diese konstruktive Ausbildung des Schalters trägt dazu bei, daß man mit einem empfindlichen Teilentladungsmeßgerät und der beschriebenen Schaltung vorteilhaft empfindliche Teilentladungsmessungen z.B. auch an Kunststoffkabeln vornehmen kann.

Claims (8)

1. Verfahren und Schaltungsanordnung zur Isolationsprüfung von Prüflingen mit großer Eigenkapazität und zur Ortung von Fehlern in Energiekabeln mittels eines Hochspannungs-Transformators, an dem primärseitig eine mit sehr niedriger Frequenz überlagerte Wechselspannung anliegt und an dem sekundärseitig der Prüfling über eine Demodulationseinrichtung anliegt und parallel zum Prüfling ein Echometer und ein Teilentladungsmeßgerät geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochspannungs-Transformator (7) primärseitig über einen Lade-Kondensator (3) mit einer sehr niederfrequenten Spannung, der eine höhere Frequenz überlagert ist, elektronisch angesteuert wird und daß auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators (7) der Anteil mit höherer Frequenz synchron herausgefiltert (demoduliert) wird und daß dem Prüfling (9) die hohe Sekundärspannung mit niedriger Frequenz zugeführt wird und daß die Meßeinrichtung (12) mit dem Prüfling (9) über eine Schalteinrichtung (10) in der impulsfreien Zeit am Hochspannungs-Transformator (7) verbunden wird.

2. Vorrichtung zur Ausübung des Verfahrens, dadurch gekennzeichnet, daß am Hochspannungs-Transformator (7) primärseitig ein über eine Steuerung (21) umschaltbarer, elektronischer Wechselschalter (6) vorgesehen ist und am Wechselschalter (6) über einen Thyristor (4) und eine parallele Freilauf-Diode (5) die Ladespannung eines Ladekondensators (3) in Form von Impulspaketen anliegt und daß auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators (7) in Serie zum Prüfling (9) ein VDR-Widerstand (8) angeordnet ist (Fig. 1).

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Komparator (14) vorgesehen ist, dessen einer Eingang (19) mit einem Niederspannungs-Oszillator (16) über einen Abschwächer (17) verbunden ist und dessen anderer Eingang (18) über einen Spannungsteiler (13) an die Hochspannung an der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators (7) angeschlossen ist und dessen Ausgang über einen Regler (15) mit der primärseitigen Steuerung (21) verbunden ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an der Primärseite des Hochspannungs-Transformators (7) anstelle des Schalters (6) und der Freilauf-Diode (5) an Wicklungen des Hochspannungs-Transformators (7) zwei nach Masse gegeneinander geschaltete Thyristoren (31, 33) angeordnet sind, denen im Gegentakt über zwei weitere mit positiven und negativen Impulsen gezündete Thyristoren (30, 32) Impulspakete gemäss dem Spannungsverlauf am Lade-Kondensator (3) zugeführt werden (Fig. 3).

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sekundärseite des Hochspannungs-Transformators (7) anstelle des VDR-Widerstandes (8) zwei parallele gegensätzlich geschaltete Funkenstrecken (34, 35) vorgesehen sind (Fig. 4).

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Funkenstrecken (34, 35) aus jeweils einer Hochspannungs-Diode (37) mit einem nachgeschalteten RC-Glied (36) bestehen und daß am Prüfling (9) eine kugelförmige Gegenelektrode (39) vorgesehen ist, der jeweils eine kugelförmige Elektrode mit einem Zündstift (38) der Funkenstrecken (34, 35) gegenüber steht.

7. Verfahren zur Isolationsprüfung von Prüflingen mit großer Eigenkapazität und zur Ortung von Fehlern mit einer sehr niederfrequenten Wechselspannung hoher Amplitude, die aus der Netzspannung erzeugt wird, wobei an einem Hochspannungstransformator primärseitig die mit sehr niedriger Frequenz modulierte Netzwechselspannung anliegt und sekundärseitig in der Spannungszuführung zum Prüfling ein Schalter zur Demodulation vorgesehen ist, und über eine Ankopplungseinheit parallel zum Prüfling ein Echometer und ein Teilentladungsmeßgerät zugeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine Phasenanschnittsschaltung (62) sehr niedriger Frequenz mit Gleichrichtung und Glättung vorgesehen ist mit Zuführung an die Primärseite des Hochspannungstransformators (70) über einen elektronischen Schalter (65) hoher Frequenz mit einer gemeinsamen Steuerung (68) für die Phasenanschnittsschaltung (62) und den elektronischen Schalter (65) und mit einem motorisch angetriebenen rotierenden Synchronschalter (72) an der Sekundärseite des Hochspannungstransformators (70).

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (65) im Nullpunkt der anliegenden sehr niederfrequenten Spannung U 3 bei einer Zerhackerfrequenz von 50 Hz auf der Steuerung (68) für eine Zeitdauer von 10 Millisekunden aussetzt. 9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der Phasenanschnitts­ schaltung (62) und des elektronischen Schalters (65) synchron zur Netzfrequenz vorgesehen ist und daß an der Steuerung (68) ein Potentiometer (85) zur Einstellung der Spannungsamplitude am Prüfling und ein weiteres Potentiometer (101) zur Einstellung der Phasendifferenz zwischen Netzspannung und primärseitiger Spanung U 4 am Hochspannungstransformator vorgesehen sind. 10. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der motorisch angetriebene Schalter (72) synchron zur Netzfrequenz rotiert und eine Antriebsachse (102) aufweist mit übereinander angeordneten Schaltebenen mit Teilschalter (103, 104, 105), die über Entstörglieder (106, 107, 108) miteinander verbunden sind.11. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung (68) phasenversetzt synchron im Gegentakt Schalter (80, 81) ansteuert, welche ein Teilentladungsmeßgerät (82) an dem Prüfling (76) zuschaltet.12. Verfahren nach Anspruch 7 zur Fehlerortung an Kabeln, dadurch gekennzeichnet, daß über die zur Teilentladlungsmeßung verwendete Ankopplungseinrichtung (78) und die Triggereinrichtung (88) ein Echometer mit Transientenspeicher angeschlossen ist, das bei einem Durchschlag des Prüflings (76) einen Sendeimpuls über die Ankopplungseinrichtung (78) auf den stehenden Lichtboden sendet und mit dem die Zeit zwischen Sendeimpuls und Reflektionsimpuls gemessen werden und damit der Fehler geortet werden kann.13. Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens mit einem Hochspannungstransformator mit primärseitig modulierter Spannung und einem Schalter zur Demodulation auf der Sekundärseite des Hochspannungstransformators, dadurch gekennzeichnet, daß an der Primärseite des Hochspannungstransformators (70) Halbleiter mit einer gemeinsamen taktsynchronen Steuerung vorgesehen sind, wobei über einen Phasenanschnitt mit Gleichrichtung und Glättung die eingangsseitige Netzspannung U 1 in pulsierende Gleichspannung U 3 sehr niedriger Frequenz umgewandelt wird mit nachfolgender Zerhackung hoher Frequenz durch einen Halbleiter und daß an der Sekundärseite des Hochspannungstransformators (70) in der Zuleitung zum Prüfling (76) ein mechanischer, motorisch angetriebener Synchronschalter (72) angeordnet ist.