DE3719876A1 - Schaltungsanordnung zur phasenregelung, insbesondere fuer die horizontalablenkung in datensichtgeraeten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Phasenregelung, insbesondere für die Horizontalablenking in Datensichtgeräten; mit einer Phasenverriegelungsstufe, der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal und ein Synchronisiersignal zugeführt werden und die als Ausgangssignal ein dreieckförmiges Signal erzeugt, das zu dem Synchronisiersignal in Phasenbeziehung steht; mit einem Rechteckgenerator, dem als Eingangssignal das dreieckförmige Signal zugeführt wird und der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal erzeugt; mit einem Treiberelement, dem das Rechtecksignal zugeführt wird und das ein periodisches Steuersignal liefert; und mit einem Phasenkomparator, dem als Eingangssignale das dreieckförmige Signal, das periodische Steuersignal und ein zweites Referenzsignal zugeführt werden und der als Ausgangssignal ein Kompensationssignal erzeugt, mit dem durch das Treiberelement verursachte, dynamische Phasendifferenzen kompensiert werden und das dem Rechteckgenerator zugeführt wird.

Auf dem Gebiete der Datensichtgeräte, die durch Computer angesteuert werden, werden die Synchronisiersignale sowohl für die vertikale als auch für die horizontale Anlenkung von Computern verschiedener Typen geliefert. Da weder für die Impulsdauer noch für die Phase der Synchronisiersignale gegenüber dem Videosignal einheitliche Normen existieren, ist es notwendig, Schaltungsanordnungen bereitzustellen, die ein spezifisches Datensichtgerät kompatibel zu verschiedenen Typen von Computern macht. Insbesondere ist eine Anpassungsregelschaltung notwendig, mit der die Phasendifferenz zwischen der aktiven Flanke des Synchronisiersignals und dem Videosignal angepaßt wird, um ein Anzeigebild zu erhalten, das genau auf dem Schirm des Datensichtgerätes zentriert ist. Die Phasendifferenz hat sowohl eine dynamische Komponente aufgrund des Verhaltens der Steuerelemente des Datensichtgerätes, als auch eine statische Komponente, die in einer festen Phasendifferenz zwischen den Synchronisiersignalen und dem Videosignal besteht.

Schaltungsanordnungen zur Phasenregelung, die zwischen den Computer und dem Datensichtgerät geschaltet werden, sind bereits bekannt und in der Lage, diese Phasendifferenz teilweise auszugleichen. Insbesondere enthält eine bekannte Schaltungsanordnung zur Phasenregelung eine Phasenverriegelungsstufe, der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal und das durch den Computer erzeugte Synchronisiersignal zugeführt werden und die ein dreieckförmiges Ausgangssignal (Sägezahnspannung) erzeugt, die im Ruhezustand mit dem externen Synchronisiersignal synchronisiert ist. Die Schaltungsanordnung enthält darüber hinaus einen Horizontalimpulsformer, dem das dreieckförmige Signal zugeführt wird und der als Ausgangssignal eine Serie von Rechteckimpulsen liefert, die dem Zeilentreibersystem des Datensichtgerätes zugeführt wird. Dieses Treibersystem besteht typischerweise aus einem Transistor, der eine Spannung erzeugt, die - nach Umformung in eine Rechteckwelle - einem Phasenkomparator zugeführt wird, der gleichzeitig das dreieckförmige Signal von der Phasenverriegelungsstufe sowie eine zweite Referenzspannung empfängt, um Phasenverschiebungen, die durch das Treibersystem selbst verursacht werden, zu kompensieren. Zu diesem Zweck erzeugt der Phasenkomparator ein Ausgangssignal, das dem Rechteckgenerator zugeleitet wird, um einem von diesem erzeugten Impuls zuvorzukommen. Um statische Phasendifferenzen zwischen dem durch den Computer gelieferten Synchronisiersignal und dem Videosignal auszugleichen, ist ein Potentiometersystem vorgesehen, das auf den Rechteckgenerator einwirkt, um die Referenzspannungen dieses Generators zu variieren, um den Ausgangsimpuls gegenüber dem Synchronisiersignal voreilen zu lassen oder zu verzögern. Ein detailliertes Schaltbild dieses bekannten Systems ist als Beispiel in der Fig. 1 gezeigt.

Diese bekannte Schaltungsanordnung ist jedoch, obwohl sie in der Benutzung weit verbreitet ist, nicht frei von Nachteilen, und zwar aufgrund der Unmöglichkeit, Phasendifferenzen nicht ausgleichen zu können, wenn diese bestimmte Werte überschreiten. Insbesondere ist es unmöglich, Phasendifferenzen auszugleichen, die etwa ein Achtel der Periode des verarbeiteten Signals überschreiten.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Phasenregelung, insbesondere für die Horizontalablenkung in Datensichtgeräten, zu schaffen, die in der Lage ist, einen Phasenausgleich zwischen dem Synchronisiersignal und dem Videosignal über einen breiten Phasenbereich zu ermöglichen, wobei sowohl Phasendifferenzen aufgrund von statischen Unterschieden, verursacht durch Computer verschiedener Typen, als auch dynamische Verschiebungen aufgrund der Treiberkomponenten der Datensichtgeräte auszugleichen. Die Aufgabe besteht insbesondere darin, eine Schaltungsanordnung zur Phasenregelung zu schaffen, die zuverlässig arbeitet und eine gute dynamische Phasenkompensation auch bei größeren statischen Differenzen sicherstellt, die größer als eine halbe der zu verarbeitenden Signalperiode beträgt. Schließlich soll die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung einfach im Aufbau und durch heute bekannte Herstellverfahren herstellbar sein, insbesondere in integrierter Form, wobei die Kosten im gleichen Begleich liegen sollen, wie die bisher bekannten Schaltungen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art gelöst, die dadurch gekennzeichnet ist, daß zum Kompensieren von statischen Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal und dem periodischen Steuersignal mindestens eines der Referenzsignale zwischen einem voreinstellbaren Minimalwert und einem voreinstellbaren Maximalwert variabel ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand zweier bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer bekannten Schaltungsanordnung zur Phasenregelung;

Fig. 2a, 2b, 2c, 3, 4 und 5 verschiedene Wellenformen an den entsprechenden Stellen der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zur Erläuterung der Betriebsweise;

Fig. 6 ein vereinfachtes Schaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Fig. 7a-7c verschiedene Wellenformen an den entsprechenden Stellen der Schaltungsanordnung nach Fig. 6; und

Fig. 8 eine andere Ausführungsform im Vergleich zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 6.

Zum besseren Verständnis der Erfindung, insbesondere in der Art und Weise, wie die Nachteile der bisher bekannten Schaltungen vermieden werden, wird zunächst in Verbindung mit Fig. 1 eine solche bekannte Schaltungsanordnung zur Phasenregelung beschrieben.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält eine Phasenverriegelungsstufe 50, einen Rechteckimpulsgenerator 38, einen Phasenkomparator 28 und ein Treiberelement 22. Die Phasenverriegelungsstufe 50 enthält einen ersten Phasenkomparator 1 mit zwei Eingängen 6 und 7 sowie einen Tasteingang EN, dem das externe Synchronisiersignal SYNC zugeführt wird, das z. B. von einem Computer bereitgestellt wird. Der positive Eingang 6 des Phasenkomparators 1 ist mit einer ersten festen Referenzspannung V _R1 verbunden, während der negative oder invertierende Eingang 7 mit der Leitung 5 am Ausgang des stromgesteuerten Oszillators 2 angeschlossen ist, so daß bei Eintreffen des Synchronisiersignals der Phasenkomparator 1 das Referenzsignal am Eingang 6 mit dem dreieckförmigen Signal (Sägezahnsignal) am Eingang des Einganges 7 vergleicht. Abhängig von dem Vergleichsergebnis wird am Ausgang 3 ein Signal erzeugt, das durch die Komponenten 8 gefiltert und dem Oszillator 2 zugeführt wird, um dessen Frequenz zu verändern und den Oszillator 2 mit den Horizontalsynchronisationssignalen zu verriegeln, die durch den externen Computer geliefert werden. Das dreieckförmige Signal am Ausgang 5 wird darüber hinaus dem Horizontalimpulsformer 38 zugeleitet, der ein Rechtecksignal erzeugt, das mit der dreieckförmigen Wellenform und damit dem externen Sychronisiersignal synchronisiert ist. Dieses Rechtecksignal wird dem Treibersystem des Datensichtgerätes zugeleitet, der im vorliegenden Fall aus dem Transistor 22 besteht, der an eine Induktivität 25 angeschlossen ist. Der Rechteckimpuls des Impulsformers 38 bewirkt, daß der Transistor 22 abwechselnd eingeschaltet (in den gesättigten Zustand) und ausgeschaltet wird, wie es zur Ansteuerung erforderlich ist. Am Kollektor des Transistors 22 tritt also ein Spannungssignal auf, das zu dem Schaltzustand des Transistors 22 in Beziehung steht. Dieses Signal (Rücklaufsignal) kann gegenüber dem Synchronisiersignal eine Phasendifferenz aufweisen aufgrund der verschiedenen Speicherzeiten des Transistors 22. Um diese Phasendifferenzen auszugleichen, wird das Rücklaufsignal vom Kollektor des Transistors 22 einem zweiten Phasenkomparator 28 an dessen Tasteingang EN zugeführt. Dieser Komparator 28 erhält außerdem das dreieckförmige Signal vom Oszillator 2 an seinem Invertierteingang 29 sowie eine zweite feste Referenzspannung V _R2, die dem positiven Eingang 30 des Komparators zugeleitet wird. Bei Feststellung des Rücklaufimpulses vergleicht der Komparator 28 das dreieckförmige Signal des Oszillators 2 mit der festen Referenzspannung V _R2 und liefert am Ausgang ein Fehlersignal, das zur Phasendifferenz in Beziehung steht. Das Fehlersignal wird durch den Kondensator 37 gefiltert und dem Eingang des Impulsformerblocks 38 zugeleitet, der den erzeugten Rechteckimpuls zeitlich voreilen läßt oder verzögert, um den Phasenfehler zu kompensieren. Zum Ausgleich von statischen Phasenfehlern aufgrund der Phasendifferenz zwischen dem Synchronisiersignal und dem Videosignal vom Computer ist eine statische Regelung vorgesehen, die durch das Potentiometer 32 derart erfolgt, daß ein positiver oder negativer Strom in Richtung des Kondensators 37 geliefert wird, um die Referenzspannung am Eingang der Impulsformerschaltung 38 zu erniedrigen oder zu erhöhen, um auf diese Weise ein Voreilen oder Nacheilen des Treiberimpulses gegenüber dem Synchronisiersignal zu bewirken.

Für eine bessere Erläuterung der Arbeitsweise der bekannten Schaltung und ihrer Grenzen wird nachfolgend Bezug auf die Wellenformen der Fig. 2 bis 5 genommen. Die Fig. 2a, 2b und 2c zeigen das Verhalten des Signals, das am Ausgang des Komparators 1 bei drei verschiedenen Phasenbeziehungen zwischen dem Eingangssynchronisiersignal und dem dreieckförmigen Signal des Oszillators 2 auftritt. Insbesondere sind das dreieckförmige Signal I ₁ des Oszillators 2, die dem Eingang 6 des Komparators 2 zugeführte Referenzspannung V _R1 und das durch den Computer gelieferte externe Synchronisiersignal SYNC zu sehen. Im Falle der Fig. 2a ist das dreieckförmige Signal größer als die Referenzspannung, wenn der Synchronisierimpuls als Tastimpuls für den Komparator 1 auftritt, so daß das Signal I ₂ am Ausgang des Komparators 1 negativ ist. Hierdurch wird über die Komponenten 8 ein Fehlerstrom für den Oszillator 2 erzeugt, wodurch dessen Frequenz erhöht wird. Im Falle der Fig. 2b besteht Gleichheit zwischen der Referenzspannung V _R1 und I ₁ beim Eintreffen des Synchronisierimpulses, so daß ein Signal I′ ₂ erzeugt wird, das sowohl eine positive Komponente als auch eine negative Komponente aufweist, wodurch eine Veränderung der Frequenz des dreieckförmigen Signals des Oszillators 2 verhindert wird. Dementsprechend tritt im Beispiel der Fig. 2c der Synchronisierimpuls SYNC auf, wenn das dreieckförmige Signal niedriger als die Referenzspannung ist, wodurch ein positives Signal I″2 erzeugt wird, das zu einer Erniedrigung der Oszillatorfrequenz führt. Dementsprechend bewirkt die Stufe 50, daß die Frequenz des dreieckförmigen Signals des Oszillators 2 derart verändert wird, bis dessen Frequenz und Phase in der richtigen Beziehung zu dem Synchronisiersignal SYNC stehen.

Das dreieckförmige Signal, das auf diese Weise synchronisiert ist, wird danach dem zweiten Phasenkomparator 28 zugeführt. Die entsprechenden Wellenformen dieses Komparators sind in Fig. 3 gezeigt, wobei I ₁ wiederum das dreieckförmige Signal des Oszillators 2 bedeutet, V _R2 die feste Referenzspannung am positiven Eingang des Komparators 28 und I _F den Rücklaufimpuls, der von der Leitung 27 am Kollektor des Transistors 22 abgenommen und dem Tasteingang EN des Komparators 28 zugeführt wird. Ähnlich wie bei dem ersten Komparator vergleicht der zweite Phasenkomparator 28 das dreieckförmige Signal mit der Referenzspannung, wenn er durch den ankommenden Tastimpuls wirksam geschaltet wird, im vorliegenden Fall durch den Rücklaufimpuls. Abhängig von dem Vergleich erzeugt der Komparator 28 somit am Ausgang ein Signal I ₃, das von der Phasendifferenz zwischen dem dreieckförmigen Signal und dem Rücklaufimpuls abhängt, und dieses Signal wird dem Impulsformer 38 zugeführt, der wiederum den dreieckförmigen Impuls voreilen läßt oder verzögert, um auf diese Weise ein weiteres Phasenverriegelungssystem darzustellen, mit dem der Horizontaloszillator (und damit die externe Synchronisierung) mit dem Rücklaufimpuls synchronisiert wird. Fig. 3 zeigt eine stabile Situation, bei der das Signal I ₃ sowohl eine positive als auch eine negative Komponente enthält, so daß die vorher existierende Phasenbeziehung aufrechterhalten wird.

Fig. 4 zeigt die Phasenbeziehungen zwischen dem Rücklaufimpuls, dem Horizontalsynchronisierimpuls und dem dreieckförmigen Signal. Um diese Phasenbeziehungen einzustellen, arbeitet der Komparator 28 mit dem Rechteckimpulsformer 38 zusammen, der, wie die Figur zeigt, aus zwei Komparatoren 9 und 10 und einem logischen NAND-Gatter 20 besteht. Der Komparator 9 ist mit seinem negativen Eingang 11 mit dem Ausgang des Oszillators 2 verbunden und mit seinem positiven Eingang 12 mit einem Anschluß eines Widerstandes 16, der aus einer Konstantstromquelle 15 gespeist wird, um über dem Widerstand einen festen Spannungsabfall Δ V zu erzeugen. Der andere Anschluß des Widerstandes 16 ist mit dem negativen Eingang des Komparators 10 verbunden, dessen positiver Eingang 13 an den Ausgang des Oszillators 2 gekoppelt ist. Die Komparatoren 9 und 10 haben entsprechende Ausgänge 17 und 18, die zusammen mit einer Leitung 19 (Auftastsignal EN) das logische NAND-Gatter 20 steuern, dessen Ausgang 21 mit der Basis des Transsitors 22 verbunden ist.

Die Arbeitsweise des Impulsformers 38 geht klar aus Fig. 5 hervor, die das dreieckförmige Signal I ₁ des Oszillators 2, die beiden an den Eingängen 12 und 14 der Komparatoren 9 und 10 anliegenden Vergleichsspannungen V _R3 und V _R4 sowie die Ausgangssignale I ₄ und I ₅ an den Ausgängen 17 und 18 der Komparatoren zeigt. Es wird klar, daß die Differenz zwischen den beiden Referenzspannungen V _R3 und V _R4 genau gleich dem Spannungsabfall am Widerstand 16 ist, der durch den Strom der Stromquelle 15 verursacht wird. Um eine statische Phasenregelung zwischen dem externen Synchronisiersignal (und dem damit in Beziehung stehenden dreieckförmigen Signal) und dem Rücklaufimpuls, der zu dem Signal I ₆ am Ausgang des Gatters 20 erzeugt wird, durchzuführen, ist es möglich, durch das Potentiometer 32 die beiden Referenzspannungen V _R3 und V _R4 zu variieren, wobei in jedem Fall eine konstante Spannungsdifferenz und damit Dauer des Impulses I ₆ aufrechterhalten wird. In der Praxis enthält das Potentiometer des bekannten Systems einen Spannungsteiler, der durch die Widerstände 33 und 34 gebildet wird, wobei der Widerstand 34 mit dem Schleifer 36 verbunden ist, der auf dem Widerstand 33 gleitet. In dieser Weise ist eine gleichzeitige und gleiche Variation der Referenzspannungen der Komparatoren 9 und 10 gewährleistet und damit der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal I ₆ des Impulsformers 38 und dem externen Synchronismus.

Beim Verstellen des Schleifers des Widerstandes 33 wird ein positiver oder negativer Strom in den Kondensator 37 injiziert, um eine größere oder kleinere Spannung am Eingang der Komparatoren 9 und 10 zu erzeugen. Dementsprechend ergibt sich ein Voreilen oder eine Verzögerung des durch den Impulsformer 38 erzeugten Impulses sowie des am Kollektor des Transistors 22 erzeugten Rücklaufimpulses. Unter Berücksichtigung der Wellenformen nach Fig. 3 wird aus dem vorstehenden klar, daß der Rücklaufimpuls nur um die Hälfte seiner Dauer voreilend gemacht oder verzögert werden kann (gegenüber dem Balancezustand nach Fig. 3), damit verhindert wird, daß der Strom I ₃ nur positiv oder nur negativ wird. In diesem Fall würde keine Möglichkeit bestehen, durch den Phasenkomparator 28 eine dynamische Phasenregelung durchzuführen. Da in den praktischen Systemen der Rücklaufimpuls typischerweise eine Dauer von etwa 8 µSekunden hat, ist eine maximale manuelle Regelung zur Kompensation statischer Phasendifferenzen um etwa ±4 µSekunden möglich. Da die Periode des Signals entsprechend einer Ablenkung um 360° gleich 64 µSekunden ist, kann eine Phasenregelung nur um ±22,5° erfolgen, was in vielen Fällen zu begrenzt ist.

Darüber hinaus wird bemerkt, daß bei der bekannten Schaltungsanordnung die Regelung zur Kompensation statischer Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal und dem Videosignal eine Verschiebung des Signals am Ausgang der Impulsformerschaltung und damit des Rücklaufimpulses gegenüber dem dreieckförmigen Signal I ₁ (siehe Fig. 3) bewirkt. Der Regelbereich ist also nicht symmetrisch, so daß bei einer Aufrechterhaltung eine Gesamtregelmöglichkeit von 45° bezüglich eines Verzögerns oder Voreilens des Impulses die dynamische Regelmöglichkeit praktisch gleich Null in einem der beiden Fälle sein kann.

In Fig. 6 ist nun eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Da die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung gemäß der vorliegenden Erfindung einen ähnlichen Aufbau hat wie die Schaltungsanordnung nach Fig. 1, wurden die gleichen Bezugszeichen für gemeinsame Bauelemente benutzt. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 enthält eine Phasenverriegelungsstufe 50, einen Horizontalimpulsformer 38 und einen Komparator 28. Die Phasenverriegelungsstufe enthält einen Phasenkomparator 1, und der stromgesteuerte Oszillator 2 ist, wie bereits beschrieben wurde, derart angeschlossen, daß er auf der Leitung 5 ein dreieckförmiges Signal erzeugt, das sowohl dem Impulsformer 38 als auch dem Komparator 28 zugeleitet wird. Insbesondere ist der Komparator 1 ein solcher mit einem Stromausgang und hoher Ausgangsimpedanz, z. B. ein Transkonduktanz-Operationsverstärker (O.T.A.). Wie bei der bekannten Schaltung, wird das dreieckförmige Signal dem negativen Eingang des Komparators 1 zugeführt, während dieser an seinem positiven Eingang 6 eine Referenzspannung erhält, die hier in analoger Weise mit V _R1 bezeichnet ist. Im Gegensatz zu der bekannten Schaltung (Fig. 1), bei der die Referenzspannung durch integrierte Spannungsteiler (im Falle der Referenzspannung V _R2) erzeugt wurde, ist bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 diese erste Referenzspannung variabel und wird mittels eines Potentiometers 45 erzeugt, dessen Schleifer 46 mit dem Eingang 6 verbunden ist.

Wie bei der bekannten Schaltung enthält der Impulsformer 38 zwei Komparatoren 9 und 10, die mit ihrem negativen Eingang 11 bzw. positiven Eingang 13 an die Leitung 5 angeschlossen sind, während der positive Eingang 12 des Komparators 9 mit einem ersten Anschluß des Widerstandes 16 verbunden ist, dessen anderer Anschluß an den negativen Eingang 14 des Komparators 10 angeschlossen ist. Auch in diesem Fall ist eine Stromquelle 15 vorgesehen, um an dem Widerstand 16 einen festen Spannungsabfall Δ V zu erzeugen. Die Ausgangssignale an den Ausgängen 17 und 18 der Komparatoren 9 und 10 werden, zusammen mit einem Tastsignal EN, dem logischen NAND-Gatter 20 zugeleitet, dessen Ausgang 21 an der Basis des Transistors 22 des Treibersystems angeschlossen ist. Dieser Transistor 22 ist mit seinem Kollektor an den einen Anschluß einer Induktivität 25 des Datensichtgerätes angeschlossen sowie über einen Widerstand 26 mit der Leitung 27 verbunden, die zu dem Tasteingang EN des Phasenkomparators 28 führt. Auch in diesem Fall erhält der negative Eingang 29 des Komparators 28 das durch den Oszillator 2 erzeugte dreieckförmige Signal sowie an seinem positiven Eingang 30 die zweite Referenzspannung V _R2. Diese Referenzspannung ist wie bei dem bekannten Beispiel auf einen festen Wert voreingestellt. Im Unterschied zu der bekannten Schaltung jedoch ist an den Ausgang 31 des Komparators 28 kein Potentiometersystem 32 angeschlossen, sondern lediglich der Filterkondensator 37, und das Signal gelangt direkt an den Impulsformer 38.

Durch diese Bereitstellung einer variablen Referenzspannung am positiven Eingang des Phasenkomparators 1 ist es möglich, eine statische Phasenkompensation durch direkten Einfluß auf die Referenzspannung durchzuführen, die mit dem dreieckförmigen Signal des Oszillators 2 bei Empfang eines ankommenden Synchronisierimpulses verglichen wird. Auf diese Weise wird die dynamische Kompensation deutlich verbessert.

Die Wellenform an den einzelnen Punkten der Phasenverriegelungsstufe 50 sind in den Fig. 7a, 7b und 7c gezeigt, wobei sich diese Darstellungen auf drei verschiedene Stellungen des Schleifers 46 beziehen, um die maximale, minimale oder typische Referenzspannung einzustellen. Wie aus der Fig. 7a hervorgeht, entspricht der Maximalwert des Regelbereiches dem Fall, in dem die maximale Referenzspannung V _R1MAX in der Nähe der Spitze des dreieckförmigen Signals des Oszillators 2 liegt. In diesem Fall ergibt sich für das Signal ein stabiler Zustand gegenüber dem Synchronisierimpuls am Schnittpunkt zwischen dem Maximalwert der Referenzspannung und der Abfallflanke des dreieckförmigen Signals. Ein Ausgangssignal I ₂ des Komparators 1 ergibt sich beim Eintreffen des Synchronisierimpulses, wie in Fig. 7a zu sehen ist. In Fig. 7b dagegen wird der Fall dargestellt, bei dem das Potentiometer 45 derart eingestellt wird, daß sich ein Minimalwert für die Referenzspannung V _R1MIN ergibt. Dieser Wert, der in der Nähe des Minimalwertes des durch den Oszillator 2 erzeugten Signals liegt, führt zu der Phasenbeziehung zwischen dem Synchronisierimpuls SYNC und dem dreieckförmigen Signal, wie in der Fig. 7b gezeigt. Auch in diesem Fall ergibt sich nach Erreichen eines stabilen Zustandes ein Ausgangssignal I ₂, wie in dieser Figur gezeigt. Bei dem Beispiel nach Fig. 7c ist eine typische Normaleinstellung gezeigt, bei der die Referenzspannung den Wert von V _R1TYP hat, so daß sich in bezug auf I ₁, das Synchronisiersignal SYNC und das Ausgangssignal I ₂ die in der Figur dargestellten Verhältnisse ergeben. Dieser Fall entspricht einer statischen Phasendifferenz von Null zwischen dem Synchronisiersignal und dem dreieckförmigen Signal, während der Fall nach Fig. 7a einer Phasendifferenz von ≦ωτ-90° und der nach Fig. 7b einer statischen Phasendifferenz von ≦λτ90° entspricht.

Fig. 8 zeigt nun eine andere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der die veränderliche Referenzspannung nicht mehr die dem Phasenkomparator 1 zugeführte Referenzspannung V _R1 ist, sondern die dem Komparator 28 zugeleitete Referenzspannung V _R2.

Insbesondere zeigt die Fig. 8 diejenigen Teile der Schaltungsanordnung, die von der nach Fig. 1 abweichen. Der Komparator 28 ist mit seinem negativen Eingang an den Ausgang 5 des Oszillators 2 angeschlossen, während sein positiver Eingang 30 mit dem Schleifer 61 eines Potentiometers 60 verbunden ist. Darüber hinaus ist der Tasteingang EN des Komparators 28 mit der die Rücklaufimpulse führenden Leitung 27 verbunden, während sein Ausgang 31 direkt an einen Anschluß des Widerstandes 16 angeschlossen ist, der zum Eingang 14 des Komparators 10 führt, während der andere Anschluß des Widerstandes 16 mit de Leitung 12 und der Stromquelle 15 verbunden ist. Weiterhin ist der Filterkondensator 37 vorgesehen.

Wenn die Ausführungsform nach Fig. 8 in die gesamte Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eingefügt wird, so arbeitet die Schaltungsanordnung zur Phasenregelung in bezug auf die Phasenverriegelungsstufe 50 und den Impulsformer 38 wie in den Fig. 2a bis 2c und 4 dargestellt, während von der Arbeitsweise nach Fig. 3 eine Abweichung in der Weise vorhanden ist, daß die Referenzspannung V _R2 variabel ist und entlang den abfallenden Teil des Ausgangssignals I ₁ bewegbar ist. Dementsprechend wird die Spannung an den Anschlüssen 12 und 14 der Komponenten 9 und 10 angehoben oder erniedrigt und damit der Rücklaufimpuls voreilend gemacht bzw. verzögert. Anders als beim Stand der Technik wird die Phasenverschiebung des Rücklaufimpulses der Fig. 3 durch eine entsprechende Verschiebung des Kreuzungspunktes zwischen V _R2 und I ₁ begleitet, wodurch das Problem der Aufrechterhaltung einer dynamischen Phasenkompensation durch die Phasenverriegelungsstufe 50 vermieden wird. Bei der Lösung nach Fig. 8 wird auf jeden Fall ein kleinerer dynamischer Bereich im Vergleich zu der Lösung nach Fig. 6 erzielt, da die Variation der Spannung am Ausgang 31 dadurch begrenzt ist, daß V _R3 (Referenzspannung am positiven Eingang 12 des Komparators 9) nicht den Wert an der Spitze des dreieckförmigen Signals I ₁ überschreiten darf und auf der anderen Seite V _R4 (entsprechend der Referenzspannung am negativen Eingang 14 des Komparators 10) nicht kleiner werden kann, als der Minimalpegel desselben dreieckförmigen Signals I ₁ (siehe Fig. 5, oben), damit eine Veränderung der Treiberimpulse für den Transistor 22 vermieden wird. Doch auch bei der Ausführungsform nach Fig. 8 ergeben sich erhebliche Verbesserungen gegenüber den bisher bekannten Schaltungen.

Darüber hinaus ist es möglich, die Ausführungsform nach Fig. 6 mit der nach Fig. 8 zu kombinieren, also sowohl eine variable Referenzspannung am Eingang des Phasenkomparators 1 als auch eine variable Referenzspannung am positiven Eingang 30 des Phasenkomparators 28 bereitzustellen und beide in entgegengesetzter Richtung zu variieren.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, löst die vorliegende Erfindung die gestellten Aufgaben. Es wird eine Schaltungsanordnung zur Phasenregelung vorgeschlagen, die einen sehr einfachen Aufbau hat und eine deutliche Verbesserung der Phasenregelmöglichkeiten bringt, d. h., es wird eine Phasenregelung über einen breiten Bereich zwischen dem Synchronisiersignal und dem Videosignal ermöglicht.

Insbesondere wird die dynamische Regelmöglichkeit des Komparators 28 nicht durch die statische Phasenregelung wie bei dem bekannten System beeinträchtigt, weil unabhängig von der statischen Kompensation der Rücklaufimpuls immer mit dem Signal des Oszillators 2 verriegelt bleibt, so daß das Vorhandensein einer statischen Phasenkompensation nicht die Möglichkeit einer gleichzeitigen dynamischen Kompensation beeinträchtigt, wie sie für durch den Transistor 22 eingeführte Verzögerungen und Alterungseffekte erforderlich ist.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zur Phasenregelung, insbesondere für die Horizontalablenkung in Datensichtgeräten;
mit einer Phasenverriegelungsstufe (50), der als Eingangssignale ein erstes Referenzsignal V _R1 und ein Synchronisiersignal (SYNC) zugeführt werden und die als Ausgangssignal ein dreieckförmiges Signal (I ₁) erzeugt, das zu dem Sychronisiersignal in Phasenbeziehung steht;
mit einem Rechteckgenerator (38), dem als Eingangssignal das dreieckförmige Signal (I ₁) zugeführt wird und der als Ausgangssignal ein Rechtecksignal (I ₆) erzeugt;
mit einem Treiberelement (22), dem das Rechtecksignal (I ₆) zugeführt wird und das ein periodisches Steuersignal liefert;
und mit einem Phasenkomparator (28), dem als Eingangssignale das dreieckförmige Signal (I ₁), das periodische Steuersignal und ein zweites Referenzsignal (V _R2) zugeführt werden und der als Ausgangssignal ein Kompensationssignal erzeugt, mit dem durch das Treiberelement verursachte, dynamische Phasendifferenzen kompensiert werden und das dem Rechteckgenerator (38) zugeführt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß zum Kompensieren von statischen Phasendifferenzen zwischen dem Synchronisiersignal (SYNC) und dem periodischen Steuersignal mindestens eines der Referenzsignale (V _R1, V _R2) zwischen einem voreinstellbaren Minimalwert und einem voreinstellbaren Maximalwert variabel ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Referenzsignal (V _R1) variabel ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein Potentiometer (45), dessen Schleifer (46) mit der Phasenverriegelungsstufe (50) verbunden ist, um eine variable Spannung als erstes Referenzsignal (V _R1) zur Verfügung zu stellen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Referenzsignal (V _R2) variabel ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch ein Potentiometer (60), dessen Schleifer (61) mit dem Phasenkomparator (28) verbunden ist, um eine variable Spannung als zweites Referenzsignal (V _R2) zur Verfügung zu stellen.