DE3713107C2

DE3713107C2 - Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen in CMOS-Technologie

Info

Publication number: DE3713107C2
Application number: DE3713107A
Authority: DE
Inventors: Germano Nicollini; Daniel Senderowicz
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1986-04-18
Filing date: 1987-04-16
Publication date: 1995-08-10
Anticipated expiration: 2007-04-17
Also published as: IT1190325B; DE3713107A1; US4780624A; IT8620132A0; IT8620132A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-14, No.3 Juni 1979, S. 655 bis 657) für in MOS-Technologie ausgeführte integrierte Anordnungen, insbesondere des digital analogen Mischtyps, z. B. PCM-Filter, Combo-Schaltungen, Modems und ähnliche Anordnungen.

Im Hinblick auf die Nutzung der überaus hohen Dichte von in MOS-Technologie ausgeführten digitalen VLSI-Schaltungen wurden in jüngster Zeit gemischt digital-analoge Schal tungen entwickelt, insbesondere PCM-Filter, Combo-Schal tungen, Modems und dergl., in denen das analoge Element im typischen Fall ein Funktionsverstärker ist.

Das gemeinsame Vorhandensein von digitalen und analogen Elementen in ein und derselben integrierten Schaltung verursacht gegenseitige Störungen, insbesondere der ana logen Komponenten durch die digitalen Komponenten, da die sehr häufigen Schaltvorgänge der digitalen Elemente Störimpulse in den Speisekreisen hervorrufen, welche dann als Rauschen in den analogen Komponenten erscheinen.

Darüber hinaus treten in vielen integrierten Schaltungen oder Chips gegenseitige Störungen zwischen verschiedenen Bereichen des analogen Teils auf, z. B. zwischen dem ein Signal aussendenden Bereich und dem das Signal empfangenden Bereich. Da der Speisekreis einen endlichen Widerstand aufweist, bewirkt die Modulierung der Polarisationsströme durch das in einem der beiden Bereiche vorhandene Signal, daß im Speisekreis eine dem Signal proportionale Spannung auftritt, welche den anderen Bereich entsprechend beein flußt. Diese Erscheinung ist als Diaphonie bekannt.

Ein anderes Problem ergibt sich daraus, daß gewisse analoge Schaltungen in der Lage sein müssen, selbst bei Schwankungen der Speisespannung innerhalb eines ziemlich weiten Bereichs stabil zu arbeiten, d. h. ohne nennenswerte Schwankungen der Polarisationsströme.

Um den vorgenannten Problemen zu begegnen, wurde in solche ge mischten integrierten Schaltungen eine Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen, im folgenden auch Polarisationsschal tung genannt, einbezogen, welche unabhängig von Störungen und/oder dem Einfluß der Speisekreise auf die Funktionsverstärker im wesentlichen konstante Polarisationsströme liefern.

Ein typischer Funktionsverstärker braucht zwei Polarisa tionsströme, namentlich für die Differentialstufe bzw. für die Verstärkungsstufe, welche von zugeordneten Trans istoren geliefert werden. Nach Stabilisierung der Prozeß bedingungen und Dimensionen hängt der Wert jedes Stroms I nahezu ausschließlich von der Näherungsformel

I = k(V_GS - V_T)²

ab, in welcher V_GS die zwischen dem Gate und Source lie gende Spannung, V_T die Schwellenspannung des Transistors und k eine charakteristische Konstante des jeweiligen MOS-Transistors ist, auf welche im folgenden noch ein zugehen ist. Aus der vorstehenden Gleichung ist somit zu erkennen, daß sich der Polarisationsstrom nur konstant halten läßt, wenn die an den Gates der betreffenden Transistoren liegende Spannung genau der Speisespannung folgt, auf welche sie bezogen ist, und ohne Beeinflussung durch die andere Speisespannung. Die Erzielung dieser Unabhängigkeit ist die Aufgabe der Polarisationsschaltung.

Ein häufig verwendeter Parameter für die Aussage, in welchem Maße ein in einem Speisekreis vorhandenes Signal (innerhalb eines gegebenen Frequenzbereichs von z. B. 0-50 kHz) auf eine auf den anderen Speisekreis bezogene Polarisationsschaltung zurückwirkt, ist der in dB gemes sene PSRR, wobei die Polarisationsschaltung um so wirk samer ist, je niedriger PSRR ist.

Aus dem IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-14, No. 3, Juni 1979, Seiten 655 bis 657 ist eine CMOS-Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung bekannt. Diese CMOS-Schaltung ist unempfindlich gegenüber Änderungen der Schwellenspannung und der Ladungsträgerbeweglichkeit sowie unabhängig gegenüber Effek ten, die durch die schwache Inversion verursacht werden.

Weiterhin beschreibt die US-PS 4 558 242 einen digital-analog- Wandler, der komplementär angesteuerte Schalterpaare für eine Referenzspannung und das Erdpotential besitzt.

Ein Ausführungsbeispiel einer bekannten Polarisations schaltung ist in Fig. 1 dargestellt und im folgenden näher erläutert. Eine solche Schaltung hat typischerweise einen PSRR von mehr als -12 dB. Andere und fortgeschrittenere Lösungen nach dem Stand der Technik sind die in Fig. 2 und 3 dargestellten Widlar- bzw. Wilson-Schaltungen, weiche nachstehend ebenfalls im einzelnen beschrieben sind, und bei denen PSRR typischerweise zwischen etwa -20 dB und -40 dB liegt.

Sowohl die Widlar-Schaltung als auch die Wilson-Schaltung machen jedoch von einer positiven Reaktion Gebrauch, welche die Gefahr der Instabilität und des Auftretens von Schwingungen in der Schaltung herbeiführt. Insbesondere muß bei dar Widlar-Schaltung ein Ausgleich (mittels einer Kapazität) für die Tendenz des Verstärkungsfaktors vor gesehen werden, sich bei hohen Frequenzen zu vergrößern, wodurch die integrierte Schaltung eine komplizierte Aus legung erhält. Außerdem hängt der Strom der Polarisations schaltung, welcher in den Stromgeneratoren der Funktions verstärker wiederholt gespiegelt wird, wie im folgenden erläutert, von drei unabhängigen Faktoren ab und weist daher drei Ungewißheitsgrade auf, welche im Laufe des Herstellungsverfahrens variieren und die Ursache für einen weiten Schwankungsbereich sind, innerhalb dessen der Strom von einem Chip zum anderen variieren kann, so daß es not wendig ist, die Qualitätsanforderungen an die zugeordneten Funktionsverstärker zu erhöhen.

Die Wilson-Schaltung hat zwar einen geringeren Ringverstär kungsfaktor als die Widlar-Schaltung, sie erfordert jedoch ebenfalls eine kapazitive Kompensation bei hohen Frequenzen, und ihr Polarisationsstrom weist ebenfalls drei vom Herstellungsverfahren abhängige Ungewißheitsgrade auf.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine gegenüber dem Stand der Tech nik verbesserte Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen in CMOS-Technologie zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der nebengeordneten Ansprü che 1 und 2 gelöst.

Die Schaltung der vorliegenden Erfindung weist einen ersten und einen zweiten Transistor auf, deren Sources an einem Pol einer Speisespannung liegen und deren Gates miteinander verbunden sind sowie einen dritten und einen vierten Transistor, deren Sources an einem anderen Pol der Speisespannung liegen und deren Gates miteinander verbunden sind, wobei die Drains des zweiten und des vierten Transistors verbunden sind und die Gates des ersten und des vierten Transistors mit dem Drain des jeweiligen Transistors kurzgeschlossen sind, und die Drains des ersten und des dritten Transistors über einen festen Widerstand verbunden sind, wobei die Basis eines bipolaren Transistors mit dem Drain des dritten Transistors, der Emitter mit dem Drain des ersten Transistors und der Kollektor mit dem anderen Pol der Speisespannung verbunden sind und konstante Spannungen an dem Drain des ersten und des vierten Transistors abgreifbar sind.

Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung ist, daß die im Spei sekreis vorhandenen unerwünschten Impulse keinen störenden Ein fluß auf die Schaltung haben. Weiterhin hat die erfindungsgemäße Schaltung einen engeren Stabilitätsbereich als die bekannten Schaltungen und liefert einen Strom, der nur einen einzigen Unge wißheitsgrad aufweist und daher bei der Fertigung innerhalb einer kleineren Schwankungsbreite kontrollierbar ist als bei den be kannten Schaltungen.

Im folgenden ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer Polarisationsschaltung in einer bekannten Elementarausführung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Widlar-Polarisationsschaltung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Wilson-Polarisationsschaltung

Fig. 4 ein Schaltbild einer Polarisationsschaltung in einer bevorzugten ersten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Polarisationsschaltung in einer bevorzugten zweiten Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 6 ein Schaltbild einer Polarisationsschaltung in einer bevorzugten dritten Ausführungsform der Erfindung.

Eine in Fig. 1 dargestellte Elementarausführung einer bekannten Polarisationsschaltung hat die Form eines zwi schen einer hohen Speisespannung V_DD und einer niedrigen Speisespannung V_BB liegenden Spannungsteilers aus vier MOS-Transistoren M1, M2, M3, M4, welche als Dioden geschal tet sind, d. h. deren Gate und Drain jeweils kurzgeschlossen sind. An den Verbindungspunkten zwischen den Transistoren erscheinen Polarisationsspannungen V_B1, V_B2, V_B3. In einer Schaltung dieser Art werden irgendwelche Störungen offen sichtlich über sämtlich mehr oder weniger die gleiche Größe aufweisende Widerstände auf die verschiedenen Ver bindungspunkte übertragen.

Die in Fig. 2 dargestellte Widlar-Schaltung hat einen ersten und einen zweiten Transistor M1 bzw. M2, deren Sources an einer niedrigen Speisespannung V_BB liegen, sowie einen dritten und einen vierten Transistor M3 bzw. M4, deren Sources an einer höheren Speisespannung V_DD liegen, und einen in Reihe mit der Source des vierten Transistor M4 geschalteten Widerstand R. Beim ersten und beim vierten Transistor M1 bzw. M4 ist das Gate jeweils mit dem Drain kurzgeschlossen, so daß diese Transistoren als Dioden geschaltet sind, und die Drains des ersten und des zweiten Transistors sind mit den Drains des dritten bzw. des vierten Transistors verbunden. An den Verbindungspunkten zwischen den Drains der jeweiligen Transistoren erscheinen Polarisationsspannungen V_B1 und V_B4, von denen die erste auf V_BB und die zweite auf V_DD bezogen ist.

Außer dem bereits erwähnten Nachteil der Verwendung einer positiven Reaktion mit erhöhtem Ringverstärkungsfaktor und der sich daraus ergebenden Gefahr der Instabilität weist diese Schaltung den weiteren Nachteil auf, daß der Strom nicht nur vom Widerstand R abhängig ist, sondern auch vom Faktor k der Transistoren M3 und M4, welcher sich wie folgt definiert:

worin µ die Mobilität der Ladungsträger im Kanal des Trans istors, C_O die Kapazität der Oxidschicht, W die Breite des Kanals und L die Länge des Kanals ist. Der Strom ist somit abhängig von drei voneinander unabhängigen Parametern (R, µ und C_O) im Herstellungsverfahren und weist somit, wie eingangs erläutert, drei Ungewißheitsgrade auf.

Zur weiteren Verbesserung von PSRR ist es bekannt, die Widlar-Schaltung derart auszuführen, daß mit den Trans istoren M1, M2, M3, M4 jeweils ein weiterer Transistor verbunden ist, so daß man jeweils eine Kaskadenschaltung aus zwei Transistoren und damit eine doppelte Anzahl von als Polarisationsspannungen verwendbaren Ausgängen erhält.

In Fig. 3 ist eine Wilson-Schaltung dargestellt. Auch diese weist einen ersten und einen zweiten Transistor M1 bzw. M2 auf, deren Sources an einer niedrigen Speisespannung V_BB liegen, sowie einen dritten Transistor M3, dessen Source an einer hohen Speisespannung V_DD liegt. Beim ersten Transistor M1 ist das Gate mit dem Drain kurzgeschlossen, der Transistor ist also als Diode geschaltet, der Drain des ersten Transistors ist mit dem Drain des dritten Transistors verbunden, und zwischen dem Drain des zweiten Transistors und der Speisespannung V_DD ist ein Widerstand R in Reihe geschaltet. Der Drain des zweiten Transistors M2 ist außerdem mit dem Gate des dritten Transistors M3 ver bunden. An den Verbindungspunkten zwischen den Drains der jeweiligen Transistoren erscheinen Polarisationsspannungen V_B1 und V_B4, von denen die erste auf V_BB und die zweite auf V_DD bezogen ist.

Die Wilson-Schaltung hat einen geringeren Ringverstärkungs faktor als die Widlar-Schaltung und ist daher stabiler, sie erfordert jedoch ebenfalls eine Kompensation bei hohen Frequenzen. Außerdem ist der Polarisationsstrom hier abhängig vom Widerstand R und dem Faktor k des Transistors M3 entsprechend vorstehender Definition, so daß auch in diesem Falle drei Ungewißheitsgrade unverändert vorhanden sind.

Auch bei der Wilson-Schaltung ist es zur Verbesserung des PSRR bekannt, weitere Transistoren in geeigneter Weise mit den Transistoren M1, M2 und M3 zu verbinden, so daß man auch hier die doppelte Anzahl von als Polarisationsspan nungen verwendbaren Ausgängen erhält.

Gemäß der Erfindung ist in einer ähnlich der Widlar-Schal tung ausgeführten Polarisationsschaltung eine der positiven Reaktion entgegenwirkende negative Reaktion vorgesehen. Eine bevorzugte Ausführungsform einer solchen Schaltung ist in Fig. 4 dargestellt.

Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung hat einen ersten und einen zweiten Transistor M1 bzw. M2, deren Sources an einer niedrigen Speisespannung V_BB liegen, einen dritten und einen vierten Transistor M3 bzw. M4, deren Sources an einer hohen Speisespannung V_DD liegen, und einen in Reihe zwi schen den Drains der Transistoren M1 und M3 liegenden Widerstand R, wobei die Drains der Transistoren M2 und M4 direkt miteinander verbunden sind. Bei den Transistoren M1 und M4 ist das Gate jeweils mit dem Drain kurzgeschlos sen, so daß diese Transistoren also als Dioden geschaltet sind.

Ein bipolarer Transistor Q1 liegt mit seinem Kollektor an der hohen Speisespannung V_DD, sein Emitter liegt am die niedrigere Spannung führenden Pol des Widerstands R, und seine Basis ist mit dem die höhere Spannung führenden Pol des Widerstands R verbunden.

An den Verbindungspunkten zwischen den Drains der jeweiligen Transistoren erscheinen Polarisationsspannungen V_B1 und V_B4, von denen die erste auf V_BB und die zweite auf V_DD bezogen ist.

Nimmt man bei der Schaltung nach Fig. 4 unter Berück sichtigung der Tatsache, daß die Transistoren M3 und M4 einen Stromspiegel bilden, an, daß die Beziehung W/L zwischen der Breite und der Länge des Kanals bei den beiden Transistoren gleich ist, so ergibt sich

I₃ = I₄.

Da für den rechten Zweig der Schaltung keine Ableitungen vorhanden sind, ergibt sich ferner

I₂ = I₃ = I₄.

Nimmt man außerdem an, daß die Beziehung W/L des ersten Transistors M1 gleich dem c-fachen der Beziehung W/L des Transistors M2 ist, wobei c = 1 ist, so ergibt sich

I₁ = cI₂ = cI₃ = cI₁₄.

Dementsprechend ist der Emitterstrom des bipolaren Trans istors Q1

I_Q = I₁ - I₃ = (c - 1)I₃;

dieser Strom ruft am Transistor Q1 eine Basis-Emitter spannung V_BE hervor, und erzeugt gleichzeitig im Wider stand R einen Strom

I_R = V_BE/R.

Diese letzte Beziehung definiert somit den in der Polari sationsschaltung fließenden Strom, insofern als I₃ = I_R, abgesehen vom Basisstrom des bipolaren Transistors, welcher jedoch als vernachlässigbar angesehen werden kann. In der Praxis hängt dieser Strom daher allein vom Wert des Wider stands R ab, da die Basis-Emitterspannung V_BE eines bipo laren Transistors eine sehr genau bestimmte Größe ist.

Der äußerst niederige Rückkoppelungs- oder Ringverstär kungsfaktor, welcher ein Indiz für eine sehr hohe Stabilität ist, ergibt sich aus der Tatsache daß der bipolare Trans istor eine negative Reaktion in dem im Hauptteil der Schal tung fließenden Strom induziert, was einer Verringerung der positiven Reaktion gleichkommt.

Zu bemerken ist ferner noch, daß die Hinzufügung eines bipolaren Transistors mit an der höheren Speisespannung liegendem Kollektor nicht die Verwendung einer zusätz lichen Maske während des CMOS-Verfahrensablaufs erfordert.

Entsprechend dem vorstehend in Bezug auf die Widlar-Schal tung und die Wilson-Schaltung Ausgeführten kann die anhand von Fig. 4 erläuterte Schaltung durch Hinzufügen von wei teren, mit den Transistoren M1, M2, M3 und M4 verbundenen Transistoren weiter ausgebaut werden. Eine in Fig. 5 gezeigte erweiterte Ausführung dieser Art bietet den Vor teil, daß sie vier verschiedene Polarisationsspannungen V_B1, V_B2, V_B3, V_B4 liefert. Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung braucht nicht im einzelnen erläutert zu werden, da sie im wesentlichen dem anhand von Fig. 4 Dargelegten entspricht. Es soll lediglich erwähnt werden, daß die zwischen den Transistoren M3 und M4 bzw. M1 und M2 der Schaltung nach Fig. 4 geforderten Beziehungen auch zwischen den Transistoren M7 und M8 bzw. M5 und M6 vorzu sehen sind.

Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung, in welcher die vorstehend anhand von Fig. 4 und 5 erläuterte Grundaus führung der Schaltung zusätzlich mit einem Anlaß- oder "start-up"-Transistor versehen und durch eine Interface schaltung ergänzt ist, welche die Aufgabe hat, eine größere Anzahl von Polarisationsspannungen und/oder einen anderen Wert aufweisende Polarisationsspannungen zu liefern als die Grundausführung der Schaltung, und außerdem diese Schaltung von gegebenenfalls von nachgeschalteten Funktions verstärkern ausgehenden Störungen oder Ladungsinjektionen zu entkoppeln.

Der zur Linken der gestrichelten Linie in Fig. 6 darge stellte Bereich zeigt die Grundausführung der Schaltung entsprechend Fig. 5, abgesehen vom Vorhandensein eines weiteren Transistors MST, welcher die Verbindung zwischen den Gates der Transistoren M5 und M7 (entsprechend der Verbindung zwischen den Gates der Transistoren M6 und M8) darstellt. Da mit positiver Reaktion arbeitende Polari sationsschaltungen zwei stabile Funktionszustände haben, in denen ein Strom fließt bzw. kein Strom fließt, gewährleistet das Anlegen eines Impulses an den Trans istor MST, daß die Schaltung den gewünschten stabilen Funktionszustand einnimmt, namentlich den Zustand, in welchem ein Strom fließt.

Die zur Rechten der gestrichelten Linie dargestellte Interface-Schaltung besteht aus zwei Stromspiegel schaltungen M9, M10, . . . , M18 und liefert sechs Polari sationsspannungen V_B1*, V_B2*, . . . , V.

Claims

1. Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen in CMOS-Technologie mit einem ersten und einem zweiten Tran sistor (M1, M2), deren Sources an einem Pol (V_BB) einer Spei sespannung liegen und deren Gates miteinander verbunden sind, sowie mit einem dritten und vierten Transistor (M3, M4), deren Sources an einem anderen Pol (V_DD) der Speisespannung liegen und deren Gates miteinander verbunden sind, wobei die Drains des zweiten und des vierten Transistors (M2, M4) ver bunden sind und die Gates des ersten und des vierten Tran sistors mit dem Drain des jeweiligen Transistors (M1, M4) kurzgeschlossen sind, und die Drains des ersten und des drit ten Transistors über einen festen Widerstand (R) verbunden sind, wobei die Basis eines bipolaren Transistors (Q1) mit dem Drain des dritten Transistors (M3), der Emitter mit dem Drain des ersten Transistors (M1) und der Kollektor mit dem anderen Pol (V_DD) der Speisespannung verbunden sind und die konstanten Spannungen an dem Drain des ersten und des vierten Transistors (M1, M4) abgreifbar sind.

2. Schaltung zur Erzeugung von konstanten Spannungen in CMOS-Technologie mit:
einer ersten Reihenschaltung bestehend aus einem ersten und einem fünften Transistor (M1, M5) und einer zweiten Reihen schaltung bestehend aus einem zweiten und einem sechsten Transistor (M2, M6), wobei die freien Sources der Reihen schaltungen an einem Pol (V_BB) einer Speisespannung liegen, und wobei der erste Transistor mit dem zweiten Transistor so wie der fünfte Transistor mit dem sechsten Transistor durch Verbinden der Gates und Kurzschließen des Gates eines Tran sistors jeder Reihenschaltung mit dem Drain des jeweiligen Transistors eine Stromspiegelschaltung bilden;
einer dritten Reihenschaltung bestehend aus einem dritten und einem siebten Transistor (M3, M7) und einer vierten Reihen schaltung bestehend aus einem vierten und einem achten Tran sistor, wobei die freien Sources der Reihenschaltungen an einem anderen Pol (V_DD) der Speisespannung liegen, und wobei der dritte Transistor mit dem vierten Transistor sowie der siebte Transistor mit dem achten Transistor durch Verbinden der Gates und Kurzschließen des Gates eines Transistors jeder Reihenschaltung mit dem Drain des jeweiligen Transistors je weils eine Stromspiegelschaltung bilden, wobei die Drains des sechsten Transistors und des achten Transistors miteinander verbunden sind und die Drains des fünften Transistors und des siebten Transistors über einen festen Widerstand (R) verbun den sind, die Basis eines bipolaren Transistors (Q1) mit der Drain des siebten Transistors (M7), der Emitter mit dem Drain des fünften Transistors und der Kollektor mit dem anderen Pol (V_DD) der Speisespannung verbunden sind und die konstanten Spannungen an dem Drain des zweiten, fünften, achten und dritten Transistors abgreifbar sind.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Anlaß- oder "start-up"-Transistor (MST) mit seiner Source bzw. mit seinem Drain an den Gates des ersten bzw. des dritten Transistors (M1 bzw. M3) liegt, wobei die Schaltung durch Anlegen eines Impulses an das Gate des Anlaßtransistors (MST) in einen gewünschten, stabilen Zustand gebracht wird.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Anlaß- oder "start-up"-Transistor (MST) mit seiner Source und seinem Drain an den Gates der jeweils nächsten Transistoren (M5, M7) der ersten bzw. der dritten Transistoren-Reihenschaltung (M5 bzw. M7) liegt, wobei die Schaltung durch Anlegen eines Impulses an das Gate des Anlaßtransistors (MST) in einem gewünschten, stabi len Zustand gebracht wird.