DE3242577A1

DE3242577A1 - Endeinrichtung zur digitalen duplexuebertragung ueber eine zweidrahtleitung

Info

Publication number: DE3242577A1
Application number: DE19823242577
Authority: DE
Inventors: David Anthony Saffron Walden Essex Fisher
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1981-11-19
Filing date: 1982-11-18
Publication date: 1983-05-26
Also published as: ES8402128A1; GB2111354B; WO1983001876A1; FI823967L; FI823967A0; BE895066R; US4539675A; NO161098B; EP0096048A1; NO161098C; NO823856L; FI74560B; EP0096048B1; SE8206608D0; ES517479A0; GB2111354A; DE3272474D1; NL8204483A; CA1210471A; FI74560C

Description

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Endeinrichtung zur digitalen Duplexübertragung über eine ZweidrahtIeitung

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Einrichtung ist bekannt aus "The BeIL Systems Technical Journal", Vol. 58, Nr. 7, Sept. 1979, S. 1593 bis 1616, insbesondere aus Fig. 3a auf S. 1595.

Zu dieser Einrichtung sind keine Mittel zur Taktableitung angegeben.

Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, eine Einrichtung der genannten Art mit Mitteln zur Taktableitung anzugeben.

Die Aufgabe wird wie im Patentanspruch 1 angegeben gelöst. Weiterbildungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Die Einrichtung gehört zu einem digitalen übertragungssystem, bei dem digitale Informationen beispielsweise in PCM-Codierung in beiden Richtungen über einen einzigen übertragungsweg übertragen werden. Bei einem solchen System hat jede am Ende des übertragungsweges angeordnete Einrichtung einen Sende- und einen Empfangszweig, die über eine Gabelschaltung oder eine dieser äquivalente elektronische Schaltung an den übertragungsweg angekoppelt sind.Der Übertragungsweg kann eine Zweidrahtlei-

ZT/Pi-Kg/R -2-

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tung in Form einer verdrillten Doppelleitung sein, die normalerweise eine aus einer größeren Anzahl solcher Zweidrahtleitungen eines Kabels ist. Unglücklicherweise führen Unvollkommenheiten der Gabelschaltung dazu, daß ein unerwünschtes Signal vom Sende- in den Empfangszweig gelangt. Um dieses unerwünschte Signal wesentlich herabzusetzen oder zu e I iminieren,ist der Echokompensator vorgesehen.

Die Einrichtung erlaubt eine Vo I Iduplex-übertragung einer digitalen Information, im vorliegenden Fall einer PCM-codierten Information, über eine einzige Doppelleitung eines Kabels mit einer größeren Anzahl von solchen Doppelleitungen, insbesondere auf einer Tei Inehmeransch lußLeitung, wobei als übertragungsgeschwindigkeit H4kbit/s vorgesehen ist. Zur Vereinfachung des Systems werden die Signalverarbeitungsoperationen im Leitungs- Zeichentakt ausgeführt.

Zur Minimisierung des Nahnebensprechens und des Fernnebensprechens sowie der Geräuschempfind Lichkeit wird der nichtlineare Prozess der Entzerrung durch quantisierte Rückkopplung verwendet.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Einri chtung,

Fig. 2 ein Funktionsschaltbild des in Fig. 1 enthalteneη Echokompensator, insbesondere des

digitalen adaptiveη Echosimulators,

Fig. 3 ein Funktionsschaltbild eines adaptiven Entzerrers mit quantisierter Rückkopplung, der

in Fig. 1 verwendbar ist,

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Fig. 4 ein Funktionsschaltbild eines zur Fig. 3

ähnlichen Entzerrers mit einer Einrichtung zum Schutz gegen große Signalübergänge und gegen das Einrasten,

Fig. 5 den Verlauf der Kanal-Impulsantwort zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 6 ein Funktionsschaltbild eines' adaptiven Entzerrers mit quantisierterRückkopplung mit Mitteln zum Erzeugen eines Steuersignals zur Taktableitung,

Fig. 7 ein Funktionsschaltbild zur Erläuterung der Taktsteuerung der Abtast- und Halteschaltung in einer Unterstation (Teilnehmerseitige Einrichtung),

Fig. 8 Taktdiagramme für die Abtastphase und

Fig. 9 ein Funktionsschaltbild eines Echosimulators mit übertragbaren Koeffizienten·.

Ein System, das Einrichtungen nach der'vorliegenden Erfindung verwendet, hat zwei Endstellen, die Hauptstation mit einem Hauptoszillator, der die PCM-übertragungsgeschwindigkeit steuert, und eine zweite Endstelle oder Unterstation, die durch eine Taktsynchronisationsschaltung mit der Hauptstat ion synchronisiert ist. Die beiden Endstellen unterscheiden sich bezüglich der Erfordernisse zur Taktab Ieitung

2^rj> und zur Einstellung des Abtasttakts, jedoch arbeitet jede der beiden Endstellen im wesentlichen wie im Zusammenhang mit der Fig. 1 erläutert wird. Diese zeigt ein Blockschalt-

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bild einer Einrichtung in einer Endstelle des die Echokompensation verwendenden digitalen Nachrichtenübertragun.gssys tems.

Die über den Sendezweig auszusendenden binären Daten werden zunächst durch einen Verwürfler 1 verwürfelt, um eine Autokorrelation der übertragenen Daten und eine Korrelation zwischen den beiden übertragungsrichtungen auszuschalten. Bei einem binären System ist der dem Verwürfler 1 nachgeschaltete Codierer 2 ein Differen ti a I codier er.

Dieser gibt ein binäres Ausgangssignal ab, das die gleiche Geschwindigkeit wie das Eingangssignal hat, derart, daß das Ausgangssignal wechselt, wenn das Eingangssignal gleich 1 ist und nicht wechselt, wenn das Eingangssignal gleich Null ist. Die codierte Information wird an ein Sendefilter 3 gegeben, um hochfrequente Energieanteile zu reduzieren, die bei Frequenzen, die größer als die halbe Zeichengeschwindigkeit sind, zum Kabel gelangen. Dieses Filterkann ein Tiefpaß ersten Grades sein mit einer Dämpfung von 3 dB bei der Bitrate des Systems. Eine Gabelschaltung 4 koppelt das Ausgangssignal des Filters 3, welches das Sendesignal ist, an die Leitung und stellt für die Leitung einen ohmschen Widerstand von 140 Ohm dar.

Im Empfangszweig befindet sich ein Filter 7, das einem Analog-Digital-Wandler 8 vorgeschaltet ist und das Spektrum der empfangenen Daten auf die halbe Bitrate begrenzt. Es kann ein Filter dritten Grades mit einer Dämpfung von -6 dB bei der halben Bitrate sein. Der Analog-Digital-Wandler setzt das von der Leitung kommende Signal in eine zur Verarbeitung im Rest desEmpfangszweigs geeignetere Form um.

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Das EmfpangssignaL im Empfangszweig enthält das gewünschte Signal von der fernen Endstelle und zusätzlich das unerwünschte örtliche Signal aufgrund einer unzureichenden Dämpfung der Gabelschaltung 4. Die Impulsantwort vom Sendeweg bis zu einer Subtrahierschaltung 9 des Echokorapensators wird Gabelübergangs- Impulsantwort genannt. Das Ausgangssignal des Ana log-Digital-Wandlers 8 wird einem digitalen Filter 10 zugeführt, dessen Parameter davon abhängen, wie die Takt ab Leitung realisiert ist, jedoch hat in einem einfachen Fall das Filter die FiIt er funkt ion 1 - Z

Der Sendezweig ist mit dem Empfangszweig über eine Echokompensa tor-Abtast- und Halteschaltung 11 und einen digitalen adaptiveη Echosimulator 12 verbunden. Dieser Siraulator ist ein adaptives Transversalfilter, das automatisch eingestellt wird, um an die Gabe I übergangs-Impu I santwort angepaßt zu werden, bis das von der Subtrahierschaltung 9 gelieferte Differenzsignal keinen wesentlichen örtlichen Signalanteil mehr enthält. Er erzeugt für jeden von der Echokompensator-Abtast- und Halteschaltung gelieferten Abtastwert einen Ausgangswert. Der Simulator 12 verarbeitet die zu sendenden Daten, die im entsprechend dem verwendeten Verfahren der Taktableitu'ng eingegeben werden. Zu beachten ist, daß der Ausgang der Subtrahierschaltung 9 mit einem Eingang des Simulators 12 verbunden ist.

Der Ausgang der Subtrahier scha Ltung 9 ist außerdem mit dem Eingang eines adapt iven Entzerrers mit quantisierter Rückkopplung 14 verbunden, dessen Aufgabe es ist, eine Entscheidung über die Werte der empfangenen Zeichen zu treffen und die durch die übertragung über das Kabel verursachte NachbarimpuIsbeeinflussung zwischen empfangenen Zeichen zu beseitigen. Der Entzerrer steuert außerdem aufgrund seiner

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ständigen Abschätzung der KanaL- ImpuLsantwort, wie an späterer SteLle beschrieben wird, den Takt. Dieser Entzerrer kann im Prinzip ähnlich zu dem aus der britischen Patentanmeldung Nr. 2 082 025 bekannten Entzerrer sein. Das AusgangssignaL des Entzerrers 5■ wird einer Taktableitungssteuerschaltung 15 zugeführt, die über eine Abtastst euer se ha Itung 16 die Abtast- und Halteschaltung 13 steuert.

Ein Ausgangssignal des Entzerrers 14 wird einem Decodierer 17 zugeführt, der die umgekehrte Funktion des Codierers 2 durchführt. Dessen Ausgangssignal gelangt zu einem Entwürfler 18, der schließlich das Ausgangssignal des Empfangszweiges abgibt. Dem Decodierer 17 ist auch eine Fehlerschätzschaltung 19 zugeordnet.

Bezüglich der verwendeten Leitungscodes wird unterschieden zwischen der Anzahl der Pegel beim empfangsseitigen Detektor. Es wird ein Zwei-Pegel-System beschrieben und anschließend die für ein Dr ei-Pege l-System notwendige Abwandlung angegeben .

Fig. 2 zeigt den Echokompensator, der den Echosimulator C12, Fig. 1), enthält, der eingangsseitig mit der Echokompensator-Abtast- und Halteschaltung 11 verbunden ist und dessen Ausgangssignal in der Subtrahier scha Itung 9 zur Echokompensation vom Empfangssignal im Empfangszweig subtrahiert wird.

Die GabeLübergangs-Impulsantwort sei mit g (t) und die a b getastete GabeLübergangs-Impulsantwort mit G. bezeichnet. Bei einer übertragenen Impulsfolge T. besteht das Ausgangssignal der Gabelschaltung im Empfangszweig aus der Faltung

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der übertragenen Zeichen mit der Gabelübergangs-Iropulsantwort und zusätzlich aus dem Sendesignal F. der fernen Endstelle und einer externen Geräuschkomponente N.:

R . = ^-_n G.T.. + F.+N. Cl)

Der Echosimulator (12, Fig. 1) ist ein adaptives Transversalfilter mit m + 1 Koeffizienten und besteht aus m Ze ich en-Verzögerung sg I i ede rn 21, 22 und aus m+1 Akkumulatoren 23, 24 und 25, welche die Koeffizienten bilden und speichern, aus zwei Multiplizierern wie ζ. B. mad) und mud) sowie einer Summierschaltung 26. Der jeweils ausgesendete Zeichenwert T. und die m zuvor ausgesendeten Zeichenwerte werden mit den Akkumulatorwerten K. (Koeffizient) in den Multiplizierern mud) bis mu(m) multipliziert, um einen Schätzwert Z. für die durch den Gabelübergang verursachte SignaIkoroponente wie folgt zu bilden:

j-0

Das DifferenzsignaI zwischen dem abgetasteten Eingangssignal

R. der Subtrahi

simulatorsist:

R. der Subtrahierschaltung 9 und dem Schätzwert Z. des Echo-

s . = R . - Z . =
ITi

j=0 m+1

DdS üin Ausyong der Subtrah ierschaltun.g 9 erscheinende Differenz, signal wird in einem Fehlerskalierer 27 mit einem Maßstabs-

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faktor 1/C multipliziert und nach Korrelation mit den entsprechenden Zeichenwerten mittels der Multiplizierer ma(1) bis m a (m ) als Eingangswert für den jeweiligen Akkumulator verwendet. Der neue Koeffizientenwert K' ist dann:

S .

K' = K + —^L · T. (4)

η η C τ-η

Somit gelangt zum Eingang des Entzerrers (14, Fig. 1) das Differenzsignal S. zwischen dem Ausgangssignal Z. des Echosimulators und den empfangenen abgetasteten Werten R. des Empfangszweiges.

Die Arbeitsweise des adaptiven Entzerrers mit quantisierter Rückkopplung (Fig. 3) beruht auf einem echokompensierten Eingangssignal, dessen Abtastwerte im Abstand einer Zeichenperiode aufeinanderfolgen. Der Beschreibung dieses Entzerrers wird die Annahme zugrunde gelegt, das jeglicher lokale S i g nalanteil, der dem gewünschten von der fernen Endstelle empfangenen Signal überlagert ist, durch den Echokompensator vollständig beseitigt ist.

Der adaptive Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung beseitigt die Nachba r i mpu Isbeei nf I ussung am Entscheidungspunkt durch eine Subtraktion unmittelbar vor dem Entscheidungspunkt. Fig. 3 zeigt die Funktion dieses Entzerrers. Die Gabelübergangs-ImpuIsantwort en müssen eine Anstiegszeit zum Maximum oder zu einem nahe beim Maximum liegenden Wert haben, die höchstens gleich der Zeit zwischen aufeinanderfolgend übertragenen Zeichen ist. Das erste klar definierte Maximum der Impulsantwort für einen gegebenen Satz von im Zeichenabstand auseinander I iegenden Abtastwerten wird als der Hauptschwinger der Impulsantwort bezeichnet. Es wird angenommen, daß der Kanal linear ist, so daß das Superposi-

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ti ons prinzip durchgehend vom Sender bis zum Empfänger gilt. Zu beachten ist, daß die von der Impulsfolge abhängige Entzerrung dazu verwendet werden kann, gewisse Arten der Nicht-Linearität zu überwinden. Es wird außerdem angenommen, daß nach einer endlichen Zeit die Summierung aller vorzeichenlosen Werte der ImpuLsantwort beendet und geringer als der Hauptschwinger ist, so daß ein Entzerrer mit endlicher Länge verwendet werden kann.

Es wird nun die Funktion des Entzerrers nach Fig. 3 b e schrieben. Vom abgetasteten Eingangssignal S. wird in einer Subtrahierschaltung 30 ein Schätzwert der Nachbarimpul sbee i η f lussung zum Zeitpunkt dieses Abtastwertes subtrahiert, der durch Summierung der durch vorhergehende Zeichen verursachten Nachbarimpulsbeeinflussung gebildet ist. Der n-te Summant der durch die Summier scha 11ung 31 gebildeten Summe ist das Produkt aus dem η-ten vorhergehenden Entscheidungswert und dem η-ten auf den Hauptschwinger folgenden Schätzwert der Zeichen-ImpuIsantwort im Zeitbereich. Der Entscheidungswert aus dem jeweiligem Abtastwert ist D., der für den η-ten vorhergehenden Abtastwert ist D._ und der geschätzte Wert der Zeichen-Impulsantwort im Zeitbereich zur Zeit t. aufgrund eines zum Zeitpunkt t._ empfangenen

Zeichens ist C . Dieser Schätzwert ist der Koeffizientenn

wert. Somit ist der Schätzwert der durch jedes zum Zeitpunkt t._ zuvor empfangenen Zeiche

beeinflußung qleich D. · C ,
^{d a} ι-η η

5 t._ zuvor empfangenen Zeichen verursachten Nachbarimpuls-

Nachdem der Abtastwert von der geschätzten auf den Hauptschwinger folgenden Nachbarimpulsbeeinflussung befreit ist, wird er einem Schmitt-Trigger 32 mit binärem Ausgangssignal zugeführt, der über den Zeichenwert entscheidet. Der Wert,

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aufgrund dessen bei einem Abtastwert S. die Entscheidung getroffen wird, ist somit:

λ λ * λ - η η

Der entschiedene Wert D. wird darauf in einem Multiplizierer 35 mit einem Schätzwert C„ der Hauptschwinger-Koeffiζient en multipliziert, wobei C„ von Akkumulator 34 bereitgestellt wird. Dieses Produkt wird dann in einer Subtrahierschaltung 37 vom Wert am Eingang des Entscheiders 32 subtrahiert, so daß der sogenannte Fehlerwert e. entsteht. Der Fehlerwert entsteht also durch die folgende Berechnung:

ι τ s λ-η η

n = 0

Der Feh Lerschätzwert wird zur Nachstellung der Koeffizientenwerte C_n bis C verwendet. Jeder Koeffizient wird im Akkumu-Q η.

lator um das Produkt aus dem in einem Element 36 mit einem Maßstabsfaktor multiplizierten Fehlerwert und demjenigen Zeichenwert erhöht, der zur Bildung des Produkts mit diesem Koeffizienten bei der Ableitung des Fehlerwertes verwendet wird. Somit ergibt sich der neue Wert des η-ten Koeffizienten

C' aus:
η

ei
^Ln η λ

ι-η

Darauf wird der nächste Abtastwert genommen und alle zuvor entschiedenen Zeichen um eine Zelle im Speicher weitergeschoben. Ein solcher Entzerrer ist in weiteren Einzelheiten in der oben genannten britischen Patentanmeldung Nr. 2 082 beschrieben.

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/H

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Es gibt nun noch zwei weitere MerkmaLe des Entzerrers, wobei eines darin besteht, daß ein Schutz gegen große Signalübergänge und gegen Einrasten vorgesehen ist und das zweite darin besteht, daß ein Signal, zur Steuerung des Abtasttaktes erzeugt wird. Fig. 4 ze igt Weiterbildungen des Entzerrers /um Sperren der Koeffizientenwerte, wenn ein großer Signa I-übergang am Eingang festgestellt wird und zum Feststellen des Zustandes, der auftreten kann, wenn der Entzerrer in einem stabilen, jedoch unzulässigen Betriebszustand ist.

Ein gewichteter laufender Mittelwert Wm wird in einer Anordnung gebildet, die aus einer Subtrahierschaltung 50, einer Skalierschaltung 40 und einem Akkumulator 41 besteht. Die Nachstellung der Koeffizienten wird für eine Zeit von F3 Zeichenperioden vom Ausgangssignal eines Schmitt-Triggers 42 gesperrt, wenn das Verhältnis aus dem Betrag des Ein-gangs-Abtastwertes S. und dem gewichteten laufenden Mittelwert Wm größer als F1 ist. Der gewichtete laufende Mittelwert Wm wird außerdem dazu verwendet, einen Einrastzustand zu erkennen, indem er in einem weiteren Schmitt-Trigger 43 mit dem im Entzerrer ermittelten Haupt schwinger-Wert C„ verglichen wird, der immer positiv ist. Wenn das Verhältnis aus C_n und Wm größer als I~2 ist, werden die Koeffizienten gleich null gesetzt, wie man in Fig. 4 sieht.

Bei binären und ternären Systemen ist vorzugsweise F1 - = 2, F2 ^ 2 und F3 = 4.

Im folgenden wird die Taktableitung betrachtet. Die Taktableitung in der Unter station wird dadurch gesteuert, daß spezifische Verhältnisse zwischen im Zeichenabstand auseinanderlieg end on Werten der Impulsantwort bezogen auf das ge-

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samte übertragungssystem zwischen dem Sender und dem Empfänger definiert werden. Der Abtast takt wird eingestellt, bis diese Bedingungen erfüllt sind. Die erforderlichen . Korrelationswerte können entsprechend anderen Kriterien variiert werden, um unter unterschiedlichen Bedingungen jeweils einen optimalen Abtastzeitpunkt einzuhalten. Zu diesem Zweck wird der Absolutbetrag des gewichteten laufenden Mittelwerts Wm benützt.

Betrachtet man die in Fig. 5 definierte Impulsantwort, so ist die Kurve a die Impulsantwort am Eingang des Entzerrers 14, Fig. 1. Dies ergibt sich aus der ImpuLsformung im Sender, aus dem Sendefilter 3, Fig. 1, aus der übertragung über die Gabelschaltung 4, aus der übertragung über die Leitungsübertrager und das Kabel und über das Tiefpaß-Bandbegrenzungsfilter 7. In diesem Falle ist angenommen, daß die Ana log-Digita l-Wand I ung einen formgetreuen Abtastwert des momentanen Signalwertes in Form einer Zahl ergibt. Das digitale Filter 10, Fig. 1 ist nicht inbegriffen. Wenn eine solche Impulsantwort gegeben ist, kann aus den ständigen Schätzwerten der Kanal-Impulsantwort, die innerhalb des adaptiven Entzerrers mit quantisierter Rückkopplung verfügbar sind, eine Diskriminator-Kennlinie erhalten werden. Die Diskriminator-Kennlinie kann durch eine Kombination von Operationen erhalten werden, die auf die Koeffizienten-Schätzwerte und auf das Signal selbst wirken.

Für die Kanal-Impulsantwort nach Kurve a, Fig. 5 definiert das Funktionsschaltbild nach Fig. 6 die Operationen, die erforderlich sind, um aus den Ko effizient e.· η direkt, ein Signal zur Steuerung einer Phasenregelschleife abzuleiten. Fig. 6 zeigt einen adaptiven Entzerrer mit quantisierter

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Rückkopplung mit Mitteln zur Erzeugung eines Schätzwertes eines Steuersignals zur Steuerung der Taktableitung. Hierbei können die Zeitkonstanten zur Steuerung der Abtaststeuerungsschleife unabhängig von den Integrationskonstanten '> des eigentlichen Entzerrers gewählt werden.

Die Funktion der Schaltung nach Fig. 6 besteht darin einen wert o£h(O) + /?h(1) zu erzeugen. Dieses Signal wird dann zur Steuerung einer Phasenregelschleife oder einer geschatteten Phaseneinstellung, wie nachstehend beschrieben, verwendet.

Der grund I iegende Aufbau und die grundlegende Wirkungsweise des Entzerrers ist wie oben anhand der Fig. 3 beschrieben. Die beiden in diesem Fall erforderlichen Werte werden als unabhängige Schätzwerte des Hauptschwinger-Wertes ^rj iJtuJ de·; ersten Ndchschwinger-Wertes bezeichnet, die wie folgt gebildet werden. Das Fehlersignal e . , das am Ausgang der Subtrahierschaltung 37 erscheint, ist der Rest des abgetasteten EingangssignaIs, nach dem der Hauptschwinger-Schätzwert und alle Nachschwinger-Schätzwerte der Folge der übertragenen und mit der Impulsantwort des Übertragungs-Kanal gefalteten Zeichen beseitigt worden sind.

Ein Schätzwert für den Haupt sehwinger-Koeffiζienten C_n wird durch eine Schleife gebildet, die besteht aus einem Multiplizierer 35, der den Zeichenwert mit dem von einem Akku-5 mutator 34 bereitgestellten Koeffizienten multipliziert, der SuI)I r.i h i crs c Ii a I t ung 37, zur Subtraktion des Haupts ch winger- Anteil;; des Signals, einer Skalierschaltung 36 und einem dem Akkumulator 34 vorgeschalteten Korretationsmultiplizierer 33. Die Schleifenintegrationszeit wird da-

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Al

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bei jedoch durch den Wert ^\ der SchLeifenverstärkung bestimmt.

Um einen von dieser Einschränkung freien Schätzwert zu erzeugen wird der Wert D. muLtipLiziert mit C_n zurück zum

Fehlersignal addiert^und das Produkt von diesem modifizierten Fehler mit dem geeigneten Entscheidungswert wird zur Taktsteuerung verwendet. Dieser Schätzwert wird modifizierter Kanalschätzwert genannt, wobei die Bezeichnung M (η) bedeutet, daß die Kana I-Impu I santwort h(t=n) um η Zeichenperioden gegenüber dem Entscheidungspunkt verzögert ist. Unabhängige Schätzwerte von irgend einem Nachschwinger-Wert können auf ähnliche Weise erhalten werden. Diese können dann mit einem MaRstabsfaktor multipliziert' und addiert oder subtrahiert werden, um das Steuersignal zu erzeugen. Die Koeffizienten selbst können direkt verwendet werden, wenn die inhärenten Integ rationszeitkonstant en, die durch Λ definiert sind, geeignet sind.

Die Kanal-Impulsantwort-Kurve a nach Fig. 5a ist typisch für Übertragungsleitungen in Form von verdrillten Doppelleitungen, wie sie im Fernsprech-Ortsnetζ verwendet werden. Wenn die Abtastzeit so eingestellt wird, daß die Differenz zwischen dem Schätzwert der KanaI-Impu I santwort bei h(t = O) und derjenigen bei h(t=1) (t ist auf den Entscheidungspunkt bezogen) gleich null ist, dann ist der Wert von C_Q (Entzerrerschätzwert der Kana l-Impu I santwort am Entscheidungszeitpunkt) nahe beim ersten Maximum des Impulses. Die oben genannten Bedingungen zur korrekten Arbeitsweise des Entzerrers sind dann erfüllt. Die Differenz zwischen Abtastwerten, die in Abständen eines Zeichen Intervalls bei veränderter Abtastzeit genommen worden, ist durch die Kurve b

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der Fig. 5 angegeben. Zu beachten ist, daß bei dieser Kana L- Impu L sant wort die Differenz hCt) - h(t + D für die Dauer eines Dri ttels einer Zeichenperiode auf jeder Seite des Nu LLdurchgangs keine Wendung hat und somit ein sauberes Signal zur Taktsteuerung darstellt.

Eine Alternative, die den gleichen Abtastzeitpunkt liefert wie die Regelung des Schätzwertes von h(t = OJ - h(t = D auf Null, besteht darin, ein digitales Filter mit der Filterfunktion 1-Z im Signalweg, beispielsweise an der Stelle 10, Fig. 1, anzuordnen. Dieses Filter besteht aus einem Verzögerungsglied der Verzögerungszeit einer Zeichenperiode und aus einer Subtrahierschaltung. Damit wird im Ergebnis die Impulsantwort nach Fig. 5, Kurve a, bezogen auf das gesamte übertragungssystem wie die Kurve b der Fig. 5 verlaufen. In diesem Falle kann die Regelung von h(t=1) auf Null allein dazu verwendet werden, die Taktschaltungen zu steuern.

Eine bevorzugte Realisierung dieses Verfahrens der Ableitung verwendet sowohl eine digitale Filterung im übertragungs- kanal als auch eine geschaltete Verarbeitung der Schätzwerte h(t-O) und hit-1), um das Steuersignal für die Taktschleife zu erzeugen. Das Filter 7, Fig. 1 hat bei dieser Realisierung speziell die übertragungsfunktion 1-Z , und der gewichtete laufende Mittelwert wird dazu verwendet zu steuern, ob der Schätzwert h(t=1) allein oder 2 h Ct=(D + 3 h(t=1) verwendet wird (für kurze Kabel), um die Abtastzeitpunkte zu steuern. Der durch Wm gesteuerte Schalter wird mit einer Hysterese vei— sehen, derart, daß zur Umschaltung vom Steuerzustand 2h(t=0) + 3h(t = 1) zum Steuerzustand h C t = 1 ) eine höhere Schwelle vorgesehen ist als für den in umgekehrter Richtung ver-

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Laufenden S cha 11vor gang. Ein besonderes Merkmal dieser Arbeitsweise besteht darin, daß dadurch keine Unstetigkeit in die korrekte Betriebsweise des Systems eingeführt wird.

Vier Verfahren zur Anwendung des Taktsteuerungssignals, das durch eines der oben beschriebenen Verfahren erzeugt wird, auf die Steuerung des Empfänger-Abtasttakts werden beschrieben. Diese Verfahren bestehen darin, daß der Abtasttakt des Empfängers so geändert wird, daß eine vorgegebene gewichtete Summe von Schätzwerten der KanaL-ImpuIsantwort gleich Null wird. In der Unterstation folgt der Sendetakt dem Abtasttakt, so daß die Koeffizienten des Echosimulators konstant bleiben, wenn der Abtasttakt geändert wird.

Das allgemeinste Schaltbeispiel hierfür ist in Fig. 7 angegeben. Hier wird eine gewichtete Summe von multiplizierten Schätzwerten der KanaIimpu I santwort m(0) bis m(n) gebildet, die auf Null zu regeln ist.jXirch die Verwendungeines Signals X zur Steuerung der Koeffizienten der gewichteten Summe entweder kontinuierlich oder schrittweise.kann die Einrichtung an unterschiedliche Kanaleigenschaften angepaßt werden. Somit sind beide vorstehend definierten Werte Wm und C_n Indikatoren der Größe des Signals, das für ein Kabel zur Einstellung eines vorhersagbaren optimalen Abtasttaktes verwendet werden kann. Zusätzlich zur Einstellung des aktuellen Abtastzeitpunktes kann die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife.auch eingestellt werden, um eine herabgesetzte Amplitude des Eingangssignals zu kompensieren. Dazu wird ein Element 70 verwendet, das eine umgekehrt proportionale Funktion erzeugt.und das Ergebnis der gewichteten Summierung wird umgekehrt proportional zum Indikator X

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Q.0

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der SignaLgröße vergrößert. Ein Verlustbehafteter Integrator bestehend aus den Elementen 72, 73 und 74 mit einer Integrationskonstanten ,Liefert eine stetige Steuerspannung für einen spannungsgesteuerten Oszillator 75, nachdem das Integrationsergebnis einen Digital/Analog-Wandler durchlaufen hat. Bei einer zweiten Realisierung werden die Koeffizientenschätzwerte, die an den Akkumula tor ausgängen verfügbar sind, direkt verwendet. Die Funktion f (A · C_n+B - C,. + C_? + ....) wird auf digitale Weise gebildet und das Vorzeichen des Ergebnisses wird direkt zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators verwendet, so daß bei positivem Vorzeichen der spannungsgesteuerte Oszillator auf seine Maximalfrequenz und bei negativem Vorzeichen auf seine Mi ηima I frequenz gesetzt wird. Bei dieser Realisierung , die eine Regelschleife ersten Grades ergibt, muß der Bereich des spannungsgesteuerten Oszillators begrenzt sein. Ein zufriedenstellender Betrieb ist möglich bei einem Oszillator-

+ 1
bereich von bis zu - . Bei einer dritten Realisierung werden die oben definierten modifizierten Schätzwerte der Kana I- Irnpu I sant wor t verwendet. Die vorgegebene Funktion

FCA-mCO) + B-md) + C-m(2) + . ) wird auf digitale Weise

gebildet|Und das Vorzeichen des Ergebnisses wird an einer Schnittstelle zu einer analogen Schaltung verwendet. Ein analoger Integrator ist dann dem spannungsgesteuerten Oszillator vorgeschaltet, wobei die Zeitkonstanten des Integrators und des spannungsgesteuerten Oszillators in Anpassung an die Systemerfordernisse gewählt sind.

Eine vierte Realisierung der Taktsteuerung in der Unterstation verwendet eine digitale Phasenregelschleife, wobei die Schaltung ähnlich zu derjenigen ist, die für die Taktableitung in der Hauptstation noch zu beschreiben ist. Der Unterschied besteht darin, daß die Echokompensator-Abtast- und Halte-

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schaltung, die Empfänger-Abtast- und Halteschaltung und der Zeichentakt des Senders alle synchron betrieben werden und die Phase von allen dreien simultan in kleinen Schritten vorgerückt oder verzögert wird, bezogen auf einen festen Bezugstakt eines Quarzoszillators, dessen Nennfrequenz gleich derjenigen des Haupttaktes in der Hauptstation ist. Die folgende Beschreibung kann somit auf die Unterstation angewendet werden, wenn beachtet wird, daß diese drei synchronen Takte aus dem Empfänger- Abtasttakt gesteuert werden. Außerdem sind aufgrund der Tatsache, daß der Echokompensator mit dem Empfänger-Abtasttakt synchron ist, übertragbare Koeffizienten des Echokompensators wie bei Fig. 9 nicht erforderlich, und die Wartezeit zwischen Phasenschritten kann verkürzt werden.

Die Hauptstation des Systems ist diejenige Endstelle mit dem Bezugstakt, die bei einer zwischen einer Vermittlung und einem Teilnehmer verlaufenden Strecke die vermitt lungsseitige Endstelle ist. Die verwendeten Steuersignale können wie oben beschrieben abgeleitet werden. Es ist nur das Vorzeichen des resultierenden Signals wichtig, da die zeitliche Nachstellung bezüglich des nominalen Zeichenintervalls in einem einzigen Schritt vorwärts oder rückwärts erfolgt. Wie in Fig. 8 gezeigt, ist in der Hauptstation der Sendetakt starr mit dem örtlichen Bezugstakt 5 gekoppelt, und der Abtastbefehl wird in kleinen Schritten verstellt, wobei in einer Zeichenperiode S Schritte liegen.

Um ein kontinuierlich schrittweises Vorrücken oder Verzögern des Abtastzeitpunktes bezüglich eines ZeichenintervaIles zu ermöglichen, wird in der Steuerschaltung eine "FaIt-Technik" angewendet. In der Hauptstation bedeutet dies eine

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Änderung des Echokompensators derart, daß es ajn "Fa Lt rand" keine Unstetigkeit der Arbeitsweise gibt. Die Funktion der Zeitsteuerung kann anhand der Fig. 8 und 9 erläutert werden.

Der Abtastzeitpunkt wird bezüglich einem Bezugspunkt eingestellt, der der lokale Bezugstakt (Fig. 8a)ist. Der Abtastzeitpunkt kann jeweils nur um einen einzigen Schritt
verändert werden, und es werden zwei Verfahren beschrieben, welche die Häufigkeit begrenzen, mit der die Schritte auftreten können und die eine Anpassung der Echokompensatorkoeffizienten an den neuen Abtastzeitpunkt und folglich an eine Änderung der abgetasteten Gabelübergangs-Impulsantwort erlauben. Die Schrittweite ist ein Bruchteil einer Zeichenperiode, so daß die Änderung der Gabelübergangs-Impulsantwort begrenzt ist und keinen Fehler verursacht.

Der Zeichen-Sendetakt ist in S Schritte aufgeteilt, so daß der Empfänger-Abtast- und Haltetakt durch die Steuerschaltung auf irgend eine Position zwischen Null und S-1 einstellbar
ist. Der Abtastzeitpunkt des Empfängers wird durch ein Register gesteuert, das die jeweilige Position des Abtastzeitpunktes in Form der Anzahl der Schritte bezogen auf den
Sende- Zeichentakt definiert. Dieser Wert des Phasenregisters entspricht der Abtastphase des Empfängers. Die Abtastphase Null bedeutet keine Zeitdifferenz zwischen dem

lokalen Bezugstakt und dem Abtasttakt des Empfängers. In

Fig. 8 ist der lokale Bezugstakt in Fig. 8a angegeben, und alle anderen Takte sind auf diesen Bezugstakt bezogen. Für S = 8 sind die Werte des Phasenregisters in Fig. 8b gezeigt. Fig. 8e definiert die Beziehung zwischen dem lokalen Be-

zugstakt und dem Abtasttakt des Empfängers, wenn die Abtastphase des Empfängers gleich 2 und die Anzahl der Schritte

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S gleich 8 ist. Der übergang von NuLL auf Eins des Takts wird als die Taktflanke genommen, die das Schieben von Daten in die getaktete Einrichtung und aus dieser heraus ausLöst.

Wenn die Taktsteuerung des Empfängers verlangt,, daß der Abtastzeitpunkt vorgerückt wird, wird der Inhalt des die Abtastphase steuernden Registers um 1 vermindert. Wenn die Abtastphase bei der Position NuIL liegt, wird der Registerwert und entsprechend die Abtastphase in den Wert S-1 geändert. Das Ab Laufdiagramm für den Phasenwechsel ist in Fig. 8 gezeigt, und es ist wichtig zu beachten, daß während des Sendezyklus 2 zwei Empfänger-Abtastwerte auftreten.

Wenn die Taktsteuerung verlangt, daß der Abtastzeitpunkt verzögert wird, wird der Inhalt des die Abtastphase steuernden Registers und damit die entsprechende Abtastphase um 1 erhöht. Wenn diese Phase bei der Position S-1 liegt, wird der Phasen regist erwert von S-I auf Null geändert. Das Ablauf" diagramm für den Phasenwechsel ist in Fig. 8 gezeigt. Zu beachten ist, daß bei diesem übergang der Wechsel des Abtastzeitpunkts den Abtastwert bei der Abtastphase NuIL im SendezykLus, der unmittelbar auf den Abtastwert S-1 folgt, ausläßt. Dies verursacht den vollständigen Verlust eines Empfänger-Abtastwertes aus diesem Sende-Taktzyklus (Zyklus in Fig. 8g).

Zur Begrenzung der Häufigkeit der schrittweisen Änderung des Abtastzeitpunktes werden nachstehend zwei Methoden beschrieben. Wie oben angegeben, wird nur das Vorzeichen des Takt steuerungssignaLs verwendet, um die digitale Phasenregelschleife einzustellen, wobei dieses Signal nach jeder Zeichenperiode einem Wechsel unterworfen ist.

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Das erste Verfahren zur Begrenzung der Häufigkeit der schrittweisen Nachstellung besteht darin, den Inhalt des Phasen regist ers bei jedem p-ten Zeichen zu übernehmen, abhängig vom Vorzeichen des Steuersignals. Beim zweiten Verfahren wird das Steuersignal einem Vorwärts- Rückwärtszähler zugeführt, der während jeder Zeichenperiode erhöht oder erniedrigt wird. Wenn der Vorwärts- Rückwärts-Zähler seine Zählgrenze L erreicht und weiter erhöht wird, wird auf Null gesetzt und erhöht den Phasenregisterinhalt. Wenn umgekehrt der Vorwärts- Rückwärts-Zähler beim Zählerstand Null steht und sein Zählerstand weiter zurückgestellt wird, so wird der Phasenregisterinhalt erniedrigt und der Vorwärts· Rückwärts-Zähler auf den Wert L gesetzt.

Die Echokompensator-Abtast- und Halteschaltung wird auch von der Steuerschaltung gesteuert, die die Phase des Abtasttaktes steuert. Da das Filter des Echosimulators ein adaptives Transversalfilter ist, das die gesendeten Daten verarbeitet, ist sein Ausgangssignal synchron mit dem Takt der Empfänger-Abtast- und Halteschaltung. In den Figuren 8f und 8g kann man sehen, daß es einen Taktschlupf zwischen den gesendeten Daten und dem Abtasttakt des Empfängers gibt derart, daß bei Verwendung des Empfänger-Abtasttakt zur Übernahme von Daten in den Echokompensator eine Unstetigkeit in der Verarbeitung entsteht, wenn sich die Abtasttaktphase von Null auf S-1 und umgekehrt ändert. Dieses Problem wird dadurch überwunden, daß der Echosimutator wie in Fig. 9 gezeigt abgewandelt wird.

Das Echosimulationsfilter wird in zweierlei Hinsicht abgewandelt. Zunächst werden die Akkumulatoren so miteinander verbunden, daß die Koeffizientenwerte nach vorne oder nach hinten verschoben werden können. Als zweites kann der' Takt

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geändert werden, mit den die gesendeten Daten vor ihrer Multiplikation mit den Akkumulatorwerten in das Zeichen-Schieberegister eingegeben werden, damit im Empfänger Taktphasenänderungen über die Grenze zwischen Null und S-I unJ umgekehrt erlaubt sind.

Die Verarbeitungsfolge zum Vorrücken der Abtasttaktphase entsprechend einer Änderung des Abtasttaktphasenregist erwertes von Null bis S-I ist wie folgt: Das Zeichen-Schiebe-Register wird nicht getaktet. Die im Multiplexer 90, 91, und 92, welche die Koeffizientenwerte steuern, werden in den zum Phasenvorrücken vorgesehenen Zustand A gesetzt, so daß der Koeffizientenwert, der durch die Eingangsdaten verarbeitet wird, um eine Position nach hinten verschoben wird, durchgehend durch das adaptive Filter. Die Summe von Produkten wird wie üblich gebildet, indem eine Summierschaltung 93 und der beschriebene Algorithmus verwendet wird. Nach dem Phasennachstellvorgang werden die Multiplexer in ihren Normalzustand N zurückgeschaltet und die Verarbeitung wie oben beschrieben fortgesetzt. Das Ergebnis dieses Zyk-Lus besteht darin, daß die Koeffizienten durch das adaptive Filter um eine Position nach hinten verschoben worden sind.

Die Verarbeitung bei einer Verzögerung der Abtastphase von einer Abtast phase S-1 in eine Abtastphase Null geschieht wie folgt: Das Zeichen-Schieberegister 94, 95, 96 wird zweimal getaktet. Der erste Taktimpuls des Zeichenregisters wird zeitlich so gelegt, daß er mit dem Abtastimpuls Null zusammenfällt, der unmittelbar auf den Abtasttakt folgt, der, wie oben erwähnt, nicht als Taktimpuls der Empfänger-Abtast-und Halteschaltung verwendet wird. Dies ist in Fig. 8g gestrichelt gezeigt. Der zweite Impuls des Schieberegisters wird zur gleichen Zeit erzeugt wie der Abtast impuls des Emp-

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fänger s.

Eine bevorzugte Ausführungsform der digitalen Phasenregelschleife, insbesondere wenn die Anzahl der Schritte S und die Kapazität L des vorteilenden Vorwärts-Rückwärtszählers ganzzahlige Potenzen von 2 sind, besteht in der Verwendung

eines Vorwärts-Rückwärts-Zäh lers der Länge log (L + S) = s + l als Kombination eines Phasenregisters und Vorteilers.

log χ ist definiert als Logarithmus von χ zur Basis 2. Die S höchstwertigen Bits des Vorwärts-Rückwärts-Zählers stellen somit den Phasenregisterwert dar und die restlichen niedrigstwertigen Bits bilden den vorteilenden Akkumulator. Während jeder Zeichenperiode wird der Vorwärts-Rückwärts-Zäh ler herauf- oder herabgesetzt, abhängig vom Vorzeichen des Zeitsteuerungssignals, das direkt unter Verwendung der oben beschriebenen bevorzugten Faktoren von den Koeffizientenwerten abgeleitet wird. Ein geeigneter Wert für die Anzahl der Schritte S sowohl in der Unterstation als auch in der Hauptstation ist 128 ( s = 6 ) . In der Hauptstation gibt ein Wert von 256 für L eine zufriedenstellende Verarbeitung, wogegen in der Unterstation ein Wert von L=128 (1=63 zur zufriedenstellenden Arbeitsweise führt, wobei die maximale Abweichung zwischen dem Bezugstakt der Unterstation und der Hauptstation - 10⁶/(L-S) =<- 61)Mi llionstel beträgt.

Bei jeder Flanke des örtlichen Bezugstaktes beginnt ein Rückwärtszähler, der zuvor auf den Wert des Phasenregisters gesetzt worden ist, rückwärts bis Null zu zählen mit einer Geschwindigkeit von S mal der Taktfrequenz des örtlichen Bezugstaktes. Der Örtliche Bezugstakt ist dabei von einem Takt abgeleitet, dessen Frequenz ein ganzzahliger Teil des Taktes S ist.

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Wenn der Rückwärtszähler den Zählstand NuLL erreicht gibt er einen impuLs ab, der aLs Empfänger-Abtasttakt verwendet wird. Dieser ImpuLs wird außerdem dazu verwendet, den Rückwärtszähler automatisch auf den im Phasenregister gespeicherten Wert zurückzusetzen. Die Einrichtung ist so ausgeLegt, daß sie jeden AnfangszähLbefehL aus dem örtlichen Bezugstakt, der weniger als zwei Taktintervalle des Taktes S nach dem Zeitpunkt auftritt, zu dem der Rückwärtszähler den Zählerstand Null erreicht, ignoriert.

Es wird nachstehend eine Erweiterung der Einrichtung betrachtet, die eine übertragung und Erkennung von ternären Daten wie folgt ermöglicht. Der bevorzugte Code codiert drei Bi η 'S r ι i f f «; r η a L a /wei ί ur η ii r / i ( f t- r η ( 5 Π «* Γ ) . Die C y 111· worttabeLLe ist die folgende:

Binärwort Ternärwort Binärwort Ternärwort

0 CCG 00 4 100 12

} 001 01 5 101 20

2 010 02 6 110 21

3 011 10 7 111 22

Das Ternärwort 11 wird nicht verwendet, so daß dadurch eine Codewortsynchronisation durch Erkennung des codeverletzenden Wortes 11 möglich ist. Bei einem Datenformat mit Rahmervlängen von 18 Bits beträgt die ternäre Rahmenlänge 12 Zeichen. Es wird ein Rahmensynchronisationsverfahren verwendet, bei dem bei jedem achten Ternarrahmen das Ternürwort 1111 hinzugefügt wird, das eine Rahmensynchronisation erlaubt. Ein zweites Beispiel ist das Hinzufügendes ternären Codewortes 111 nach jedem sechsten Ternärrahmen. Die Erhöhung der ternären Zeichengeschwindigkeit beträgt in beiden Fällen 100/96,

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Ein bevorzugtes übertragungsverfahren besteht darin, entsprechend den ternären Zeichenwerten 0,1 und 2 die Potentiale -V,0 und +V VoLt zu verwenden. Die Arbeitsweise des Echokompensators ist genau wie oben beschrieben^jedoch enthalten die Zeichenregister dreipegelige Zeichenwerte -1,0 und +1. Ähnlich wird der adaptive Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung abgewandelt. Zusätzlich wird ein Drei-Pegel-Entscheidungsprozess angewendet, bei dem die in Fig. 3 definierte Entscheiderfunktion im Hinblick auf den ternären übertragungscode wie folgt erweitert wird:

Eingangswert Ternärer Ausgangswert

X>C(O)/2 ⁺¹

-C(0)/2 < X <C(0)/2 0

X <C(O)/2 -1

Zwei Verfahren zur überwachung der Fehlerhäufigkeit im Betriebszustand ohne eine zusätzliche Coderedundanz einzuführen^ werden nachstehend beschrieben. Diese können unabhängig voneinander oder in Kombination miteinander verwendet werden. Das erste Verfahren ist nur auf ein Ternärsystem oder ein System mit einem ähnlichen Code anwendbar, wobei die wichtige Eigenschaft des Systems die Verwendung eines beschränkten Satzes von Codewörter π ist, so daß das Auftreten von bestimmten Codewörtern als eine Codeverletzung betrachtet werden kann. Im Fall des beschriebenen 3B2T-Codes wird das Codewort 11 zur Wortsynchronisation benützt. Nachdem die Wortsynchronisation stattgefunden hat, kann das Auftreten des Codewortes 11 - jedoch nicht als Teil des Rahmensynchronisationswortes 1111 - als Fehlerindikator interpretiert werden, und die Häufigkeit dieser Codeverletzung wird als Maß

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der Fehlerhäufigkeit verwendet. Die ZuverLässigkeitsgrcnze, bis zu der mit diesem Verfahren eine Fehlerhäufigkeit gemessen werden kann, hängt vom Verhältnis der Wortverletzungen zur erlaubten Zeichenfolge 11 ab, die sich über zwei Code-Wörter erstreckt und die zur Wort synchroni sation verwendet wird. Wenn diese Grenze angenähert wird, so kann bei einer bestimmten Schwelle die Wort synchronisation als verloren betrachtet werden und ein Alarmsignal abgegeben werden, wenn sie nicht wieder gefunden wird. Bei diesem System kann der Zustand, bei dem es unmöglich ist,die Wort synchroni sation wie oben beschrieben festzulegen, dazu verwendet werden.die Koeffizienten des Echokompensators und der adaptiven Filter des Entzerrers auf Null zu setzen, wobei der Verlust der Wort synchroni sation als Ergebnis der Einrastung des Systems interpretiert wird.

Das zweite Verfahren zur Fehlerfeststellung verwendet die Abschätzung der Augenhöhe, gegeben durch den Koeffizienten C_Q, und den Fehlerschätzwert e, der iri der vorstehenden Beschreibung des Entzerrers definiert ist. Beide Werte sind bei jedem empfangenen Zeichen verfügbar und werden bei jedem empfangenen Zeichen nachgestellt. Das PifferenzsignaL zwischen der Größe von C_n und der Größe eines skalierten Wertes des Fehlersignals kann als Indikator der Fehl er häufigkeit des Systems verwendet werden. Wenn also :

^C0 - ^k * ^ei

negativ ist, wird eine Eins ausgegeben, wenn er positiv ist, eine Null.

Im Falle des oben beschriebenen Systems führt der Wert von k=1 für die Skalierungskonstante zu einem Eins-zu-Eins-

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Verhältnis der festgestellten Fehler zu den echten Zeichenfehlern. Der Schätzwert für die Fehlerhäufigkeit im Falle k = 1 wird somit durch Zählen der Anzahl von i-Ausgangssignalen aus der die angegebene Differenz berechnenden Schaltung erhalten. Ein Alarmsignal wird gegeben, wenn die Summe einen annehmbaren Pegel überschreitet. Ein kontinuierliches Verfahren, um dies durchzuführen, verwendet einen Vorwärts-Rückwärts-ZähI er, der bei jedem festgestellten Fehler vorwärtsgeschaltet und nach jeweils G Zeichen um eins zurückgestellt wird. Zum Feststellen einer den Kehrwert von G übersteigend«η Fehlerhäufigkeit, wird eine Schwelle für den Vorwärts-Rückwärts-ZähIer gesetzt, bei deren Überschreitung ein Alarmsignal erzeugt wird. Je'höher die Schwelle gesetzt ist, desto länger ist die Periode, während der die durch G definierte Feh L er häufigkeit aufrechterhalten werden muß, bevor der Alarm gegeben wird, so daß darin ein Mechanismus einer zeitlichen Mittelung Liegt. Eine Erweiterung des gleichen Prinzips, die unverzüglicher und komplexer arbeitet, besteht darin, daß die Fehler-Skalierungskonstante k bei der Berechnung von C_Q- k- e. größer als eins gesetzt wird. Dies ergibt ein häufiger negatives Resultat der Differenz, wobei jede Zählung einen gewissen Bruchteil eines Fehlers darstellt, der abhängig vom Wert k und von der Feh I er stat istik ist. Unter Verwendung eines Vorwärts-Rückwärts-Zählers wie oben beschrieben wird eine Mittelung und ein Alarmsignal erzeugt, wobei das Zählerrückstellungsintervall G und die Alarmschwelle entsprechend den geforderten Fehlereigenschaften des Systems gewählt sind.

Ein alternatives Maß der Fehlereigenschaften des Systems .5ü kann .auch durch die Berechnung des Mittelwertes der Differenz zwischen den Größen des Haupt sehwinger-Koeffiζientenwertes

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und des FehLersignaLs e. erhaLten werden. Dies gibt ein absoLutes Maß für den mittleren Geräuschabstand.

Leerseite

Claims

;·/:-:-·;· 32 A 2577 INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK D.A.Fisher 3 Patentansprüche

1. Einrichtung zum Anschluß einer Quelle und einer Senke

an eine Zweidraht Leitung zur Duplexübertragung yon digitalen Nachrichtensignalen im Gleichlageverfahren, in deren Empfangszweig die über eine Gabelschaltung empfangene echo~ behaftete Information abtastet wird und mit einem Echokompensator, der ein Echo simuliert, das in einer Subtrahierschaltung von der echobehafteten Information im Empfangszweig subtrahiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das abgetastete Empfangssignal in einem Analog-Digital-

IQ Wandler (8) digitalisiert wird, daß der Subtrahierschaltung (90 ein adaptiver Entzerrer (14) mit quantisierter Rückkopplung zur Unterdrückung der Nachbarimpulsbeeinflussung nachgeschaltet ist und daß eine TaktabLeitungssteuerungsschaltung (15) vorgesehen ist, die aufgrund von im adaptiven Entzerrer (14) mit quantisierter Rückkopplung erzeugten Signalen den Abtasttakt im Empfangszweig steuert.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktahleitungssteuerungscha Itung (15) den Abtasttakt im Empfangszweig dadurch steuert, daß sie eine wählbare gewichtete Summe von im Zeichenabstand auseinanderliegenden Schätzwerten der Zeichen-Impulsantwort des einen entfernten Sender mit der Einrichtung verbindenden Übertragungskanals auf Null regelt (Fig. 7).

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3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2 , dadurch gekennzeichnet, daß das von der Gabelschaltung empfangene Signal ein analoges Filter (7) zur Bandbegrenzung und ein zwischen den Analog-Digital-Wandler (8) und die Subtrahierschaltung C:) geschaltetes digitales Filter (10) zur Impulsformung durchläuft.

4. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im adaptiven Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung (14) ein gewichteter laufender Hittelwert (Wm) des Entzerrer eingangssigna I s (S.) gebildet wird, daß nach Multiplikation mit einem Maßstabsfaktor (FD der Mittelwert mit der momentanen Größe des Entzerrereingangssignals (S.) verglichen (42) wird und daß zur Begrenzung der Signalübergänge die Nachstellung der Koeffizienten des Entzerrers für vier Zeichenperioden und die Nachstellung der Koeffizienten des Echokompensators (Fig. 2) für eine Zeichenperiode unterbrochen wird, wenn die erste Vergleichsgröße kleiner als die zweite VergLeichsgröße ist (Fig. 4).

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der gewichtete laufende Mittelwert (Wm) nach Multiplikation mit einem zweiten Maßstabsfaktor CF2) mit dem zum momentanen Entzerrereingangswert (S.) gehörenden Entzerrerkoeffizienten (C_) verglichen (43) wird und daß zum Schutz gegen Einrasten des Entzerrers die Entzerrerkoeffizienten auf Null gesetzt werden, wenn die erste Vergleichsgröße (Wm-F2) kleiner als die zweite Vergleichsgröße ist (Fig. 4).

6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet^ daß im Entzerrer (Fig. 4) der gewichtete laufende Mitt et wert (Wm) dadurch gebildet wird, daß der Betrag des Entzerr e#eι η-gangsignals (S ) dem Eingang einer zweiten Sübtrahierscha I tun

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(50) zugeführt wird, deren anderer Eingangswert vom Ausgang eines Akkumulators (41) kommt, dessen Eingangswert der mit einem Maßstabsfaktor (—α— )versehene Ausgangswert der zweiten Subtrahierschaltung (50) ist (pig. 4).

7. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzeugen eines Signals zur Steuerung des Abtasttaktes durch eine Phasenregelschleife die Schätzwerte des Hauptschwingers und des ersten Nachschwingers der Kanal-Impulsantwort addiert werden, nachdem sie gegebenenfalls vorher mit einem Maßstabsfaktor multipliziert wurden, wobei der jeweilige Maßstabsfaktor durch die Dämpfung des Empfangssignals und die Wahl der analogen und digitalen Fi Iter'operat ionen am Empfangssi gna L bestimmt wird (Fig. 7).

8. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten des Echokompensators mit Hilfe von Multiplexern (90, 91, 92) von den sie erzeugenden Akkumulatoren zu benachbarten Akkumulatoren über Kreuz koppelbar sind, derart, daß alle Koeffizienten einen Schritt vorgerückt oder verzögert werden können, um Taktverschiebungen zwischen dem Sendetakt und dem Abtasttakt auszugleichen. (Fig. 9).

9. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Funktionsüberwachung während des Betriebs die Häufigkeit, mit der das mit einem Maßstabsfaktor multiplizierte Fehlersignal (e.) den Wert des Hauptkoeffizienten (C_n) des Entzerrers (Fig. 3) überschreitet, als Maß für die Fehlerhäufigkeit und der mittlere Betrag der Differenz zwischen dem Hauptkoeffiζient en ^C_n) und dem Betrag des Fehlersignals (e.) als absolutes Maß für den Geräuschabstand verwendet wird.