DE3637827C2 - Koplanarer Gegentakt-Hohlleiter-Mischer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Hohlleiter-Mischer nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, wie er z. B. aus "Microwave-Journal", July 1985, Seiten 131 bis 141 bekannt ist.

Bei den breitbandigen Gegentakt-Mischern für Hohlleiter­ schaltungen haben Crossbar-Mischer gemäß Fig. 1 und Finlei­ tungs-Mischer gemäß Fig. 2 alle anderen Mischertypen weitge­ hend verdrängt, da erstere in der Einfachheit des Aufbaus und der Herstellweise sowie in den elektrischen Eigen­ schaften den letzteren überlegen sind. Während der Finlei­ tungs-Mischer dem Crossbar-Mischer an Breitbandigkeit überlegen ist, ist der Crossbar-Mischer diesem im Konver­ sionsverlust überlegen, da die für die Breitbandigkeit maßgebende Finleitung Verluste durch die hohe Stromdich­ te in der Finne aufweist, welche den Konversionsverlust geringfügig verschlechtern. Die große Bandbreite des Finleitungs-Mischers ist beim Crossbar-Mischer schwer zu erreichen, da hier eine Taperung für breitbandige Signal­ anpassung nur durch Reduzierung der Hohlleiterhöhe möglich ist, was bei Hohlleiter-Mischern für hohe Frequenzen (z. B. W-Band) wegen der geringen Höhe des Normhohlleiters zuneh­ mend Probleme beim Einbau der Dioden verursacht, da deren Abmaße dieses erschweren. Da die Dioden hintereinander parallel zur Hohlleiterschmalseite auf einem Substrat in den Hohlleiter eingebracht sind, Fig. 1, sind die Streu­ felder, verursacht durch den großen Diodenkörper relativ zur Hohlleiteraussparung, recht groß und Störmoden im Betriebsfrequenzbereich nur schwierig zu unterdrücken. (Die Hohlleiterhöhe des Normhohlleiters im W-Band beträgt 1,27 mm, die Abmaße üblicher Diodenkörper ohne Lötfahnen ∼0,3 mm). Eine Reduzierung der Hohlleiterhöhe auf 50% der Normhohlleiterhöhe, wie sie für eine merkbare Verbes­ serung der Signalanpassung sinnvoll ist, stößt somit an die Grenzen der Diodenabmaße. Die Fertigung von Hohllei­ ter-Mischern mit so niedriger Hohlleiterhöhe ist schwierig und somit kostenaufwendig.

Während für die Signalfrequenz aufgrund der Serienschal­ tung der Dioden beim Crossbar-Mischer eine Transformation vom 2-fachen Diodenwiderstand zum Hohlleiterwellenwider­ stand durchgeführt werden muß, ist die Transformation für eine reflexionsfreie Anpassung am Hohlleiter für das Trägersignal (im folgenden "LO-Signal" genannt - LO = "Local Oscillator") schwieriger, da hier aufgrund der zur Masse parallelen Anordnung der Dioden nur der halbe Diodenwiderstand an die Hohllei­ terimpedanz angepaßt werden muß. Die Leitungslänge vom Ort der Dioden bis zum LO-Hohlleiter beträgt gewöhnlich mehre­ re Wellenlängen, so daß eine Bandbreitenreduktion aufgrund des "Long-Line"-Effekts hinzukommt. In hohem Maße verant­ wortlich für die geringe Bandbreite des LO-Signals ist die hohe Impedanz innerhalb des Signalhohlleiters, welche ein sehr großes Stehwellenverhältnis bewirkt. Die damit gegebenen hohen Feldstärken regen Störmoden im Bereich der nur hier möglichen mechanischen Schnittstelle an, welche wiederum die LO-Signalunterdrückung reduzieren. Läßt man im Bereich der LO-Leitung innerhalb des Signalhohlleiters genügend Metallisierung stehen, so daß die LO-Leitung niederohmiger und damit bessere LO-Anpassung und größere Bandbreite für die LO-Zuführung möglich sind, so muß man geringere Bandbreite für das Eingangssignal hinnehmen, da das Substrat immer mehr zur kapazitiven Blende wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Mischer der eingangs genannten Art anzugeben, der bei geringen Verlusten mög­ lichst breitbandig ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die weiteren Ansprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher erläutert. Fig. 3 bis 5 zeigen schematische Darstellungen von Ausführungen der Erfindung.

Der erfindungsgemäße Mischer besitzt im generellen Aufbau Ähnlichkeit mit dem Crossbar-Mischer, indem ein Substrat mit den Mischerdioden quer in den Signalhohlleiter einge­ fügt ist, und die LO-Zuführung und ZF-Abführung über eine Streifenleitung erfolgen. Der wesentliche Unterschied ist jedoch die erfindungsgemäße Anbringung der Dioden auf einer speziell geformten Koplanarleitung, deren Außenlei­ ter im Verlauf den Äquipotentiallinien im Signalhohlleiter angenähert sind. Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für diesen speziellen Verlauf der Koplanarleitung. In dünnen Linien sind ferner einige Äquipotentialverläufe für negative und positive Feldstärken des H₁₀-Mode einge­ zeichnet.

Durch die erfindungsgemäße Leitungsführung ergibt sich ein wesentlicher Unterschied im Verhalten der Leitungsströme I gegenüber dem Crossbar-Mischer. Während beim Crossbar-Mi­ scher, Fig. 1, der HF-Strom durch die Dioden einen Lei­ tungsstrom darstellt, der in der Mitte des Hohlleiters parallel zu den Schmalseiten des Signalhohlleiters fließt, ist das beim erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohl­ leiter-Mischer insofern anders, als der Signalstrom durch die Dioden sich zusammensetzt aus einem Verschiebungsstrom in der Mitte des Signalhohlleiters - da das Fehlen einer galvanischen Verbindung in der Mitte des Signalhohlleiters nur einen kapazitiven Strom zuläßt - und einem Leitungs­ strom, der durch die von den Schmalseiten des Hohlleiters her zu den Verbindungsstellen der Diodenanschlüsse beste­ henden Leitungen fließt. Für das Gesamtverhalten des Mischers bedeutet dies: Die Dioden sind vorwiegend kapazi­ tiv an den Hohlleiter angekoppelt. Die Kapazität von der Breitseite des Hohlleiters bis zu den Dioden ist sehr gering, so daß diese Ankopplungsart wenig Blindenergie aufnimmt, was sich in einer breitbandigen Signalanpassung zeigt.

Um die Leitungsströme in den Zuleitungen möglichst gering zu halten, sind diese möglichst weitgehend den Äquipoten­ tiallinien im Hohlleiter angeglichen. Fig. 3 zeigt deren Verlauf für positive und negative Signalfeldstärken im Hohlleiter, zusammen mit einer Leitungsführung, wie sie im erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohlleiter-Mischer gegeben ist. Würde man Leitungen, die exakt den Äquipoten­ tiallinien für positive als auch negative Potentiale entsprechen, in den Hohlleiter einbringen, so würden sie sich gegenseitig beeinflussen. Die daraus resultierenden Äquipotentiallinien sind etwas flacher als die ungestör­ ten.

Mit den zwischen Mitten- und Außenleitern eingebauten Dioden ergibt sich ein Ersatzschaltbild von Hohlleiter­ breitseite zu Hohlleitermitte von:

mit
Z_D = Diodenimpedanz
C_H = Kapazität zwischen Hohlleiter und Außenleiter
jωL_L = wirksamer induktiver Widerstand von Diodenanschluß an Außenleiter zu Verbindungsstelle des Außenlei­ ters mit der Hohlleiterwand.

Der zweite Term in der Klammer läßt sich durch Auslegung der Außenleiter und damit L_L in Resonanz bringen, was gleichbedeutend mit der Kompensation des Imaginärteiles von Z_D ist, so daß der reelle Widerstand R_D′ bei Resonanz übrigbleibt. Daraus ergibt sich:

R_D′ (ω₀) ist der Resonanzwiderstand einer Diode, dessen Imaginärteil kompensiert ist. Für f₀ gleich der Betriebs­ frequenz würde R_D′( ) die Bandbreite des Hohlleitermi­ schers bestimmen. Wandelt man die Serienschaltung Z( ) in die entsprechende Parallelschaltung um, so ergibt sich

Aus Gl. (4) geht hervor, daß für die Transformation des reellen Diodenwiderstandes zur Hohlleiterimpedanz nur C_H variiert werden muß. Ändert man die Hohlleiterhöhe, so ändert sich das Transformationsverhältnis quadratisch mit C_H, die Hohlleiterimpedanz jedoch linear. Daraus folgt für die Dimensionierung des Signalkreises:

Durch Ändern der Krümmung der Außenleiter kann die Mitten­ frequenz und durch Ändern der Hohlleiterhöhe die Anpassung der Hohlleiterimpedanz an den Diodenwiderstand variiert werden. Die über die Hohlleiterhöhe wirksam werdende restliche Kapazität C_P∼C_H ist sehr gering und hat ver­ nachlässigbaren Einfluß auf die Bandbreite des Signal­ kreises. Sie kann durch die Kurzschlußlänge l_S des Signal­ hohlleiters hinter dem Substrat kompensiert werden; vgl. Fig. 4.

Der rechnerische Ansatz nach Gl. (1) gilt für eine Diode. Führt man die Rechnung bei Berücksichtigung zweier Dioden durch, so ergibt sich für die Impedanz Z ein Zweikreis­ verhalten. Durch Dimensionierung des Abstands Innenleiter - Außenleiter und der Hohlleiterhöhe erhält der Mischer die Eigenschaften eines zweikreisigen Bandfilters mit entsprechendem Bandbreitengewinn und nahezu konstantem Phasenverlauf innerhalb dieser Bandbreite. Anders als beim Crossbar-Mischer, welcher bei optimaler Auslegung eine Hohlleiterhöhe erfordert, welche wesentlich niedriger als die des Normhohlleiters ist und im mm-Wellen-Frequenz­ bereich Realisierungsprobleme aufwirft, benötigt der erfindungsgemäße koplanare Gegentakt-Hohlleiter-Mischer bei optimaler Auslegung in bezug auf Bandbreite und An­ passung am Signaleingang eine Hohlleiterhöhe H_M, die größer als die des Normhohlleiters H_L ist. Diese größere Hohlleiterhöhe ist für die Fertigung von Vorteil. Das Mischersubstrat befindet sich zwischen zwei Mischerge­ häuseteilen (Fig. 4), wobei das vordere Gehäuseteil mit einer Länge l_v (λ_H = Wellenlänge im Hohlleiter bei der Betriebsfrequenz) das Verbindungsstück zwischen Sub­ strat und signalführendem Hohlleiter darstellt und Trans­ formationseigenschaften besitzt, während das Gehäuseteil auf der anderen Seite des Substrats den Abstimmteil mit der Kurzschlußlänge l_s enthält.

Für eine optimale Auslegung des Mischers können Breite und Kontur der Außenleiter der koplanaren Leiteranordnung bei gegebener Hohlleiterhöhe H_M (Fig. 3, Fig. 4) unterschied­ liche Werte annehmen. Mit einer entsprechenden Kontur der der Hohlleiterbreite zugewandten Seite der Außenleiter der koplanaren Leiteranordnung können Feldverzerrungen im Hohlleiter berücksichtigt werden.

So kann die erfindungsgemäße koplanare Leiteranordnung ebenfalls zur Dimensionierung eines Rundhohlleitermischers des H₁₁-Wellentyps, Fig. 7, verwendet werden. Die Kontur des Außenleiters trägt der gegenüber dem H₁₀-Wellentyp im Rechteckhohlleiter höheren Feldstärkedichte (Fig. 6), in der Mitte des Rundhohlleiters Rechnung. Der erfindungs­ gemäße Rundhohlleiter-Mischer zeigt ähnliches Verhalten wie der H₁₀-Rechteckhohlleiter-Mischer. Da die Grundstruk­ tur gleich ist, läßt sich auch dieser Mischer zweikreisig aufbauen.

Gegenüber der Schaltungsauslegung beim Crossbar-Mischer sind beim erfindungsgemäßen Mischer die Voraussetzungen für eine gute Anpassung des LO-Signals an die Mischer­ dioden viel günstiger. Die den Äquipotentiallinien im Signalhohlleiter entsprechend ausgebildeten Leiterbahnen ergeben für das LO-Signal einen niederohmigen Wellenwider­ stand, welcher zudem noch durch die Krümmung die Wirkung eines Tapers besitzt.

Fig. 5 zeigt weitere Ausführungsbeispiele des erfindungs­ gemäßen Mischers. Die Außenleiter der Koplanarleitung sind teilweise gestrichelt dargestellt, womit angedeutet werden soll, daß sie in diesen Bereichen auf der Rückseite des Substrats geführt werden können.

An den Stellen A sind Maßnahmen für eine breitbandige Unterdrückung des LO-Signals in Richtung des ZF-Filters eingefügt. Bei der Auslegung der Mischerschaltung ohne zusätzliche Maßnahmen (A = durchgehende Leitung) ist eine hochohmige Impedanz bei der LO-Frequenz am Ort der Dioden in Richtung des ZF-Filters weitgehend von der Impedanz der koplanaren Leitung innerhalb des Signalhohlleiters gege­ ben, da die Eingangsimpedanz des ZF-Filters bei der LO- Frequenz sehr niederohmig ist und als Kurzschluß angenom­ men werden kann. Zur Erhöhung der Impedanz weist die Schaltung an den Stellen A entweder Serienkapazitäten in den Außenleitern oder Koppler mit entsprechend dimensio­ nierbaren Koppelfaktoren auf. Durch diese Maßnahmen wird das elektromagnetische Feld des Eingangssignals nur ge­ ringfügig verzerrt. Wenn die Signalströme in den Außenlei­ tern vernachlässigbar sind, können als dritte alternative Möglichkeit die Außenleiter an den Stellen A enden.

Claims (7)

1. Gegentakt-Hohlleiter-Mischer mit einem Streifenlei­ ter-Substrat, das quer in einen Signalhohlleiter eingefügt ist und mit zwei Dioden beschaltet ist, die hintereinander und parallel zur Schmalseite des Signalhohlleiters ange­ ordnet sind, wobei über den Streifenleiter die Zufuhr des Trägersignals und die Abführung des Zwischenfrequenzsignals erfolgen, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• - der Streifenleiter ist als koplanare Leitung ausge­ bildet, deren schmale Außenleiter gekrümmt und in ihrem Verlauf den Äquipotentiallinien im Signalhohl­ leiter angenähert sind;
• - die Dioden sind jeweils zwischen einem Außenleiter und dem Innenleiter der koplanaren Leitung geschal­ tet.

2. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalhohlleiter ein Rechteckhohlleiter ist.

3. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalhohlleiter ein Rundhohlleiter ist.

4. Mischer nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die Außenleiter im Bereich des Signalhohlleiters im Ver­ lauf der koplanaren Leitungsführung unterschiedliche Breite aufweisen.

5. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in die Außenleiter in Richtung auf ein daran angeschlossenes ZF-Filter Serien­ kapazitäten eingefügt sind.

6. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in die Außenleiter in Richtung auf das ZF-Filter Koppler eingefügt sind.

7. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Außenleiter in Richtung auf das ZF-Filter hinter den Dioden nach einer gewissen Strecke enden.