DE3637827C2 - Koplanarer Gegentakt-Hohlleiter-Mischer - Google Patents
Koplanarer Gegentakt-Hohlleiter-MischerInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Hohlleiter-Mischer
nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, wie er z. B.
aus "Microwave-Journal", July 1985, Seiten 131 bis 141
bekannt ist.
Bei den breitbandigen Gegentakt-Mischern für Hohlleiter
schaltungen haben Crossbar-Mischer gemäß Fig. 1 und Finlei
tungs-Mischer gemäß Fig. 2 alle anderen Mischertypen weitge
hend verdrängt, da erstere in der Einfachheit des Aufbaus
und der Herstellweise sowie in den elektrischen Eigen
schaften den letzteren überlegen sind. Während der Finlei
tungs-Mischer dem Crossbar-Mischer an Breitbandigkeit
überlegen ist, ist der Crossbar-Mischer diesem im Konver
sionsverlust überlegen, da die für die Breitbandigkeit
maßgebende Finleitung Verluste durch die hohe Stromdich
te in der Finne aufweist, welche den Konversionsverlust
geringfügig verschlechtern. Die große Bandbreite des
Finleitungs-Mischers ist beim Crossbar-Mischer schwer zu
erreichen, da hier eine Taperung für breitbandige Signal
anpassung nur durch Reduzierung der Hohlleiterhöhe möglich
ist, was bei Hohlleiter-Mischern für hohe Frequenzen (z. B.
W-Band) wegen der geringen Höhe des Normhohlleiters zuneh
mend Probleme beim Einbau der Dioden verursacht, da deren
Abmaße dieses erschweren. Da die Dioden hintereinander
parallel zur Hohlleiterschmalseite auf einem Substrat in
den Hohlleiter eingebracht sind, Fig. 1, sind die Streu
felder, verursacht durch den großen Diodenkörper relativ
zur Hohlleiteraussparung, recht groß und Störmoden im
Betriebsfrequenzbereich nur schwierig zu unterdrücken.
(Die Hohlleiterhöhe des Normhohlleiters im W-Band beträgt
1,27 mm, die Abmaße üblicher Diodenkörper ohne Lötfahnen
∼0,3 mm). Eine Reduzierung der Hohlleiterhöhe auf 50%
der Normhohlleiterhöhe, wie sie für eine merkbare Verbes
serung der Signalanpassung sinnvoll ist, stößt somit an
die Grenzen der Diodenabmaße. Die Fertigung von Hohllei
ter-Mischern mit so niedriger Hohlleiterhöhe ist schwierig
und somit kostenaufwendig.
Während für die Signalfrequenz aufgrund der Serienschal
tung der Dioden beim Crossbar-Mischer eine Transformation
vom 2-fachen Diodenwiderstand zum Hohlleiterwellenwider
stand durchgeführt werden muß, ist die Transformation für
eine reflexionsfreie Anpassung am Hohlleiter für das Trägersignal (im folgenden "LO-Signal" genannt - LO = "Local Oscillator") schwieriger,
da hier aufgrund der zur Masse parallelen Anordnung
der Dioden nur der halbe Diodenwiderstand an die Hohllei
terimpedanz angepaßt werden muß. Die Leitungslänge vom Ort
der Dioden bis zum LO-Hohlleiter beträgt gewöhnlich mehre
re Wellenlängen, so daß eine Bandbreitenreduktion aufgrund
des "Long-Line"-Effekts hinzukommt. In hohem Maße verant
wortlich für die geringe Bandbreite des LO-Signals ist die
hohe Impedanz innerhalb des Signalhohlleiters, welche ein
sehr großes Stehwellenverhältnis bewirkt. Die damit
gegebenen hohen Feldstärken regen Störmoden im Bereich der
nur hier möglichen mechanischen Schnittstelle an, welche
wiederum die LO-Signalunterdrückung reduzieren. Läßt man
im Bereich der LO-Leitung innerhalb des Signalhohlleiters
genügend Metallisierung stehen, so daß die LO-Leitung
niederohmiger und damit bessere LO-Anpassung und größere
Bandbreite für die LO-Zuführung möglich sind, so muß man
geringere Bandbreite für das Eingangssignal hinnehmen, da
das Substrat immer mehr zur kapazitiven Blende wird.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Mischer der eingangs
genannten Art anzugeben, der bei geringen Verlusten mög
lichst breitbandig ist.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im
Patentanspruch 1 beschrieben. Die weiteren Ansprüche
beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher
erläutert. Fig. 3 bis 5 zeigen schematische Darstellungen
von Ausführungen der Erfindung.
Der erfindungsgemäße Mischer besitzt im generellen Aufbau
Ähnlichkeit mit dem Crossbar-Mischer, indem ein Substrat
mit den Mischerdioden quer in den Signalhohlleiter einge
fügt ist, und die LO-Zuführung und ZF-Abführung über eine
Streifenleitung erfolgen. Der wesentliche Unterschied ist
jedoch die erfindungsgemäße Anbringung der Dioden auf
einer speziell geformten Koplanarleitung, deren Außenlei
ter im Verlauf den Äquipotentiallinien im Signalhohlleiter
angenähert sind. Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für
diesen speziellen Verlauf der Koplanarleitung. In dünnen
Linien sind ferner einige Äquipotentialverläufe für
negative und positive Feldstärken des H₁₀-Mode einge
zeichnet.
Durch die erfindungsgemäße Leitungsführung ergibt sich ein
wesentlicher Unterschied im Verhalten der Leitungsströme I
gegenüber dem Crossbar-Mischer. Während beim Crossbar-Mi
scher, Fig. 1, der HF-Strom durch die Dioden einen Lei
tungsstrom darstellt, der in der Mitte des Hohlleiters
parallel zu den Schmalseiten des Signalhohlleiters fließt,
ist das beim erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohl
leiter-Mischer insofern anders, als der Signalstrom durch
die Dioden sich zusammensetzt aus einem Verschiebungsstrom
in der Mitte des Signalhohlleiters - da das Fehlen einer
galvanischen Verbindung in der Mitte des Signalhohlleiters
nur einen kapazitiven Strom zuläßt - und einem Leitungs
strom, der durch die von den Schmalseiten des Hohlleiters
her zu den Verbindungsstellen der Diodenanschlüsse beste
henden Leitungen fließt. Für das Gesamtverhalten des
Mischers bedeutet dies: Die Dioden sind vorwiegend kapazi
tiv an den Hohlleiter angekoppelt. Die Kapazität von der
Breitseite des Hohlleiters bis zu den Dioden ist sehr
gering, so daß diese Ankopplungsart wenig Blindenergie
aufnimmt, was sich in einer breitbandigen Signalanpassung
zeigt.
Um die Leitungsströme in den Zuleitungen möglichst gering
zu halten, sind diese möglichst weitgehend den Äquipoten
tiallinien im Hohlleiter angeglichen. Fig. 3 zeigt deren
Verlauf für positive und negative Signalfeldstärken im
Hohlleiter, zusammen mit einer Leitungsführung, wie sie im
erfindungsgemäßen koplanaren Gegentakt-Hohlleiter-Mischer
gegeben ist. Würde man Leitungen, die exakt den Äquipoten
tiallinien für positive als auch negative Potentiale
entsprechen, in den Hohlleiter einbringen, so würden sie
sich gegenseitig beeinflussen. Die daraus resultierenden
Äquipotentiallinien sind etwas flacher als die ungestör
ten.
Mit den zwischen Mitten- und Außenleitern eingebauten
Dioden ergibt sich ein Ersatzschaltbild von Hohlleiter
breitseite zu Hohlleitermitte von:
mit
ZD = Diodenimpedanz
CH = Kapazität zwischen Hohlleiter und Außenleiter
jωLL = wirksamer induktiver Widerstand von Diodenanschluß an Außenleiter zu Verbindungsstelle des Außenlei ters mit der Hohlleiterwand.
ZD = Diodenimpedanz
CH = Kapazität zwischen Hohlleiter und Außenleiter
jωLL = wirksamer induktiver Widerstand von Diodenanschluß an Außenleiter zu Verbindungsstelle des Außenlei ters mit der Hohlleiterwand.
Der zweite Term in der Klammer läßt sich durch Auslegung
der Außenleiter und damit LL in Resonanz bringen, was
gleichbedeutend mit der Kompensation des Imaginärteiles
von ZD ist, so daß der reelle Widerstand RD′ bei Resonanz
übrigbleibt. Daraus ergibt sich:
RD′ (ω₀) ist der Resonanzwiderstand einer Diode, dessen
Imaginärteil kompensiert ist. Für f₀ gleich der Betriebs
frequenz würde RD′( ) die Bandbreite des Hohlleitermi
schers bestimmen. Wandelt man die Serienschaltung Z( ) in
die entsprechende Parallelschaltung um, so ergibt sich
Aus Gl. (4) geht hervor, daß für die Transformation des reellen Diodenwiderstandes zur Hohlleiterimpedanz nur CH
variiert werden muß. Ändert man die Hohlleiterhöhe, so
ändert sich das Transformationsverhältnis quadratisch mit
CH, die Hohlleiterimpedanz jedoch linear. Daraus folgt für
die Dimensionierung des Signalkreises:
Durch Ändern der Krümmung der Außenleiter kann die Mitten
frequenz und durch Ändern der Hohlleiterhöhe die Anpassung
der Hohlleiterimpedanz an den Diodenwiderstand variiert
werden. Die über die Hohlleiterhöhe wirksam werdende
restliche Kapazität CP∼CH ist sehr gering und hat ver
nachlässigbaren Einfluß auf die Bandbreite des Signal
kreises. Sie kann durch die Kurzschlußlänge lS des Signal
hohlleiters hinter dem Substrat kompensiert werden; vgl.
Fig. 4.
Der rechnerische Ansatz nach Gl. (1) gilt für eine Diode.
Führt man die Rechnung bei Berücksichtigung zweier Dioden
durch, so ergibt sich für die Impedanz Z ein Zweikreis
verhalten. Durch Dimensionierung des Abstands Innenleiter - Außenleiter
und der Hohlleiterhöhe erhält der Mischer
die Eigenschaften eines zweikreisigen Bandfilters mit
entsprechendem Bandbreitengewinn und nahezu konstantem
Phasenverlauf innerhalb dieser Bandbreite. Anders als
beim Crossbar-Mischer, welcher bei optimaler Auslegung
eine Hohlleiterhöhe erfordert, welche wesentlich niedriger
als die des Normhohlleiters ist und im mm-Wellen-Frequenz
bereich Realisierungsprobleme aufwirft, benötigt der
erfindungsgemäße koplanare Gegentakt-Hohlleiter-Mischer
bei optimaler Auslegung in bezug auf Bandbreite und An
passung am Signaleingang eine Hohlleiterhöhe HM, die
größer als die des Normhohlleiters HL ist. Diese größere
Hohlleiterhöhe ist für die Fertigung von Vorteil. Das
Mischersubstrat befindet sich zwischen zwei Mischerge
häuseteilen (Fig. 4), wobei das vordere Gehäuseteil mit
einer Länge lv (λH = Wellenlänge im Hohlleiter bei
der Betriebsfrequenz) das Verbindungsstück zwischen Sub
strat und signalführendem Hohlleiter darstellt und Trans
formationseigenschaften besitzt, während das Gehäuseteil
auf der anderen Seite des Substrats den Abstimmteil mit
der Kurzschlußlänge ls enthält.
Für eine optimale Auslegung des Mischers können Breite und
Kontur der Außenleiter der koplanaren Leiteranordnung bei
gegebener Hohlleiterhöhe HM (Fig. 3, Fig. 4) unterschied
liche Werte annehmen. Mit einer entsprechenden Kontur der
der Hohlleiterbreite zugewandten Seite der Außenleiter der
koplanaren Leiteranordnung können Feldverzerrungen im
Hohlleiter berücksichtigt werden.
So kann die erfindungsgemäße koplanare Leiteranordnung
ebenfalls zur Dimensionierung eines Rundhohlleitermischers
des H₁₁-Wellentyps, Fig. 7, verwendet werden. Die Kontur
des Außenleiters trägt der gegenüber dem H₁₀-Wellentyp im
Rechteckhohlleiter höheren Feldstärkedichte (Fig. 6), in
der Mitte des Rundhohlleiters Rechnung. Der erfindungs
gemäße Rundhohlleiter-Mischer zeigt ähnliches Verhalten
wie der H₁₀-Rechteckhohlleiter-Mischer. Da die Grundstruk
tur gleich ist, läßt sich auch dieser Mischer zweikreisig
aufbauen.
Gegenüber der Schaltungsauslegung beim Crossbar-Mischer
sind beim erfindungsgemäßen Mischer die Voraussetzungen
für eine gute Anpassung des LO-Signals an die Mischer
dioden viel günstiger. Die den Äquipotentiallinien im
Signalhohlleiter entsprechend ausgebildeten Leiterbahnen
ergeben für das LO-Signal einen niederohmigen Wellenwider
stand, welcher zudem noch durch die Krümmung die Wirkung
eines Tapers besitzt.
Fig. 5 zeigt weitere Ausführungsbeispiele des erfindungs
gemäßen Mischers. Die Außenleiter der Koplanarleitung sind
teilweise gestrichelt dargestellt, womit angedeutet werden
soll, daß sie in diesen Bereichen auf der Rückseite des
Substrats geführt werden können.
An den Stellen A sind Maßnahmen für eine breitbandige
Unterdrückung des LO-Signals in Richtung des ZF-Filters
eingefügt. Bei der Auslegung der Mischerschaltung ohne
zusätzliche Maßnahmen (A = durchgehende Leitung) ist eine
hochohmige Impedanz bei der LO-Frequenz am Ort der Dioden
in Richtung des ZF-Filters weitgehend von der Impedanz der
koplanaren Leitung innerhalb des Signalhohlleiters gege
ben, da die Eingangsimpedanz des ZF-Filters bei der LO-
Frequenz sehr niederohmig ist und als Kurzschluß angenom
men werden kann. Zur Erhöhung der Impedanz weist die
Schaltung an den Stellen A entweder Serienkapazitäten in
den Außenleitern oder Koppler mit entsprechend dimensio
nierbaren Koppelfaktoren auf. Durch diese Maßnahmen wird
das elektromagnetische Feld des Eingangssignals nur ge
ringfügig verzerrt. Wenn die Signalströme in den Außenlei
tern vernachlässigbar sind, können als dritte alternative
Möglichkeit die Außenleiter an den Stellen A enden.
Claims (7)
1. Gegentakt-Hohlleiter-Mischer mit einem Streifenlei
ter-Substrat, das quer in einen Signalhohlleiter eingefügt
ist und mit zwei Dioden beschaltet ist, die hintereinander
und parallel zur Schmalseite des Signalhohlleiters ange
ordnet sind, wobei über den Streifenleiter die Zufuhr des Trägersignals
und die Abführung des Zwischenfrequenzsignals erfolgen, gekennzeichnet durch folgende
Merkmale:
- - der Streifenleiter ist als koplanare Leitung ausge bildet, deren schmale Außenleiter gekrümmt und in ihrem Verlauf den Äquipotentiallinien im Signalhohl leiter angenähert sind;
- - die Dioden sind jeweils zwischen einem Außenleiter und dem Innenleiter der koplanaren Leitung geschal tet.
2. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Signalhohlleiter ein Rechteckhohlleiter ist.
3. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Signalhohlleiter ein Rundhohlleiter ist.
4. Mischer nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß
die Außenleiter im Bereich des Signalhohlleiters im Ver
lauf der koplanaren Leitungsführung unterschiedliche
Breite aufweisen.
5. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
in die Außenleiter in Richtung auf
ein daran angeschlossenes
ZF-Filter Serien
kapazitäten eingefügt sind.
6. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
in die Außenleiter in Richtung auf das ZF-Filter Koppler
eingefügt sind.
7. Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Außenleiter in Richtung auf das ZF-Filter hinter den
Dioden nach einer gewissen Strecke enden.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863637827 DE3637827C2 (de) | 1986-11-06 | 1986-11-06 | Koplanarer Gegentakt-Hohlleiter-Mischer |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publication Number | Publication Date |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19863637827 Expired - Fee Related DE3637827C2 (de) | 1986-11-06 | 1986-11-06 | Koplanarer Gegentakt-Hohlleiter-Mischer |
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Country | Link |
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IT1284025B1 (it) * | 1996-06-18 | 1998-05-08 | Italtel Spa | Convertitore di frequenza per applicazioni alle onde radio millimetriche |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3135480A1 (de) * | 1981-09-08 | 1983-03-17 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Phasenmodulator fuer mm-wellen in finleitungstechnik |
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1986
- 1986-11-06 DE DE19863637827 patent/DE3637827C2/de not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE3637827A1 (de) | 1988-05-11 |
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8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: TELEFUNKEN SYSTEMTECHNIK GMBH, 7900 ULM, DE |
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8120 | Willingness to grant licenses paragraph 23 | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: DEUTSCHE AEROSPACE AG, 8000 MUENCHEN, DE |
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8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: DAIMLER-BENZ AEROSPACE AKTIENGESELLSCHAFT, 80804 M |
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Owner name: DAIMLERCHRYSLER AEROSPACE AKTIENGESELLSCHAFT, 8099 |
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8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: DAIMLERCHRYSLER AEROSPACE AG, 85521 OTTOBRUNN, DE |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |