DE3628138A1 - Schaltregler - Google Patents
SchaltreglerInfo
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einem Schaltregler gemäß dem
Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Solche Schaltregler sind bekannt (IEEE Power Electronics
Specialist Conference Palo Alto, California, June 14-16,
1977, "A New Optimum Topology Switching DC-TO-DC-Converter",
Cuk, Middlebrook; US-PS 39 25 715).
Das Regelverhalten von Schaltreglern wird durch eine charakter
istische Integrationsinduktivität (wirksame Induktivität
der Speicherdrossel des Schaltreglers für einen vergleichbaren
linearen Regler) bestimmt. Bei manchen Reglertypen ist
diese Induktivität sehr hoch.
Folgende Tabelle zeigt die Größe der Integrationsinduktivität
L₀ einer vergleichbaren linearen Ersatzschaltung für einen
Schaltregler in Abhängigkeit der Induktivität L der
Speicherdrossel, der Eingangsspannung der U E und der
Ausgangsspannung U A :
ReglertypIntegrationsinduktivität
ReglertypIntegrationsinduktivität
Buckregler
(Abwärtsregler)L₀ = L
(Abwärtsregler)L₀ = L
Buck-Boostregler
(Sperrwandler)L ₀ = L · (U A /U E + 1)²
(Sperrwandler)L ₀ = L · (U A /U E + 1)²
BoostreglerL ₀ = L · (U A /U E + 1)²
Venable-Regler
(US 39 25 715)L ₀ = L
(US 39 25 715)L ₀ = L
Wenn insbesondere hohe Spannungen erzeugt werden sollen,
sind manche Reglertypen durch ihre hohe Integrationsinduktivität
sehr langsam.
Aus vorgenannter IEEE Power Electronics Specialist Conference
ist es bekannt, unterschiedliche Schaltreglertypen (Buck,
Boost, . . .) zu kaskadieren bzw. neue Schaltreglertypen mit
verminderter Ausgangsbrummspannung zu schaffen, deren Teil
induktivitäten über zusätzliche Halbleiterschalter zu-/ab
schaltbar sind. Anregungen hinsichtlich der Verkleinerung
der wirksamen Integrationsinduktivität enthält obige Veröffent
lichung nicht.
Aus der US-PS 39 25 715 ist ein Schaltregler bekannt, mit
einem Transformator, der mehrere Teilwicklungen aufweist,
und einer angezapften Eingangsdrossel. Mittels herkömmlicher
und zusätzlicher Halbleiterschalter läßt sich der Transformator
mit der Eingangsgleichspannungsquelle über jeweils einen
Teil der Eingangsdrossel verbinden. Dieser "Venable Converter"
liefert eine Ausgangsspannung, die höher als die
Eingangsspannung ist, und einen kontinuierlichen Ausgangs
strom hat. Steigt aber die Leistung in den kW-Bereich, wird
es schwierig die erzeugte Verlustleistung abzuführen. Anregungen
hinsichtlich Verkleinerung der wirksamen Integrations
induktivität und damit Erziehung geringerer Regelzeit
konstante enthält diese Entgegenhaltung ebenfalls nicht.
Außerdem sind bei diesem Schaltregler immer mindestens fünf
Halbleiterschalter nötig.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ausgehend
vom Oberbegriff des Patentanspruches 1 einen Schaltregler
anzugeben, dessen Ersatzinduktivität gering ist. Diese Aufgabe
wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches
1 gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung aufgezeigt.
Mit der Erfindung lassen sich folgende Vorteile erzielen:
- - Die Stellkennlinie (Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangs gleichspannung kann linearisiert werden, z. B. beim ansonsten nichtlinearen Sperrwandler.
- - Die Regelzeitkonstante ist geringer als bei einem herkömmlichen Schaltregler, bedingt durch die kleinere Ersatz induktivität.
- - Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen ( 500 W) weist der erfindungsgemäße Schaltregler in Gegentaktausgestaltung gegenüber dem "Venable-Converter" eine geringere Belastung der Einzel-Bauteile auf, was einer günstigeren Wärmeabfuhr zugute kommt.
- - Durch die Regelung über die Lade-/Entladegeschwindigkeit kann das Tastverhältnis frei gewählt werden. Dadurch ergibt sich ein weiterer Freiheitsgrad zur Optimierung des Schaltreglers hinsichtlich Wirkungsgrad.
- - Die Grenzfrequenz des Schaltreglers nach der Erfindung ist höher als bei herkömmlichen Schaltreglertypen.
- - Die Eingangsspannung des Schaltreglers wirkt bei Pulsbreiten regelung sehr stark auf die Ausgangsspannung, so daß zur Erzielung einer großen Genauigkeit der Ausgangsspannung eine relativ hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies oft mit Stabilitätsproblemen verbunden ist, kann oft die gewünschte Genauigkeit nicht erreicht werden. Wird nun die Eingangsspannung in die Regelung miteinbezogen, kann mit wenig Bauteileaufwand die erforderliche Ver stärkung im Regelkreis verkleinert werden.
- - Durch Verteilung der Lade-/Entladeströme auf mehrere Bauteile wird die Einzelbelastung der Bauteile geringer.
- - Der Schaltregler gemäß der Erfindung erfordert wenig Ansteuer leistung für die schaltenden Bauelemente.
- - Kapazitive und induktive Bauelemente (Speicherdrossel, Glättungskondensatoren) können kleiner gewählt werden, bzw. sind prinzipbedingt kleiner. Damit entstehen beim Aufbau des Schaltreglers geringere Kosten, da induktive und kapazitive Bauelemente hoher Induktivität, bzw. hoher Kapazität gegenüber Halbleiterbauelementen (bipolare Tran sistoren, FET, Thyristoren) wesentlich teurer sind.
Anhand der Zeichnungen werden nun einige Ausführungsbeispiele
der Erfindung erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers nach der
Erfindung,
Fig. 2 die Ansteuerimpulse für den Sperrwandler nach
Fig. 1,
Fig. 3 ein Strom-Zeit-Diagramm für die Speicherdrossel des
Schaltreglers,
Fig. 4 die Stellkennlinie eines Sperrwandlers nach der
Erfindung sowie die Stellkennlinie eines herkömmlichen
Sperrwandlers,
Fig. 5 die Ersatzinduktivität des Sperrwandlers nach der
Erfindung sowie die Ersatzinduktivität eines herkömmlichen
Sperrwandlers,
Fig. 6 die Steuerschaltung des Sperrwandlers nach der
Erfindung,
Fig. 7 Steuerpulse für die Halbleiterschalter sowie deren
Aufbereitung,
Fig. 9 das Prinzip eines Buckreglers nach der Erfindung,
Fig. 8 das herkömmliche und das Steuerschema der Erfindung,
Fig. 10 ein Buck-Boost-Regler nach der Erfindung,
Fig. 11 ein Strom-Zeit-Diagramm für den Buck-Boost-Regler
nach Fig. 10,
Fig. 12 den Stromanstieg in der Ersatzinduktivität des
Schaltreglers gemäß Fig. 10 für den offenen Regelkreis,
Fig. 13 einen abgewandelten Buck-Boost-Regler,
Fig. 14 einen weiteren Buck-Boost-Regler,
Fig. 15 ein Boost-Regler nach der Erfindung,
Fig. 16 einen Boost-Regler mit Energierückspeisung,
Fig. 17 einen Buck-Regler mit Energierückspeisung,
Fig. 18 eine Steuerschaltung zur Pulsaufbereitung,
Fig. 19 Puls-Zeit-Diagramme für die Signale der
Steuerschaltung gemäß Fig. 18,
Fig. 20 eine modifizierte Steuerschaltung,
Fig. 21 eine Steuerschaltung mit Prozessor,
Fig. 22 eine herkömmliche Buckregler-Schaltung,
Fig. 23 den Wirkungsgrad eines herkömmlichen Buckreglers,
Fig. 24 das Schaltbild eines optimierten Buckreglers,
Fig. 25 das Schaltbild der Schalter beim optimierten
Buckregler,
Fig. 26 den Strom durch die Speicherdrossel für die
optimierten Buckregler,
Fig. 27 die Stellkennlinie des optimierten Buckreglers,
Fig. 28 eine Gegentaktschaltung,
Fig. 29 die Steuerpulse für die Gegentaktschaltung gemäß
Fig. 28,
Fig. 30 die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpulse,
sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 30a),
Fig. 31 die Ersatzinduktivität des Schaltreglers gemäß
Fig. 28 im Vergleich zum "Venable Converter",
Fig. 32 eine Boostregler-Gegentaktschaltung,
Fig. 33 die Boostregler-Gegentaktschaltung gemäß Fig. 32
mit nachgeschaltetem Gegentaktwandler,
Fig. 34 die Stellkennlinie des Schaltreglers gemäß Fig.
33,
Fig. 35 die Steuerschaltung für den Schaltregler gemäß
Fig. 33, sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 35a),
Fig. 36 einen Buckregler mit umschaltbarer Lade- und
Entladephase,
Fig. 37 das Schaltschema der Schalter beim Buckregler gemäß
Fig. 36,
Fig. 38 der Strom durch die Speicherdrossel beim Buckregler
gemäß Fig. 36,
Fig. 39 die Stellkennlinie des Buckreglers gemäß Fig. 36.
Fig. 1 zeigt einen Schaltregler gemäß der Erfindung nach
dem Sperrwandler-Prinzip. Der bei einem herkömmlichen Sperr
wandler vorgesehene Halbleiterschalter S 1 verbindet die Eingangs
gleichspannungsquelle Q E mit der Spannung U E über die
Schutzdiode D 1 - Schutz vor Inversbetrieb des Halbleiter
schalters S 1 - mit einem Anschlußende der Speicherdrossel S.
Die Speicherdrossel S weist eine Primärwicklung und eine Sekundär
wicklung auf zur galvanischen Trennung von Eingangs-
und Ausgangskreis des Schaltreglers. Somit liegt die Primär
wicklung der Speicherdrossel S parallel zur Eingangsgleich
spannungsquelle Q E . Die Sekundärwicklung der Speicherdrossel
S ist über den sekundärseitigen Gleichrichter D 2 mit dem
Schaltreglerausgang - Klemmen 1, 2 - verbunden, an denen die
Ausgangsgleichspannung U A des Schaltreglers über dem Glättungs
kondensator C A abgreifbar ist. Der Sperrwandler weist
erfindungsgemäß einen zusätzlichen Halbleiterschalter S 2
auf, der zwischen die Eingangsgleichspannungsquelle Q E und
eine Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S
geschaltet ist. Die Einschaltzeiten der beiden Halbleiter
schalter S 1 und S 2 bestimmen die Ladezeit der Speicherdrossel
S und damit die Ladegeschwindigkeit. Erfindungsgemäß
wird bei diesem Ausführungsbeispiel zur Regelung die Lade
geschwindigkeit der Speicherdrossel S in Abhängigkeit der Ausgangs
spannung U A des Schaltreglers umgeschaltet. Der Zeitpunkt
der Umschaltung, d. h. Ablösung des Halbleiterschalters
S 2 durch den Halbleiterschalter S 1 wird durch eine Steuer
schaltung (Fig. 6) festgelegt. Die Ansteuerimpulse für die
Schalter S 1 und S 2 bezogen auf eine Schaltperiode T zeigt
Fig. 2. Für den ersten Teil der Ladephase - 0 bis t 1 - ist
der Schalter S 2 geschlossen. Es fließt der Ladestrom I 1
(Fig. 3).
Würde nicht zum Zeitpunkt t 1 der Schalter S 2 abgeschaltet
werden und dafür der Schalter S 1 eingeschaltet werden, würde
der Ladestrom mit gleicher Steigung bis zum Zeitpunkt T/n
(Fig. 3, gestrichelt) weiterfließen. Da aber zum Zeitpunkt
t 1 der Schalter S 2 durch den Schalter S 1 abgelöst wird
(Fig. 2), ändert sich die Steigung des Ladestromes - Strom I 2
durch Schalter S 1 - und damit die Ladegeschwindigkeit der
Speicherdrossel S. Zum Zeitpunkt T/n (n < 1) beginnt die
Entladephase der Speicherdrossel S. Während der Zeit T-T/n
fließt der Strom I 3 auf die zwischen den Klemmen 1-2 gelegene
Last R L . Die Stellkennlinie des Sperrwandlers läßt sich
aus der Knotenregel:
I 1 + I 2 = I 3
herleiten. Es gilt (Fig. 1):
wobei y = N ²/Ny² und x = N ²/Nx² ist und Nx die Windungszahl
der Induktivität L/x (gesamte Primärwicklung), N die Windungs
zahl der Induktivität L zwischen dem Schalter S 2 und
der nichtpotentialführenden Klemme der Eingangsspannungsquelle
Q E und Ny die Windungszahl der Induktivität L/y
(Sekundärwicklung) angibt.
Bisher wurde davon ausgegangen, daß die Entladezeit und damit
die Entladegeschwindigkeit konstant gehalten wird, beispiels
weise T/2, und die Regelung nur über die Veränderung
der Ladegeschwindigkeit erfolgt. Erfindungsgemäß wird nun in
einer Alternativlösung die Entladezeit frei wählbar gemacht.
T/n wird so gewählt, daß der Wandler seinen optimalen Wirkungs
grad erhält. Die Stellkennlinie ergibt sich dann gemäß
Fig. 1 zu:
Gegenüber einem herkömmlichen Sperrwandler weist der Sperr
wandler nach der Erfindung folgende Vorteile auf:
- a) eine in Abhängigkeit des Tastverhältnisses t 1/T lineare Stellkennlinie U A /U E (Fig. 4, durchgezogene Linie) gegenüber der nichtlinearen Stellkennlinie des herkömmlichen Sperrwandlers (Fig. 4, strichpunktierte Linie),
- b) eine geringere Regelzeitkonstante:
Die auf ein lineares Ersatzschaltbild berechnete Induktivität L₀ ist kleiner als beim herkömmlichen Sperrwandler. L₀ bestimmt die Grenzfrequenz des Schaltreglers mit Für den herkömmlichen Sperrwandler gilt:L₀/L = (U A /U E + 1)².Für den Sperrwandler gemäß der Erfindung gilt:L₀/L = n²/y (n -1)².
Fig. 5 zeigt die Ersatzinduktivitäten L₀/L in Abhängigkeit
der Stellkennlinie U A /U E im Vergleich (herkömmlicher Sperr
wandler strichpunktierte, Sperrwandler nach der Erfindung
durchgezogene Linie). Für den Sperrwandler nach der Erfindung
wurde für die Darstellung n =2 angenommen.
Die Steuerschaltung für den Sperrwandler nach der Erfindung
zeigt Fig. 6. Ein Taktsignal C 1 mit der Periodendauer
T steuert einen Sägezahngenerator SZ in seiner Wiederholfrequenz.
Vom Schaltreglerausgang wird ein Signal U ST gewonnen,
welches abhängig ist vom Momentanwert der Ausgangsspannung
U A des Schaltreglers. Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators
SZ und das Signal U ST werden einem Komparator K zugeführt.
Sobald die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators SZ
den das Signal U ST übersteigt, führt der Ausgang des Komparators
K H-Potential Signal A (Fig. 7). Vom Taktsignal Cl
wird über ein Monoflop MF ein Signal der Dauer T (1-n) abgeleitet.
Das Ausgangssignal des Komparators K wird einer Inverter
stufe IS zugeführt, so daß ein zum Signal A inverses
Signal B entsteht. Signal A und das Ausgangssignal des Monoflops
MF wird einem ersten NOR-Glied N 1 zugeführt, dessen
Ausgang das Steuersignal für den Schalter S 1 liefert. Signal
B sowie das Ausgangssignal des Monoflops MF beaufschlagt ein
zweites NOR-Glied N 2, an dessen Ausgang das Steuersignal für
den Schalter S 2 erscheint. Die Verkleinerung bzw. Vergrößerung
der Steuersignale in Abhängigkeit der Höhe des Signals
U ST ist in Fig. 7 durch Pfeile markiert. Während der strom
losen Zeit T-T/n von Schalter S 1 und S 2 fließt über die
Diode D 2 im Ausgangskreis der Laststrom. Wie aus Fig. 6 und
Fig. 7 ersichtlich ist, ist die Länge des Steuerpulses für
den Schalter S 1 durch eine arithmetische Beziehung,
mit der Länge des Steuerpulses für den Schalter S 2 verknüpft.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 9.
Dieser Schaltregler arbeitet nach dem Buckregler (Absteller)-
Prinzip. Sämtliche zuvor definierten Größen werden
nachfolgend in gleicher Bedeutung verwendet. Der herkömmlicher
weise bei einem Buckregler vorgesehene Schalter S 1 liegt
über die Schutzdiode D 1 zwischen der Eingangsgleichspannungs
quelle Q E und einem ersten Anschlußende der Speicher
drossel S, die im Gegensatz zum zuvor beschriebenen Sperr
wandler nur eine Wicklung aufweist. Der zusätzliche Halbleiter
schalter S 2 liegt zwischen einer Anzapfung der Speicher
drossel S und der Eingangsgleichspannungsquelle Q E . Zwischen
dieser Anzapfung und dem Anschluß der Schutzdiode D 1 weist
die Speicherdrossel S eine weitere Anzapfung auf, an die der
Buckregler-Gleichrichter D 3 kathodenseitig angeschlossen ist.
Anodenseitig ist dieser Gleichrichter D 3 an gemeinsames
Bezugspotential geschaltet. Das zweite Anschlußende der Speicher
drossel S ist mit der Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers
verbunden. Die beiden Steuersignale A für den Schalter S 1
und B für den Schalter S 2 sind wie folgt gewählt:
Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t 1
(vgl. Fig. 8) und das Steuersignal B aus Steuerpulsen der
Länge T-t 1-t 1 ·k. Dabei ist k der Multiplikator. Während der
Zeit t 1 · k ist der Gleichrichter D 3 leitend. Die Stellkenn
linie dieses Buckreglers ergibt sich zu:
Der Multiplikator k und die Anzapfungen stehen in einem
bestimmten Verhältnis. Es gilt:
Mit k = 1/x ergibt sich die Stellkennlinie zu:
und die Ersatzinduktivität zu:
Die Erfindung ermöglicht es Schaltreglerstellglieder mit
verschiedenen Regeleigenschaften zu realisieren. Herkömmliche
Schaltreglerstellglieder werden durch Steuerpulse variabler
Breite und der verbleibenden Differenz zur gesamten Periode
geschaltet. Die Verwendung mindestens eines zweiten
Schalters mit zusätzlichen Steuerpulsen variabler Breite,
die von den Steuerpulsen des herkömmlichen Schaltregler
schalters vorzugsweise linear abhängig gewählt sind, ermöglicht
den Aufbau einer Vielzahl neuer Schaltregler mit besseren
Regeleigenschaften, insbesondere höherer Grenz
frequenz.
In Fig. 8 ist das herkömmliche Steuerschema dem Steuerschema
gemäß der Erfindung gegenübergestellt. Der zusätzliche
Schalter wird mit dem Steuerpuls t 1 ·k angesteuert. Der
verbleibende Rest ist dann t-t 1-t 1 ·k. Ein Schaltregler für
dieses Steuerschema besitzt also mindestens zwei Schalter, die
wahlweise mit den Steuerpulsen a, b oder c angesteuert
werden.
Demzufolge kann die Steuerung der Schalter S 1 und S 2 beispiels
weise beim Buckregler gemäß Fig. 9 vertauscht werden.
Es gilt dann:
Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t 1 und
das Steuersignal B aus Steuerpulsen der Länge t 1 ·k. Für die
restliche Zeit einer Schaltperiode t-t 1-t 1 ·k ist die Diode
D 3 leitend. Die dazugehörige Stellkennlinie lautet dann:
mit
und die Ersatzinduktivität:
Als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein
Buck-Boost-Regler (Fig. 10) vorgestellt, der ohne das erfindungs
gemäße Steuerschema und ohne zusätzliche Schalter an
sich bekannt ist (IEEE Power Electronics Conference, Palo
Alto, California, 1977, "A New Optimum Topology Switching
DC-TO-DC-Converter", Cuk, Middlebrook; US-PS 39 25 715).
Bei diesem Ausführungsbeispiel liegt der herkömmliche Schalter
S 1 zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q E und einer
Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S. Der
zusätzliche Schalter S 2 liegt zwischen der Eingangsspannungs
quelle Q E und einem Anschlußende der Sekundärwicklung
der Speicherdrossel S. Das andere Anschlußende der Sekundär
wicklung ist auf Bezugspotential gelegt. Der Buck-Boost-
Gleichrichter D 3 befindet sich zwischen gemeinsamem Bezugs
potential und einem Anschlußende der Primärwicklung von S.
Das andere Anschlußende der Primärwicklung führt zur Ausgangs
klemme 1 des Schaltreglers.
Die Wirkungsweise dieses Buck-Boost-Reglers ist folgender
maßen:
Der Schalter S 2 legt die Sekundärwicklung der Speicherdrossel
S mit der Induktivität L/x an die Eingangsspannungsquelle
Q E . Durch den geschlossenen Schalter S 1 wird die in L/x
aufgenommene Energie an den Ausgang abgegeben (Buckmode).
Wenn die Schalter S 1 und S 2 beide geöffnet sind, wird die
Speicherdrossel S über den Gleichrichter D 3 an den Ausgang
entladen (Buckmode). Im geregelten Fall, wenn die Pulsbreite
der Steuerpulse von der Ausgangsspannung U A abhängig ist,
sind die Ströme durch die Speicherdrossel in Balance (Fig. 11).
Dabei ist vorausgesetzt, daß die Speicherdrossel S nie
ganz entladen wird (I ₀ in Fig. 11).
Aufgrund der Knotenregel I ₁ = I ₂ + I ₃ und folgenden
Beziehungen:
ergibt sich die Stellkennlinie zu:
wobei gilt: y-xk-x =0.
Die Ausgangsspannung U A kann also größer oder kleiner als
die Eingangsspannung U E werden. Da die Pulsbreite von t 1
nach T =t 1+t 1 · k begrenzt ist, wird mit
die minimale Ausgangsspannung:
Für den üblichen Buck-Boost-Regler gilt wie bereits in der
Beschreibungseinleitung dargelegt:
Diese Induktivität bestimmt die untere Frequenzgrenze des
Reglers. Infolge der Quadrierung kann diese sehr tief liegen.
Die Tiefpaßinduktivität L ₀ berechnet sich aus dem
Anstieg des mittleren Gleichstromes während der Entladephase
t 1+t 1 ·k zu:
Nach einem Zeitsprung Δ t beim offenen Regelkreis steigt der
Strom I L gemäß Fig. 12 an. Es ergibt sich eine neue
Strombalance:
Δ t · U E · x (1+k) = -(U A · y - U E · y) · Δ t - U A · k · Δ t + Δ I,
somit:
Δ I = U A (y + k) Δ t.
Der Sprung Δ t ergibt einen Spannungssprung im geschlossenen
Kreis von
Für Kleinsignalverhalten wird:
dU A = Δ U A .
Damit ergibt sich für die Ersatzinduktivität:
oder mit der minimalen Ausgangsspannung:
Daraus ist ersichtlich, daß die Grenzfrequenz des Buck-
Boost-Reglers gemäß Fig. 10 höher ist als die eines herkömmlichen
Buck-Boost (Sperrwandler)-Reglers.
Beispielsweise wird mit:
x = 6,25; y = 9; k = 0,44
L ₀ = L · 0,168.
Beim herkömmlichen Regler wäre (Buck-Boost)
L ₀ = 4 · L.
Die Grenzfrequenz ist demnach um
höher als
beim herkömmlichen Sperrwandler.
Einen etwas abgewandelten Buck-Boost-Regler nach der Erfindung
zeigt Fig. 13. In Abweichung zu Fig. 10 liegt der
Schalter S 1 am ersten Anschlußende der Primärwicklung der
Speicherdrossel S und der Gleichrichter D 3 ist zwischen eine
Anzapfung der Primärwicklung und gemeinsames Bezugspotential
geschaltet. Der Schalter S 2 ist bis auf die Schutzdiode D 4
wie in Fig. 10 angeschlossen. Der Schalter S 1 wird mit
Steuerpulsen der Breite t 1 eingeschaltet und der Schalter S 2
mit Steuerpulsen der Pulsbreite T-t 1-t 1 · k. Die Stellkennlinie
und die Ersatzinduktivität entspricht jener des Schalt
reglers gemäß Fig. 10.
Eine Vertauschung der Steuerpulse für den Regler gemäß Fig. 12
(Schalter S 1: Steuerpulse der Breite T-t 1-t 1 · k; Schalter
S 2: Steuerpulse der Breite t 1) führt zu einem Regler mit der
Stellkennlinie:
mit x = k +1 und einer Ersatzinduktivität:
Einen weiteren Schaltregler nach dem Buck-Boost-Prinzip
zeigt Fig. 14. Die Speicherdrossel S weist im Gegensatz zum
Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nur eine Wicklung auf. Die
Serienschaltung aus Gleichrichter D 1 und Schalter S 1 liegt
zwischen einer ersten Anzapfung der Speicherdrossel S und
der Eingangsgleichspannungsquelle Q E . Der Schalter S 2 liegt
zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q E und einer
zweiten Anzapfung der Speicherdrossel S. Die Anschlußenden
der Speicherdrossel S sind mit den Ausgangsklemmen 1 und 2
des Schaltreglers verbunden. Diese Schaltung unterscheidet
sich zu der Schaltung von Fig. 1 durch die Wahl der Steuerung.
Die Steuerpulse für die Schalter S 1 und S 2 sind derart
gewählt:
S 1 → T-t 1-t 1k
S 2 → t 1.
S 2 → t 1.
Daraus ergibt sich die Stellkennlinie:
und die Ersatzinduktivität:
Die Stellkennlinie dieses Schaltreglers ist ebenfalls linear
und die Ersatzinduktivität sehr gering.
Einen erfindungsgemäßen Schaltregler nach dem Boostregler-
Prinzip zeigt Fig. 15.
Zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q E und der Ausgangs
klemme 1 des Reglers liegt die nur eine Wicklung aufweisende
Speicherdrossel S sowie der Halbleiterschalter S 3.
Der Schalter S 1 liegt hier zwischen einer ersten Anzapfung
der Speicherdrossel S und gemeinsamem Bezugspotential, der
Schalter S 2 über die Schutzdiode D 3 zwischen einer zweiten
Anzapfung der Speicherdrossel S und ebenfalls Bezugspotential.
Der Schalter S 1 wird mit Steuerpulsen der Länge t 1
gesteuert, der Schalter S 2 mit solchen der Länge t 1 · k und der
Schalter S 3 mit Steuerpulsen der Länge T-t 1-t 1 · k. Die
Stellkennlinie dieses Reglertyps ergibt sich zu:
und die Ersatzinduktivität zu:
Für x=y kann der Schalter S 3 durch eine Diode ersetzt werden.
Gegenüber dem herkömmlichen Boostregler ist die Ersatz
induktivität sehr gering.
Die bisher vorgestellten Reglertypen (Buck, Boost, Buck-
Boost) sind in einer Ausgestaltung der Erfindung mit Energie
rückspeisewicklungen versehen, die jeweils mit der Speicher
drossel S magnetisch gekoppelt sind. Fig. 16 zeigt einen
Boostregler nach der Erfindung mit Energierückspeisung.
Der Schalter S 1 befindet sich in Serie zur Primärwicklung
der Speicherdrossel S zwischen dem potentialführenden Eingang
und Ausgang des Schaltreglers. Der zusätzliche Schalter
S 2 liegt in Serie zur Sekundärwicklung der Speicherdrossel
S. Letztere Serienschaltung ist zwischen potentialführendem
Eingang und Bezugspotential gelegen. Die Sekundärwicklung
der Speicherdrossel S weist eine Anzapfung auf, die über eine
Diode D 4 derart mit dem potentialführenden Eingang des
Schaltreglers verbunden ist, daß bei nichtleitend gesteuerten
Schaltern S 1 und S 2 (Zeitintervall t 1 ·k) eine Rück
speisung der Energie der Speicherdrossel S zum Reglereingang
erfolgt.
Die Steuerpulse für die Schalter sind wie folgt gewählt:
S 1 → T-t 1-t 1 ·k
S 2 → t 2.
S 2 → t 2.
Die Stellkennlinie lautet:
und die Ersatzinduktivität:
Bei Erzeugung sehr hoher Ausgangsspannungen weist dieser
Boostregler mit Energierückspeisung im Vergleich zum
herkömmlichen Boostregler eine sehr geringe Ersatzinduktivität
auf. Für ein Spannungsübersetzungsverhältnis U A /U E = 50 : 200
folgt: L ₀ = L · 0,0625. Beim herkömmlichen Boostregler erhält
man hingegen:
L ₀ = L · 1,56.
Fig. 17 zeigt einen Buckregler mit Energierückspeisung. Die
Eingangsspannungsquelle Q E ist über die Serienschaltung
bestehend aus Primärwicklung der Speicherdrossel S, Diode D 5,
Schalter S 1 mit der Ausgangsklemme 1 verbunden. Der Schalter
S 2 liegt zwischen einer Anzapfung der Primärwicklung der
Speicherdrossel S und ebenfalls Ausgangsklemme 1 des Schalt
reglers. Die Rückspeisewicklung RS auf der Speicherdrossel S
ist über die Diode D 6 mit dem potentialführenden Eingang
verbunden. Die Steuerpulse sind wie folgt gewählt:
S 1 → t 1
S 2 → T-t 1-t 1k
S 2 → T-t 1-t 1k
Die Stellkennlinie
U A /U E = 1-(t 1/T) ·k
mit y-x-kx = 0 wird:
Die Schaltung hat den Vorteil, daß die Schalter direkt an
der Versorgungsspannung liegen, was für manche Anwendungs
fälle von Vorteil ist (Transformator/Last).
Für die Ersatzinduktivität gilt:
Für die Schaltungen gemäß den Fig. 8, 10, 13, 14, 15, 16
und 17 lassen sich die Steuerpulse mittels der Steuerschaltung
nach Fig. 18 erzeugen. Das Prinzip dieser Steuerschaltung
beruht auf der Gewinnung der Steuerpulse aus einer
Dreiecksspannung mit verschiedenen Anstiegszeiten. Eine solche
Dreiecksspannung wird mittels des Integrators OP 1, dessen
Zeitkonstante R · C von zwei Schaltern SI 1 und SI 2 zyklisch
umgeschaltet wird. Die zyklische Umschaltung der
Schalter SI 1 und SI 2 erfolgt durch einen mittels eines Mono
flops MF 1 nachbearbeiteten Takt Cl′. Das am nichtinvertierenden
Ausgang des Monoflops MF 1 anstehende Signal MQ steuert
den Schalter SI 1 und das am invertierenden Ausgang auf
tretende Signal steuert den Schalter SI 2. Das Ausgangs
signal AI des Integrators OP 1 wird mittels Komparator K 1 mit
der von der Ausgangsspannung U A des Reglers abgeleiteten
Spannung U STA verglichen. Das Komparator-Ausgangssignal wird
mit dem MQ-Signal über ein NAND-Glied NA 1 verknüpft, so daß
nach Verstärkung Steuerpulse der Länge t 1 · k entsteht. Die
Verknüpfung des Komparator-Ausgangssignals mit dem -Signal
über das NAND-Glied NA 2 liefert nach Verstärkung Steuerpulse
der Länge t 1. Das NOR-Glied NO 1 verknüpft die verstärkten
Ausgangssignale der beiden NAND-Glieder NA 1 und NA 2 zu den
Steuerpulsen der Länge T-t 1-t 1 ·k (Fig. 19).
Die Steuerschaltung gemäß Fig. 18 weist zwei Referenzspannungs
quellen Qr 1 und Qr 2 auf, die jeweils über einen der
Schalter SI 1 bzw. SI 2 und einen der Widerstände R 1, R 2 auf
den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 1
gelegt werden.
Eine modifizierte Steuerschaltung ist in Fig. 20 dargestellt.
Im Gegensatz zur Steuerschaltung nach Fig. 18 ist
eine der Referenzspannungsquellen - Qr 1 - ersetzt durch einen
Spannungsteiler R 3, R 4, der erfindungsgemäß durch die
Eingangsgleichspannungsquelle Q E des Schaltreglers gespeist
wird. Die Vorteile dieser Modifizierung werden nachfolgend
erläutert.
Aus den zuvor erläuterten Stellkennlinien U A /U E ist ersichtlich,
daß die Höhe der Eingangsspannung U E stark auf die Höhe
der Ausgangsspannung U A durchgreift, so daß zur Erzielung
einer hohen Konstanz der Ausgangsspannung U A eine relativ
hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies mit
Stabilitätsproblemen verbunden ist, wird der Einfluß der
Eingangsspannung U E durch die Modifikation gemäß Fig. 20
minimiert.
Die statische Gleichung des Buck-Boost-Reglers gemäß Fig. 14
lautet:
k stellt den Steigungsfaktor des zweiten Steuerpulses dar
und wird durch die Neigung der Komparatorschaltung bestimmt.
Diese Neigung und somit der Faktor k wird nun erfindungs
gemäß linear von der Eingangsgleichspannung U E abhängig
gemacht:
k = m · U E
Damit folgt:
Der Einfluß der Eingangsspannung ist eliminiert.
Zur Steuerung der Schalter S 1 und S 2 ist beim Ausführungs
beispiel gemäß Fig. 21 ein Prozessor Pr vorgesehen, der anhand
der Ausgangsspannung U A und der Eingangsspannung U E ,
direkten Eingriff in das Regelverhalten des Stellgliedes erlaubt,
indem er die Beziehung zwischen den Steuerpulsen herstellt.
Dem Prozessor wird die Ausgangsspannung U A , die von
der Ausgangsspannung über einen Schwellwertkomparator SK ab
geleitete Steuerspannung U ST sowie die Eingangsspannung U E
zugeführt. Anhand dieser drei Kenngrößen wird ein Regelsignal
RE für den Pulsdauermodulator PDM erzeugt.
Das Regelsignal RE wird im Pulsdauermodulator PDM mit der
zuvor beschriebenen Dreiecksspannung verglichen. Das Aus
gangssignal des Pulsdauermodulators PDM führt zur Verknüpfungs
logik VL zur Aufbereitung der Steuerpulse für die
Schalter S 1 und S 2. Die Verknüpfungslogik VL erhält an einem
weiteren Eingang ein Schaltsignal, welches aus der Dreiecks
spannung und der Steuerspannung U ST durch Vergleich mittels
eines weiteren Komparators VK gewonnen wird. Durch diese An
ordnung ist Länge der Steuerpulse für den Schalter S 2 nicht
nur von der Länge der Steuerpulse des Schalters S 1 abhängig,
sondern auch unmittelbar von der Höhe der Eingangs- und Ausgangs
spannung des Schaltreglers.
In Spannungsversorgungsgeräten tritt häufig das Problem auf
eine relativ genaue Gleichspannung in eine wesentlich niedrigere
aber noch genauere Spannung umzusetzen. Es soll z. B.
eine Gleichspannung von 50 V ± 3% in eine Gleichspannung von
30 V ± 0,2% transformiert werden. Üblicherweise verwendet man
in diesem Falle eine Buckregler-Schaltung (Fig. 22). In
obigem Beispiel wird die Einschaltzeit des Schalters bei
t e /T = U A /U E = 0,6
liegen.
Dadurch wird, wie aus Fig. 23 ersichtlich ist, der Wirkungs
grad h der Transformationsanordnung relativ schlecht, da mit
niedriger Einschaltdauer mehr Energie über die Speicherdrossel S
geladen werden muß. Wenn die Transformation bei einem
höheren Tastverhältnis erfolgen würde, könnte der Wirkungs
grad η besser sein, da grundsätzlich weniger Unmagnetisierungs
verluste in der Speicherdrossel S auftreten. Es wird
deshalb erfindungsgemäß das Tastverhältnis eines solchen
Buckreglers erst auf einen bezüglich des Wirkungsgrades η
günstigen Wert festgelegt. Die Ladezeit t e der Speicherdrossel
S wird auf einen festen Bruchteil der Gesamtperiodendauer
festgelegt:
t e = T/n; z. B. t e /T 0,8.
Damit könnte man natürlich nicht regeln. Schaltet man aber
während der Entladephase der Speicherdrossel S deren Entlade
geschwindigkeit um, wird eine Regelung der Ausgangsspannung
U A wieder möglich. Fig. 24 zeigt das Schaltbild eines so
optimierten Buckreglers. Die Eingangsspannungsquelle Q E ist
über den Schalter S 1 mit einer Anzapfung der Speicherdrossel
S verbunden. Das eine Wicklungsende der Speicherdrossel S
ist über den Schalter S 2 mit Bezugspotential verbindbar,
ebenso wie eine dem anderen Wicklungsende der Speicherdrossel
S benachbarte zweite Anzapfung über den Schalter S 3. Das
andere Wicklungsende der Speicherdrossel S ist mit der Ausgangs
klemme 1 des Schaltreglers verbunden. Der Schalter S 1
wird mit konstanter Pulsbreite T/n gesteuert, der Schalter
S 3 mit variabler - von der Ausgangsspannung U A abhängiger -
Pulsbreite t 1 und der Schalter S 2 mit dem verbleibenden Rest
der Periodendauer:
T-T/n -t 1.
In Fig. 25 ist das Schaltspiel der Schalter S 1, S 2 und S 3
dargestellt und in Fig. 26 der Strom I L durch die Speicher
drossel S. Die Stellkennlinie für diesen optimierten Buckregler
lautet:
Der Ort der Anzapfungen ergibt sich wieder aus den Teilindukti
vitäten L, L/x und L/y.
Mit den angenommenen Spannungswerten wird gewählt:
n =1,25; x =1,2; y =0,2; U E =50V; U A =30V.
In Fig. 27 ist diese Stellkennlinie dargestellt. Der kleine
Stellbereich reicht für den gewünschten Zweck aus. Das
Einfügen der beiden Schalter S 2 und S 3 verschlechtert den
Wirkungsgrad geringfügig. Jedoch sind die an diesen Schaltern
auftretenden Verluste infolge der kurzen Einschaltdauer
gering.
Sämtliche bisher vorgestellten Schaltregler lassen sich zu
Gegentaktschaltungen ergänzen, indem immer zwei gleichartige
Schaltreglertypen ausgangsseitig gegenphasig zusammengeschaltet
werden.
Fig. 28 zeigt eine solche Gegentaktschaltung für den Sperr
wandler nach Fig. 1. Außer den Schaltern S 1 und S 2, die wie
in Fig. 1 die Eingangsgleichspannungsquelle Q E mit der Primär
wicklung der Speicherdrossel S verbinden, sind zwei
weitere Schalter S 4 und S 5 vorgesehen, die die Primärwicklung
der Speicherdrossel S′ mit der Eingangsspannungsquelle
Q E verbinden. Die von den Schaltern S 1 und S 4 abgewandten
Wicklungsenden der Primärwicklungen der Speicherdrosseln S
und S′ sind miteinander verbunden und auf Bezugspotential
gelegt. Die Sekundärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′
sind gegenphasig zueinander auf den Schaltreglerausgang geschaltet,
indem die benachbarten Wicklungsenden der Sekundär
wicklungen der Speicherdrosseln S und S′ miteinander verbunden
sind und an die eine Ausgangsklemme 4 angeschlossen
sind, und die voneinander abgewandten Wicklungsenden von S
und S′ über jeweils einen Gleichrichter D 4, D 5 zusammen
geschaltet sind (Ausgangsklemme 3). Die Polung der Dioden D 4,
D 5 ist dabei vom Wicklungssinn der Speicherdrosseln S und S′
abhängig, der in Fig. 28 durch Punkte markiert ist.
Die Steuerpulse für die Schalter S 1, S 2, S 4 und S 5 sind in
Fig. 29 dargestellt:
S 1 → T/2-t 1
S 2 → t 1
S 3 → t 1
S 4 → T/2-t 1
S 2 → t 1
S 3 → t 1
S 4 → T/2-t 1
ebenso die Ströme I 1, I 2, I 3, I 4 durch die Speicherdrosseln
S und S′ und die Ausgangsspannung U A .
Die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpulse zeigt
Fig. 30. Das Taktsignal C 1 steuert einen Sägezahngenerator
SZ und liefert Einschaltsignale für die Schalter S II1 und
S II2, sowie über einen Inverter IV 1 Einschaltsignale für die
Schalter S II3 und S II4. Aus dem Ausgangssignal U A des Schalt
reglers wird mittels eines RC-gegengekoppelten Verstärkers
die Steuerspannung U ST gewonnen. Das Ausgangssignal SZA des
Sägezahngenerators SZ wird im Komparator K mit der Steuer
spannung U ST verglichen. Sobald das Ausgangssignal SZA des
Sägezahngenerators SZ die Steuerspannung U ST übersteigt
(Fig. 30a, Zeile N), wird der Steuerpuls der Länge t 1 gebildet,
der über die Schalter S II2 und S II3 entsprechend ihrer
jeweiligen Steuerung zu den Schaltern S 1 und S 4 durchge
schaltet wird. Das Ausgangssignal des Komparators K steht
über den Inverter IV 2 invertiert (Fig. 30a, Z. M) zur Verfügung -
Steuerpulse der Länge T-t 1 - und wird über die Schalter
S II1 und S II4 zu den Schaltern S 2 und S 5 durchgeschaltet.
Natürlich kann die Steuerung der Schalter S 1, S 2 bzw.
S 4, S 5 wie zuvor geschildert auch vertauscht werden.
Da sich für die Ausgangsspannung U A beim Schaltregler gemäß
Fig. 28 das Tastverhältnis praktisch nicht ändert, ist die
Brummspannung am Ausgang minimal. Der Glättungskondensator
C A kann daher auf ein Minimum reduziert werden.
Der Schaltregler gemäß Fig. 28 hat die Vorteile des
"Venable Converters":
- - kontinuierlicher Stromfluß am Ausgang,
- - galvanische Trennung zwischen Ausgang und Eingang.
Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen (P a 500 W) weist
der Schaltregler gemäß Fig. 28 jedoch noch weitere Vorteile
auf: Da sich die Leistungen in den Bauelementen halbieren,
werden die Einzelbauelemente geringer belastet; die Wärme
läßt sich leichter abführen. Dieser Schaltregler ist also
besonders geeignet zum Betrieb bei sehr hohen Leistungen.
Die lineare Ersatzinduktivität L/L ₀ = 2/y ist bei Erzeugung
hoher Spannungen wesentlich kleiner als beim "Venable Converter"
(Fig. 31 durchgezogene Linie). Wenn der Parameter y so
dimensioniert ist, daß die maximal einstellbare Spannung begrenzt
wird, ergibt sich eine lineare Ersatzinduktivität.
In Fig. 32 ist ein zur Gegentaktschaltung ergänzter Boost
regler dargestellt. Das eine Wicklungsende der Speicherdrossel
S wie auch dasjenige der Speicherdrossel S′ ist an den
Pluspol der Eingangsgleichspannungsquelle Q E angeschlossen.
Der Minuspol (Bezugspotential) der Eingangsgleichspannungs
quelle Q E ist über die Schalter S 1 und S 2 mit Anzapfungen
der Speicherdrossel S und über die weiteren Schalter S 4 und
S 5 mit Anzapfungen der Speicherdrossel S′ verbindbar. Die
beiden von der Eingangsspannung Q E abgewandten anderen Wicklungs
enden der Speicherdrosseln S und S′ sind jeweils mit
Gleichrichtern D 4 und D 5 beschaltet, deren Kathoden gemeinsam
zur Ausgangsklemme 1 führen. Die Stellkennlinie dieses
Schaltreglers ergibt sich zu:
Zur Erzeugung von Hochspannungen, insbesondere zur Versorgung
von Wanderfeldröhrenverstärkern, erweitert man die
Schaltung gemäß Fig. 32 mit einem herkömmlichen Gegentakt
wandler, so daß sich die Schaltung nach Fig. 33 ergibt. In
Abweichung vom Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 32 sind nun
die Gleichrichter D 4, D 5 nicht zusammengeschaltet, sondern
weisen jeweils einen Schalter S 6 bzw. S 7 in Serie auf. Die
Schalter S 6 und S 7 bilden zusammen mit dem Übertrager Ü den
herkömmlichen Gegentakt-Wandler. Die Ausgangsspannung U A
kann noch einer aus Gleichrichtern und Kondensatoren bestehenden
Vervielfacherstufe zugeführt werden. Wählt man für
die Anzapfungen x = y, so ergibt sich die Stellkennlinie des
Schaltreglers gemäß Fig. 33 zu:
mit x = 0,5 folgt:
U A /U E = 2t 1/T + 2.
Fig. 34 zeigt die Stellkennlinien für die Fälle x = 0,25
(gestrichelt) und x = 0,5 (durchgezogen).
Zur Steuerung der Schalter S 1 bis S 7 kann im Prinzip die
Steuerschaltung gemäß Fig. 29 verwendet werden. Als Ergänzung
muß für den Schalter S 6 lediglich der Taktimpuls Cl und
für den Schalter S 7 der invertierte Taktimpuls bereit
gestellt werden (Fig. 35).
Bisher wurden nur Schaltregler behandelt bei denen entweder
nur die Ladegeschwindigkeit oder die Entladegeschwindigkeit
zur Regelung umgeschaltet wurde. Prinzipiell ist es möglich
zum Zwecke der Regelung sowohl die Lade- als auch die Entlade
geschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel umzu
schalten.
Fig. 36 zeigt einen solchen Schaltregler, der am Ausführungs
beispiel eines Buckreglers näher erläutert wird. Dieser
Buckregler gemäß der Erfindung weist vier Schalter S 8, S 9,
S 10 und S 11 auf, die an bestimmte Anzapfungen der Speicher
drossel S angeschlossen sind. Der Schalter S 10 liegt zwischen
dem einen Wicklungsende der Speicherdrossel S und gemeinsamem
Bezugspotential. Der Schalter S 8 verbindet die dem
letztgenannten Wicklungsende nächstgelegene Anzapfung der
Speicherdrossel S mit dem Pluspol der Eingangsgleichspannungs
quelle Q E . Die nächstfolgende Anzapfung ist über den
Schalter S 11 mit Bezugspotential verbindbar. Die darauffolgende
Anzapfung ist über den Schalter S 9 mit dem Pluspotential
der Eingangsgleichspannungsquelle Q E verbunden. Das andere
Wicklungsende der Speicherdrossel S ist schließlich an
die Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers angeschlossen. Das
Verhältnis der Anzapfungen untereinander ist durch die Parameter
x, y und z festgelegt. Dabei muß die Bedingung
0 = ky - zk - x + 1 gelten.
k ist wiederum die bereits erklärte Proportionalitätskonstante.
Mit den Parametern x, y und z ergeben sich wie zuvor die
Induktivitäten der Teilwicklungen zu:
L, L/x, L/y, L/z (Fig. 36).
Das Schaltschema der Schalter S 8, S 9, S 10 und S 11 zeigt
Fig. 37 (Einschaltzustand schraffiert). Der zugehörige Strom
I L durch die Speicherdrossel S ist in Fig. 38 dargestellt.
Wie Fig. 37 zeigt, wird die Periodendauer T in zwei Teile
geteilt, den Lade- und Entladeteil. Die Ladephase beansprucht
die Zeit T/n, die Entladephase die Zeit T-T/n. Der Teilungs
faktor n wird so gewählt, daß man den optimalen Wirkungsgrad
η erhält. Dieser Arbeitspunkt bleibt über der Regelung der
Ausgangsspannung U A fest. Der Wirkungsgrad bleibt etwa konstant.
Die Stellkennlinie errechnet sich aus der Bedingung:
Die Ladephase wird auf die beiden Schalter S 8 und S 9 verteilt.
Schalter S 8 ist für die Zeit t 1 und Schalter S 9 für
die Zeit T/n-t 1 geschlossen (Fig. 37). Damit ergibt sich
eine Umschaltung der Ladegeschwindigkeit. Die Entladung erfolgt
während der Zeit t 1 · k (Schalter S 10) und der Zeit
T (1-1/n) -t 1 ·k (Schalter S 11). Damit ergibt sich eine
Umschaltung der Entladegeschwindigkeit.
Mit der Wahl:
n = 1,25; x = 0,2; z = 2
gilt für vorgenannte Bedingung:
k (2-y) = 0,8.
Die maximale Einschaltdauer ist erreicht bei:
T/n + t 1 · k = T
Mit y = 0,2 wird k = 0,444 und
Damit ergibt sich ein wesentlich größerer Stellbereich als
beim Buckregler mit nur drei Schaltern - gemäß Fig. 24 - wo
nur die Entladegeschwindigkeit umgeschaltet wird. Beim
normalen Buckregler wäre η etwa 10 bis 20% geringer im Falle
U A /U E = 0,5.
Fig. 39 zeigt die Stellkennlinie des Buckreglers nach Fig. 36
mit den gewählten Werten
Der Arbeitspunkt A des Buckreglers ist in Fig. 39
eingetragen.
Claims (19)
1. Schaltregler, dessen Speicherdrossel (S) während der
Ladephase Energie von der Eingangsgleichspannungsquelle
aufnimmt und während der Entladephase an den Ausgang abgibt,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Regelung die Lade-
und/oder Entladegeschwindigkeit der wirksamen Speicher
drossel (S) umgeschaltet wird.
2. Schaltregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S)
in Abhängigkeit der Höhe der Ausgangsspannung (U A ) des
Schaltreglers vorgenommen wird.
3. Schaltregler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S)
in Abhängigkeit der Höhe der Eingangsspannung (U E ) des
Schaltreglers vorgenommen wird.
4. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß zur Umschaltung der Lade- und/oder
Entladegeschwindigkeit der Speicherdrossel (S) mindestens
ein bezüglich eines herkömmlichen Schaltreglers zusätzlicher
an die Speicherdrossel (S) derart angeschlossener
Halbleiterschalter (S 2) vorgesehen ist, daß der wirksame
Teil der Speicherdrossel (S) veränderbar ist und daß die
Steuerpulse für den/die zusätzlichen Halbleiterschalter
(S 2) von den Steuerpulsen des Halbleiterschalters/der
Halbleiterschalter (S 1) des herkömmlichen Schaltreglers
abgeleitet sind.
5. Schaltregler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
die Ableitung der Steuerpulse für den zusätzlichen/die
zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) gemäß einer arith
metischen Beziehung, z. B. Multiplikation, aus den Steuer
pulsen für den Halbleiterschalter/die Halbleiterschalter
des herkömmlichen Schaltreglers erfolgt.
6. Schaltregler nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Ableitung der Steuerpulse für den
Halbleiterschalter (S 1) des herkömmlichen Schaltreglers
und den/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) ein
Prozessor (Pr) vorgesehen ist, der anhand der Ausgangs-
und Eingangsspannung des Schaltreglers die Beziehung
zwischen den Steuerpulsen herstellt.
7. Schaltregler nach einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der Proportionalitätsfaktor
zwischen Länge der Steuerpulse einerseits und Verhältnis
der durch die Anschlußpunkte der Halbleiterschalter
(S 1, S 2, S 3) entstehenden Teilinduktivitäten der
Speicherdrossel (S) andererseits proportional ist.
8. Schaltregler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß für ein bestimmtes Verhältnis der Teilinduktivitäten
der Speicherdrossel (S) untereinander mindestens
ein Halbleiterschalter (S 3) als Diode ausgebildet ist.
9. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Sperrwandler
ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halb
leiterschalter (S 2) zwischen der Eingangsgleichspannungs
quelle (Q E ) und einer primärseitigen Anzapfung der
Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter
(S 2) während des ersten Teils der Ladephase der Speicher
drossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem
herkömmlichen Sperrwandler vorgesehene Halbleiter
schalter (S 1) während des zweiten Teils der Ladephase
der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.
10. Schaltregler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß zwei weitere Halbleiterschalter (S 4, S 5) vorgesehen
sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen Schalt
reglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum herkömmlichen
und zusätzlichen Halbleiterschalter (S 1, S 2)
eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen Halbleiter
schalter (S 2, S 5) mit ihrer Speicherdrossel (S′)
zu einem weiteren Sperrwandler zusammengeschaltet sind,
und daß die beiden Sperrwandler derart zusammengeschaltet
sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen Ausgang
arbeiten.
11. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Boostregler
ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halb
leiterschalter (S 2) zwischen der Eingangsspannungsquelle
(Q E ) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche
Halbleiterschalter (S 2) während des ersten Teils
der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet
wird, und daß der bei einem herkömmlichen Boostregler
vorgesehene Halbleiterschalter (S 1) während des zweiten
Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet
wird.
12. Schaltregler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß zwei weitere Halbleiterschalter (S 4, S 5) vorgesehen
sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen
Schaltreglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum
herkömmlichen und zusätzlichen Halbleiterschalter (S 1, S 2)
eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen
Halbleiterschalter (S 2, S 5) mit ihrer Speicherdrossel
(S′) zu einem weiteren Boostregler zusammengeschaltet
sind, und daß die beiden Boostregler derart zusammen
geschaltet sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen
Ausgang arbeiten.
13. Schaltregler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß den beiden zusammengeschalteten Boostreglern ein
Gegentaktwandler nachgeschaltet ist.
14. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buckregler ausgebildet
ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter
(S 2) zwischen der Eingangsspannungsquelle
(Q E ) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche
Halbleiterschalter (S 2) während des ersten Teils der
Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet
wird, und daß der bei einem herkömmlichen Buckregler
vorgesehene Halbleiterschalter (S 1) während des zweiten
Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) ein
geschaltet wird.
15. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buck-Boost-
Regler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen
Halbleiterschalter (S 2) zwischen der Eingangs
gleichspannungsquelle (Q E ) und der Sekundärwicklung der
Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiter
schalter (S 2) während des ersten Teils der Entladephase
der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, daß der bei
einem herkömmlichen Buck-Boost-Regler vorgesehene zwischen
Eingangsspannungsquelle (Q E ) und Primärwicklung
der Speicherdrossel (S) gelegene Halbleiterschalter
(S 1) während der Ladephase des Reglers eingeschaltet
wird, und daß während des zweiten Teils der Entladephase
der Speicherdrossel (S) die Primärwicklung der
Speicherdrossel (S) über eine Diode (D 3) derart mit
dem Ausgang des Reglers verbunden ist, daß bei geöffneten
Halbleiterschaltern (S 1, S 2) eine Energieabgabe an
den Ausgang erfolgt.
16. Schaltregler nach einem der Ansprüche 9, 11, 14 oder
15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerpulse für den
Halbleiterschalter (S 1) beim herkömmlichen Regler mit
den Steuerpulsen des zusätzlichen Halbleiterschalters
(S 2) vertauscht sind.
17. Schaltregler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,
daß das Tastverhältnis des Buckreglers auf einen bezüglich
der Ummagnetisierungsverluste in der Speicherdrossel
(S) günstigen Wert eingestellt wird, daß die
Ladephase der Speicherdrossel (S) konstant gehalten
wird, und daß nur die Entladegeschwindigkeit der wirksamen
Speicherdrossel zur Regelung umgeschaltet wird.
18. Schaltregler nach einem der Ansprüche 11, 14 oder 15,
dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherdrossel (S) eine
mit dem Eingang des Schaltreglers verbundene Energie
rückspeisewicklung aufweist.
19. Schaltregler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet,
daß mittels zweier Halbleiterschalter (S 8, S 9) die Lade
geschwindigkeit umgeschaltet wird und mittels zweier
weiterer Halbleiterschalter (S 10, S 11) die Entlade
geschwindigkeit umgeschaltet wird.
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DE3628138A DE3628138C2 (de) | 1986-08-19 | 1986-08-19 | Schaltregler |
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Also Published As
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