DE3628138A1 - Schaltregler - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Schaltregler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Solche Schaltregler sind bekannt (IEEE Power Electronics Specialist Conference Palo Alto, California, June 14-16, 1977, "A New Optimum Topology Switching DC-TO-DC-Converter", Cuk, Middlebrook; US-PS 39 25 715).

Das Regelverhalten von Schaltreglern wird durch eine charakter­ istische Integrationsinduktivität (wirksame Induktivität der Speicherdrossel des Schaltreglers für einen vergleichbaren linearen Regler) bestimmt. Bei manchen Reglertypen ist diese Induktivität sehr hoch.

Folgende Tabelle zeigt die Größe der Integrationsinduktivität L₀ einer vergleichbaren linearen Ersatzschaltung für einen Schaltregler in Abhängigkeit der Induktivität L der Speicherdrossel, der Eingangsspannung der U _E und der Ausgangsspannung U _A :
ReglertypIntegrationsinduktivität

Buckregler
(Abwärtsregler)L₀ = L

Buck-Boostregler
(Sperrwandler)L ₀ = L · (U _A /U _E + 1)²

BoostreglerL ₀ = L · (U _A /U _E + 1)²

Venable-Regler
(US 39 25 715)L ₀ = L

Wenn insbesondere hohe Spannungen erzeugt werden sollen, sind manche Reglertypen durch ihre hohe Integrationsinduktivität sehr langsam.

Aus vorgenannter IEEE Power Electronics Specialist Conference ist es bekannt, unterschiedliche Schaltreglertypen (Buck, Boost, . . .) zu kaskadieren bzw. neue Schaltreglertypen mit verminderter Ausgangsbrummspannung zu schaffen, deren Teil­ induktivitäten über zusätzliche Halbleiterschalter zu-/ab­ schaltbar sind. Anregungen hinsichtlich der Verkleinerung der wirksamen Integrationsinduktivität enthält obige Veröffent­ lichung nicht.

Aus der US-PS 39 25 715 ist ein Schaltregler bekannt, mit einem Transformator, der mehrere Teilwicklungen aufweist, und einer angezapften Eingangsdrossel. Mittels herkömmlicher und zusätzlicher Halbleiterschalter läßt sich der Transformator mit der Eingangsgleichspannungsquelle über jeweils einen Teil der Eingangsdrossel verbinden. Dieser "Venable Converter" liefert eine Ausgangsspannung, die höher als die Eingangsspannung ist, und einen kontinuierlichen Ausgangs­ strom hat. Steigt aber die Leistung in den kW-Bereich, wird es schwierig die erzeugte Verlustleistung abzuführen. Anregungen hinsichtlich Verkleinerung der wirksamen Integrations­ induktivität und damit Erziehung geringerer Regelzeit­ konstante enthält diese Entgegenhaltung ebenfalls nicht. Außerdem sind bei diesem Schaltregler immer mindestens fünf Halbleiterschalter nötig.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ausgehend vom Oberbegriff des Patentanspruches 1 einen Schaltregler anzugeben, dessen Ersatzinduktivität gering ist. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung aufgezeigt.

Mit der Erfindung lassen sich folgende Vorteile erzielen:

• - Die Stellkennlinie (Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangs­ gleichspannung kann linearisiert werden, z. B. beim ansonsten nichtlinearen Sperrwandler.
• - Die Regelzeitkonstante ist geringer als bei einem herkömmlichen Schaltregler, bedingt durch die kleinere Ersatz­ induktivität.
• - Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen ( 500 W) weist der erfindungsgemäße Schaltregler in Gegentaktausgestaltung gegenüber dem "Venable-Converter" eine geringere Belastung der Einzel-Bauteile auf, was einer günstigeren Wärmeabfuhr zugute kommt.
• - Durch die Regelung über die Lade-/Entladegeschwindigkeit kann das Tastverhältnis frei gewählt werden. Dadurch ergibt sich ein weiterer Freiheitsgrad zur Optimierung des Schaltreglers hinsichtlich Wirkungsgrad.
• - Die Grenzfrequenz des Schaltreglers nach der Erfindung ist höher als bei herkömmlichen Schaltreglertypen.
• - Die Eingangsspannung des Schaltreglers wirkt bei Pulsbreiten­ regelung sehr stark auf die Ausgangsspannung, so daß zur Erzielung einer großen Genauigkeit der Ausgangsspannung eine relativ hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies oft mit Stabilitätsproblemen verbunden ist, kann oft die gewünschte Genauigkeit nicht erreicht werden. Wird nun die Eingangsspannung in die Regelung miteinbezogen, kann mit wenig Bauteileaufwand die erforderliche Ver­ stärkung im Regelkreis verkleinert werden.
• - Durch Verteilung der Lade-/Entladeströme auf mehrere Bauteile wird die Einzelbelastung der Bauteile geringer.
• - Der Schaltregler gemäß der Erfindung erfordert wenig Ansteuer­ leistung für die schaltenden Bauelemente.
• - Kapazitive und induktive Bauelemente (Speicherdrossel, Glättungskondensatoren) können kleiner gewählt werden, bzw. sind prinzipbedingt kleiner. Damit entstehen beim Aufbau des Schaltreglers geringere Kosten, da induktive und kapazitive Bauelemente hoher Induktivität, bzw. hoher Kapazität gegenüber Halbleiterbauelementen (bipolare Tran­ sistoren, FET, Thyristoren) wesentlich teurer sind.

Anhand der Zeichnungen werden nun einige Ausführungsbeispiele der Erfindung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers nach der Erfindung,

Fig. 2 die Ansteuerimpulse für den Sperrwandler nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Strom-Zeit-Diagramm für die Speicherdrossel des Schaltreglers,

Fig. 4 die Stellkennlinie eines Sperrwandlers nach der Erfindung sowie die Stellkennlinie eines herkömmlichen Sperrwandlers,

Fig. 5 die Ersatzinduktivität des Sperrwandlers nach der Erfindung sowie die Ersatzinduktivität eines herkömmlichen Sperrwandlers,

Fig. 6 die Steuerschaltung des Sperrwandlers nach der Erfindung,

Fig. 7 Steuerpulse für die Halbleiterschalter sowie deren Aufbereitung,

Fig. 9 das Prinzip eines Buckreglers nach der Erfindung,

Fig. 8 das herkömmliche und das Steuerschema der Erfindung,

Fig. 10 ein Buck-Boost-Regler nach der Erfindung,

Fig. 11 ein Strom-Zeit-Diagramm für den Buck-Boost-Regler nach Fig. 10,

Fig. 12 den Stromanstieg in der Ersatzinduktivität des Schaltreglers gemäß Fig. 10 für den offenen Regelkreis,

Fig. 13 einen abgewandelten Buck-Boost-Regler,

Fig. 14 einen weiteren Buck-Boost-Regler,

Fig. 15 ein Boost-Regler nach der Erfindung,

Fig. 16 einen Boost-Regler mit Energierückspeisung,

Fig. 17 einen Buck-Regler mit Energierückspeisung,

Fig. 18 eine Steuerschaltung zur Pulsaufbereitung,

Fig. 19 Puls-Zeit-Diagramme für die Signale der Steuerschaltung gemäß Fig. 18,

Fig. 20 eine modifizierte Steuerschaltung,

Fig. 21 eine Steuerschaltung mit Prozessor,

Fig. 22 eine herkömmliche Buckregler-Schaltung,

Fig. 23 den Wirkungsgrad eines herkömmlichen Buckreglers,

Fig. 24 das Schaltbild eines optimierten Buckreglers,

Fig. 25 das Schaltbild der Schalter beim optimierten Buckregler,

Fig. 26 den Strom durch die Speicherdrossel für die optimierten Buckregler,

Fig. 27 die Stellkennlinie des optimierten Buckreglers,

Fig. 28 eine Gegentaktschaltung,

Fig. 29 die Steuerpulse für die Gegentaktschaltung gemäß Fig. 28,

Fig. 30 die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpulse, sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 30a),

Fig. 31 die Ersatzinduktivität des Schaltreglers gemäß Fig. 28 im Vergleich zum "Venable Converter",

Fig. 32 eine Boostregler-Gegentaktschaltung,

Fig. 33 die Boostregler-Gegentaktschaltung gemäß Fig. 32 mit nachgeschaltetem Gegentaktwandler,

Fig. 34 die Stellkennlinie des Schaltreglers gemäß Fig. 33,

Fig. 35 die Steuerschaltung für den Schaltregler gemäß Fig. 33, sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 35a),

Fig. 36 einen Buckregler mit umschaltbarer Lade- und Entladephase,

Fig. 37 das Schaltschema der Schalter beim Buckregler gemäß Fig. 36,

Fig. 38 der Strom durch die Speicherdrossel beim Buckregler gemäß Fig. 36,

Fig. 39 die Stellkennlinie des Buckreglers gemäß Fig. 36.

Fig. 1 zeigt einen Schaltregler gemäß der Erfindung nach dem Sperrwandler-Prinzip. Der bei einem herkömmlichen Sperr­ wandler vorgesehene Halbleiterschalter S 1 verbindet die Eingangs­ gleichspannungsquelle Q _E mit der Spannung U _E über die Schutzdiode D 1 - Schutz vor Inversbetrieb des Halbleiter­ schalters S 1 - mit einem Anschlußende der Speicherdrossel S. Die Speicherdrossel S weist eine Primärwicklung und eine Sekundär­ wicklung auf zur galvanischen Trennung von Eingangs- und Ausgangskreis des Schaltreglers. Somit liegt die Primär­ wicklung der Speicherdrossel S parallel zur Eingangsgleich­ spannungsquelle Q _E . Die Sekundärwicklung der Speicherdrossel S ist über den sekundärseitigen Gleichrichter D 2 mit dem Schaltreglerausgang - Klemmen 1, 2 - verbunden, an denen die Ausgangsgleichspannung U _A des Schaltreglers über dem Glättungs­ kondensator C _A abgreifbar ist. Der Sperrwandler weist erfindungsgemäß einen zusätzlichen Halbleiterschalter S 2 auf, der zwischen die Eingangsgleichspannungsquelle Q _E und eine Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S geschaltet ist. Die Einschaltzeiten der beiden Halbleiter­ schalter S 1 und S 2 bestimmen die Ladezeit der Speicherdrossel S und damit die Ladegeschwindigkeit. Erfindungsgemäß wird bei diesem Ausführungsbeispiel zur Regelung die Lade­ geschwindigkeit der Speicherdrossel S in Abhängigkeit der Ausgangs­ spannung U _A des Schaltreglers umgeschaltet. Der Zeitpunkt der Umschaltung, d. h. Ablösung des Halbleiterschalters S 2 durch den Halbleiterschalter S 1 wird durch eine Steuer­ schaltung (Fig. 6) festgelegt. Die Ansteuerimpulse für die Schalter S 1 und S 2 bezogen auf eine Schaltperiode T zeigt Fig. 2. Für den ersten Teil der Ladephase - 0 bis t 1 - ist der Schalter S 2 geschlossen. Es fließt der Ladestrom I 1 (Fig. 3).

Würde nicht zum Zeitpunkt t 1 der Schalter S 2 abgeschaltet werden und dafür der Schalter S 1 eingeschaltet werden, würde der Ladestrom mit gleicher Steigung bis zum Zeitpunkt T/n (Fig. 3, gestrichelt) weiterfließen. Da aber zum Zeitpunkt t 1 der Schalter S 2 durch den Schalter S 1 abgelöst wird (Fig. 2), ändert sich die Steigung des Ladestromes - Strom I 2 durch Schalter S 1 - und damit die Ladegeschwindigkeit der Speicherdrossel S. Zum Zeitpunkt T/n (n < 1) beginnt die Entladephase der Speicherdrossel S. Während der Zeit T-T/n fließt der Strom I 3 auf die zwischen den Klemmen 1-2 gelegene Last R _L . Die Stellkennlinie des Sperrwandlers läßt sich aus der Knotenregel:

I 1 + I 2 = I 3

herleiten. Es gilt (Fig. 1):

wobei y = N ²/Ny² und x = N ²/Nx² ist und Nx die Windungszahl der Induktivität L/x (gesamte Primärwicklung), N die Windungs­ zahl der Induktivität L zwischen dem Schalter S 2 und der nichtpotentialführenden Klemme der Eingangsspannungsquelle Q _E und Ny die Windungszahl der Induktivität L/y (Sekundärwicklung) angibt.

Bisher wurde davon ausgegangen, daß die Entladezeit und damit die Entladegeschwindigkeit konstant gehalten wird, beispiels­ weise T/2, und die Regelung nur über die Veränderung der Ladegeschwindigkeit erfolgt. Erfindungsgemäß wird nun in einer Alternativlösung die Entladezeit frei wählbar gemacht. T/n wird so gewählt, daß der Wandler seinen optimalen Wirkungs­ grad erhält. Die Stellkennlinie ergibt sich dann gemäß Fig. 1 zu:

Gegenüber einem herkömmlichen Sperrwandler weist der Sperr­ wandler nach der Erfindung folgende Vorteile auf:

• a) eine in Abhängigkeit des Tastverhältnisses t 1/T lineare Stellkennlinie U _A /U _E (Fig. 4, durchgezogene Linie) gegenüber der nichtlinearen Stellkennlinie des herkömmlichen Sperrwandlers (Fig. 4, strichpunktierte Linie),
• b) eine geringere Regelzeitkonstante:
  Die auf ein lineares Ersatzschaltbild berechnete Induktivität L₀ ist kleiner als beim herkömmlichen Sperrwandler. L₀ bestimmt die Grenzfrequenz des Schaltreglers mit Für den herkömmlichen Sperrwandler gilt:L₀/L = (U _A /U _E + 1)².Für den Sperrwandler gemäß der Erfindung gilt:L₀/L = n²/y (n -1)².

Fig. 5 zeigt die Ersatzinduktivitäten L₀/L in Abhängigkeit der Stellkennlinie U _A /U _E im Vergleich (herkömmlicher Sperr­ wandler strichpunktierte, Sperrwandler nach der Erfindung durchgezogene Linie). Für den Sperrwandler nach der Erfindung wurde für die Darstellung n =2 angenommen.

Die Steuerschaltung für den Sperrwandler nach der Erfindung zeigt Fig. 6. Ein Taktsignal C 1 mit der Periodendauer T steuert einen Sägezahngenerator SZ in seiner Wiederholfrequenz. Vom Schaltreglerausgang wird ein Signal U _ST gewonnen, welches abhängig ist vom Momentanwert der Ausgangsspannung U _A des Schaltreglers. Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators SZ und das Signal U _ST werden einem Komparator K zugeführt. Sobald die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators SZ den das Signal U _ST übersteigt, führt der Ausgang des Komparators K H-Potential Signal A (Fig. 7). Vom Taktsignal Cl wird über ein Monoflop MF ein Signal der Dauer T (1-n) abgeleitet. Das Ausgangssignal des Komparators K wird einer Inverter­ stufe IS zugeführt, so daß ein zum Signal A inverses Signal B entsteht. Signal A und das Ausgangssignal des Monoflops MF wird einem ersten NOR-Glied N 1 zugeführt, dessen Ausgang das Steuersignal für den Schalter S 1 liefert. Signal B sowie das Ausgangssignal des Monoflops MF beaufschlagt ein zweites NOR-Glied N 2, an dessen Ausgang das Steuersignal für den Schalter S 2 erscheint. Die Verkleinerung bzw. Vergrößerung der Steuersignale in Abhängigkeit der Höhe des Signals U _ST ist in Fig. 7 durch Pfeile markiert. Während der strom­ losen Zeit T-T/n von Schalter S 1 und S 2 fließt über die Diode D 2 im Ausgangskreis der Laststrom. Wie aus Fig. 6 und Fig. 7 ersichtlich ist, ist die Länge des Steuerpulses für den Schalter S 1 durch eine arithmetische Beziehung,

mit der Länge des Steuerpulses für den Schalter S 2 verknüpft.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 9. Dieser Schaltregler arbeitet nach dem Buckregler (Absteller)- Prinzip. Sämtliche zuvor definierten Größen werden nachfolgend in gleicher Bedeutung verwendet. Der herkömmlicher­ weise bei einem Buckregler vorgesehene Schalter S 1 liegt über die Schutzdiode D 1 zwischen der Eingangsgleichspannungs­ quelle Q _E und einem ersten Anschlußende der Speicher­ drossel S, die im Gegensatz zum zuvor beschriebenen Sperr­ wandler nur eine Wicklung aufweist. Der zusätzliche Halbleiter­ schalter S 2 liegt zwischen einer Anzapfung der Speicher­ drossel S und der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E . Zwischen dieser Anzapfung und dem Anschluß der Schutzdiode D 1 weist die Speicherdrossel S eine weitere Anzapfung auf, an die der Buckregler-Gleichrichter D 3 kathodenseitig angeschlossen ist. Anodenseitig ist dieser Gleichrichter D 3 an gemeinsames Bezugspotential geschaltet. Das zweite Anschlußende der Speicher­ drossel S ist mit der Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers verbunden. Die beiden Steuersignale A für den Schalter S 1 und B für den Schalter S 2 sind wie folgt gewählt:

Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t 1 (vgl. Fig. 8) und das Steuersignal B aus Steuerpulsen der Länge T-t 1-t 1 ·k. Dabei ist k der Multiplikator. Während der Zeit t 1 · k ist der Gleichrichter D 3 leitend. Die Stellkenn­ linie dieses Buckreglers ergibt sich zu:

Der Multiplikator k und die Anzapfungen stehen in einem bestimmten Verhältnis. Es gilt:

Mit k = 1/x ergibt sich die Stellkennlinie zu:

und die Ersatzinduktivität zu:

Die Erfindung ermöglicht es Schaltreglerstellglieder mit verschiedenen Regeleigenschaften zu realisieren. Herkömmliche Schaltreglerstellglieder werden durch Steuerpulse variabler Breite und der verbleibenden Differenz zur gesamten Periode geschaltet. Die Verwendung mindestens eines zweiten Schalters mit zusätzlichen Steuerpulsen variabler Breite, die von den Steuerpulsen des herkömmlichen Schaltregler­ schalters vorzugsweise linear abhängig gewählt sind, ermöglicht den Aufbau einer Vielzahl neuer Schaltregler mit besseren Regeleigenschaften, insbesondere höherer Grenz­ frequenz.

In Fig. 8 ist das herkömmliche Steuerschema dem Steuerschema gemäß der Erfindung gegenübergestellt. Der zusätzliche Schalter wird mit dem Steuerpuls t 1 ·k angesteuert. Der verbleibende Rest ist dann t-t 1-t 1 ·k. Ein Schaltregler für dieses Steuerschema besitzt also mindestens zwei Schalter, die wahlweise mit den Steuerpulsen a, b oder c angesteuert werden.

Demzufolge kann die Steuerung der Schalter S 1 und S 2 beispiels­ weise beim Buckregler gemäß Fig. 9 vertauscht werden. Es gilt dann:

Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t 1 und das Steuersignal B aus Steuerpulsen der Länge t 1 ·k. Für die restliche Zeit einer Schaltperiode t-t 1-t 1 ·k ist die Diode D 3 leitend. Die dazugehörige Stellkennlinie lautet dann:

mit

und die Ersatzinduktivität:

Als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Buck-Boost-Regler (Fig. 10) vorgestellt, der ohne das erfindungs­ gemäße Steuerschema und ohne zusätzliche Schalter an sich bekannt ist (IEEE Power Electronics Conference, Palo Alto, California, 1977, "A New Optimum Topology Switching DC-TO-DC-Converter", Cuk, Middlebrook; US-PS 39 25 715). Bei diesem Ausführungsbeispiel liegt der herkömmliche Schalter S 1 zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E und einer Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S. Der zusätzliche Schalter S 2 liegt zwischen der Eingangsspannungs­ quelle Q _E und einem Anschlußende der Sekundärwicklung der Speicherdrossel S. Das andere Anschlußende der Sekundär­ wicklung ist auf Bezugspotential gelegt. Der Buck-Boost- Gleichrichter D 3 befindet sich zwischen gemeinsamem Bezugs­ potential und einem Anschlußende der Primärwicklung von S. Das andere Anschlußende der Primärwicklung führt zur Ausgangs­ klemme 1 des Schaltreglers.

Die Wirkungsweise dieses Buck-Boost-Reglers ist folgender­ maßen:

Der Schalter S 2 legt die Sekundärwicklung der Speicherdrossel S mit der Induktivität L/x an die Eingangsspannungsquelle Q _E . Durch den geschlossenen Schalter S 1 wird die in L/x aufgenommene Energie an den Ausgang abgegeben (Buckmode). Wenn die Schalter S 1 und S 2 beide geöffnet sind, wird die Speicherdrossel S über den Gleichrichter D 3 an den Ausgang entladen (Buckmode). Im geregelten Fall, wenn die Pulsbreite der Steuerpulse von der Ausgangsspannung U _A abhängig ist, sind die Ströme durch die Speicherdrossel in Balance (Fig. 11). Dabei ist vorausgesetzt, daß die Speicherdrossel S nie ganz entladen wird (I ₀ in Fig. 11).

Aufgrund der Knotenregel I ₁ = I ₂ + I ₃ und folgenden Beziehungen:

ergibt sich die Stellkennlinie zu:

wobei gilt: y-xk-x =0.

Die Ausgangsspannung U _A kann also größer oder kleiner als die Eingangsspannung U _E werden. Da die Pulsbreite von t 1 nach T =t 1+t 1 · k begrenzt ist, wird mit

die minimale Ausgangsspannung:

Für den üblichen Buck-Boost-Regler gilt wie bereits in der Beschreibungseinleitung dargelegt:

Diese Induktivität bestimmt die untere Frequenzgrenze des Reglers. Infolge der Quadrierung kann diese sehr tief liegen. Die Tiefpaßinduktivität L ₀ berechnet sich aus dem Anstieg des mittleren Gleichstromes während der Entladephase t 1+t 1 ·k zu:

Nach einem Zeitsprung Δ t beim offenen Regelkreis steigt der Strom I _L gemäß Fig. 12 an. Es ergibt sich eine neue Strombalance:

Δ t · U _E · x (1+k) = -(U _A · y - U _E · y) · Δ t - U _A · k · Δ t + Δ I,

somit:

Δ I = U _A (y + k) Δ t.

Der Sprung Δ t ergibt einen Spannungssprung im geschlossenen Kreis von

Für Kleinsignalverhalten wird:

dU _A = Δ U _A .

Damit ergibt sich für die Ersatzinduktivität:

oder mit der minimalen Ausgangsspannung:

Daraus ist ersichtlich, daß die Grenzfrequenz des Buck- Boost-Reglers gemäß Fig. 10 höher ist als die eines herkömmlichen Buck-Boost (Sperrwandler)-Reglers. Beispielsweise wird mit:

x = 6,25; y = 9; k = 0,44

L ₀ = L · 0,168.

Beim herkömmlichen Regler wäre (Buck-Boost)

L ₀ = 4 · L.

Die Grenzfrequenz ist demnach um

höher als beim herkömmlichen Sperrwandler.

Einen etwas abgewandelten Buck-Boost-Regler nach der Erfindung zeigt Fig. 13. In Abweichung zu Fig. 10 liegt der Schalter S 1 am ersten Anschlußende der Primärwicklung der Speicherdrossel S und der Gleichrichter D 3 ist zwischen eine Anzapfung der Primärwicklung und gemeinsames Bezugspotential geschaltet. Der Schalter S 2 ist bis auf die Schutzdiode D 4 wie in Fig. 10 angeschlossen. Der Schalter S 1 wird mit Steuerpulsen der Breite t 1 eingeschaltet und der Schalter S 2 mit Steuerpulsen der Pulsbreite T-t 1-t 1 · k. Die Stellkennlinie und die Ersatzinduktivität entspricht jener des Schalt­ reglers gemäß Fig. 10.

Eine Vertauschung der Steuerpulse für den Regler gemäß Fig. 12 (Schalter S 1: Steuerpulse der Breite T-t 1-t 1 · k; Schalter S 2: Steuerpulse der Breite t 1) führt zu einem Regler mit der Stellkennlinie:

mit x = k +1 und einer Ersatzinduktivität:

Einen weiteren Schaltregler nach dem Buck-Boost-Prinzip zeigt Fig. 14. Die Speicherdrossel S weist im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nur eine Wicklung auf. Die Serienschaltung aus Gleichrichter D 1 und Schalter S 1 liegt zwischen einer ersten Anzapfung der Speicherdrossel S und der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E . Der Schalter S 2 liegt zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E und einer zweiten Anzapfung der Speicherdrossel S. Die Anschlußenden der Speicherdrossel S sind mit den Ausgangsklemmen 1 und 2 des Schaltreglers verbunden. Diese Schaltung unterscheidet sich zu der Schaltung von Fig. 1 durch die Wahl der Steuerung. Die Steuerpulse für die Schalter S 1 und S 2 sind derart gewählt:

S 1 → T-t 1-t 1k
S 2 → t 1.

Daraus ergibt sich die Stellkennlinie:

und die Ersatzinduktivität:

Die Stellkennlinie dieses Schaltreglers ist ebenfalls linear und die Ersatzinduktivität sehr gering.

Einen erfindungsgemäßen Schaltregler nach dem Boostregler- Prinzip zeigt Fig. 15.

Zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E und der Ausgangs­ klemme 1 des Reglers liegt die nur eine Wicklung aufweisende Speicherdrossel S sowie der Halbleiterschalter S 3. Der Schalter S 1 liegt hier zwischen einer ersten Anzapfung der Speicherdrossel S und gemeinsamem Bezugspotential, der Schalter S 2 über die Schutzdiode D 3 zwischen einer zweiten Anzapfung der Speicherdrossel S und ebenfalls Bezugspotential. Der Schalter S 1 wird mit Steuerpulsen der Länge t 1 gesteuert, der Schalter S 2 mit solchen der Länge t 1 · k und der Schalter S 3 mit Steuerpulsen der Länge T-t 1-t 1 · k. Die Stellkennlinie dieses Reglertyps ergibt sich zu:

und die Ersatzinduktivität zu:

Für x=y kann der Schalter S 3 durch eine Diode ersetzt werden. Gegenüber dem herkömmlichen Boostregler ist die Ersatz­ induktivität sehr gering.

Die bisher vorgestellten Reglertypen (Buck, Boost, Buck- Boost) sind in einer Ausgestaltung der Erfindung mit Energie­ rückspeisewicklungen versehen, die jeweils mit der Speicher­ drossel S magnetisch gekoppelt sind. Fig. 16 zeigt einen Boostregler nach der Erfindung mit Energierückspeisung. Der Schalter S 1 befindet sich in Serie zur Primärwicklung der Speicherdrossel S zwischen dem potentialführenden Eingang und Ausgang des Schaltreglers. Der zusätzliche Schalter S 2 liegt in Serie zur Sekundärwicklung der Speicherdrossel S. Letztere Serienschaltung ist zwischen potentialführendem Eingang und Bezugspotential gelegen. Die Sekundärwicklung der Speicherdrossel S weist eine Anzapfung auf, die über eine Diode D 4 derart mit dem potentialführenden Eingang des Schaltreglers verbunden ist, daß bei nichtleitend gesteuerten Schaltern S 1 und S 2 (Zeitintervall t 1 ·k) eine Rück­ speisung der Energie der Speicherdrossel S zum Reglereingang erfolgt.

Die Steuerpulse für die Schalter sind wie folgt gewählt:

S 1 → T-t 1-t 1 ·k
S 2 → t 2.

Die Stellkennlinie lautet:

und die Ersatzinduktivität:

Bei Erzeugung sehr hoher Ausgangsspannungen weist dieser Boostregler mit Energierückspeisung im Vergleich zum herkömmlichen Boostregler eine sehr geringe Ersatzinduktivität auf. Für ein Spannungsübersetzungsverhältnis U _A /U _E = 50 : 200 folgt: L ₀ = L · 0,0625. Beim herkömmlichen Boostregler erhält man hingegen:

L ₀ = L · 1,56.

Fig. 17 zeigt einen Buckregler mit Energierückspeisung. Die Eingangsspannungsquelle Q _E ist über die Serienschaltung bestehend aus Primärwicklung der Speicherdrossel S, Diode D 5, Schalter S 1 mit der Ausgangsklemme 1 verbunden. Der Schalter S 2 liegt zwischen einer Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S und ebenfalls Ausgangsklemme 1 des Schalt­ reglers. Die Rückspeisewicklung RS auf der Speicherdrossel S ist über die Diode D 6 mit dem potentialführenden Eingang verbunden. Die Steuerpulse sind wie folgt gewählt:

S 1 → t 1
S 2 → T-t 1-t 1k

Die Stellkennlinie

U _A /U _E = 1-(t 1/T) ·k

mit y-x-kx = 0 wird:

Die Schaltung hat den Vorteil, daß die Schalter direkt an der Versorgungsspannung liegen, was für manche Anwendungs­ fälle von Vorteil ist (Transformator/Last).

Für die Ersatzinduktivität gilt:

Für die Schaltungen gemäß den Fig. 8, 10, 13, 14, 15, 16 und 17 lassen sich die Steuerpulse mittels der Steuerschaltung nach Fig. 18 erzeugen. Das Prinzip dieser Steuerschaltung beruht auf der Gewinnung der Steuerpulse aus einer Dreiecksspannung mit verschiedenen Anstiegszeiten. Eine solche Dreiecksspannung wird mittels des Integrators OP 1, dessen Zeitkonstante R · C von zwei Schaltern SI 1 und SI 2 zyklisch umgeschaltet wird. Die zyklische Umschaltung der Schalter SI 1 und SI 2 erfolgt durch einen mittels eines Mono­ flops MF 1 nachbearbeiteten Takt Cl′. Das am nichtinvertierenden Ausgang des Monoflops MF 1 anstehende Signal MQ steuert den Schalter SI 1 und das am invertierenden Ausgang auf­ tretende Signal steuert den Schalter SI 2. Das Ausgangs­ signal AI des Integrators OP 1 wird mittels Komparator K 1 mit der von der Ausgangsspannung U _A des Reglers abgeleiteten Spannung U _STA verglichen. Das Komparator-Ausgangssignal wird mit dem MQ-Signal über ein NAND-Glied NA 1 verknüpft, so daß nach Verstärkung Steuerpulse der Länge t 1 · k entsteht. Die Verknüpfung des Komparator-Ausgangssignals mit dem -Signal über das NAND-Glied NA 2 liefert nach Verstärkung Steuerpulse der Länge t 1. Das NOR-Glied NO 1 verknüpft die verstärkten Ausgangssignale der beiden NAND-Glieder NA 1 und NA 2 zu den Steuerpulsen der Länge T-t 1-t 1 ·k (Fig. 19).

Die Steuerschaltung gemäß Fig. 18 weist zwei Referenzspannungs­ quellen Qr 1 und Qr 2 auf, die jeweils über einen der Schalter SI 1 bzw. SI 2 und einen der Widerstände R 1, R 2 auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 1 gelegt werden.

Eine modifizierte Steuerschaltung ist in Fig. 20 dargestellt. Im Gegensatz zur Steuerschaltung nach Fig. 18 ist eine der Referenzspannungsquellen - Qr 1 - ersetzt durch einen Spannungsteiler R 3, R 4, der erfindungsgemäß durch die Eingangsgleichspannungsquelle Q _E des Schaltreglers gespeist wird. Die Vorteile dieser Modifizierung werden nachfolgend erläutert.

Aus den zuvor erläuterten Stellkennlinien U _A /U _E ist ersichtlich, daß die Höhe der Eingangsspannung U _E stark auf die Höhe der Ausgangsspannung U _A durchgreift, so daß zur Erzielung einer hohen Konstanz der Ausgangsspannung U _A eine relativ hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies mit Stabilitätsproblemen verbunden ist, wird der Einfluß der Eingangsspannung U _E durch die Modifikation gemäß Fig. 20 minimiert.

Die statische Gleichung des Buck-Boost-Reglers gemäß Fig. 14 lautet:

k stellt den Steigungsfaktor des zweiten Steuerpulses dar und wird durch die Neigung der Komparatorschaltung bestimmt. Diese Neigung und somit der Faktor k wird nun erfindungs­ gemäß linear von der Eingangsgleichspannung U _E abhängig gemacht:

k = m · U _E

Damit folgt:

Der Einfluß der Eingangsspannung ist eliminiert.

Zur Steuerung der Schalter S 1 und S 2 ist beim Ausführungs­ beispiel gemäß Fig. 21 ein Prozessor Pr vorgesehen, der anhand der Ausgangsspannung U _A und der Eingangsspannung U _E , direkten Eingriff in das Regelverhalten des Stellgliedes erlaubt, indem er die Beziehung zwischen den Steuerpulsen herstellt. Dem Prozessor wird die Ausgangsspannung U _A , die von der Ausgangsspannung über einen Schwellwertkomparator SK ab­ geleitete Steuerspannung U _ST sowie die Eingangsspannung U _E zugeführt. Anhand dieser drei Kenngrößen wird ein Regelsignal RE für den Pulsdauermodulator PDM erzeugt.

Das Regelsignal RE wird im Pulsdauermodulator PDM mit der zuvor beschriebenen Dreiecksspannung verglichen. Das Aus­ gangssignal des Pulsdauermodulators PDM führt zur Verknüpfungs­ logik VL zur Aufbereitung der Steuerpulse für die Schalter S 1 und S 2. Die Verknüpfungslogik VL erhält an einem weiteren Eingang ein Schaltsignal, welches aus der Dreiecks­ spannung und der Steuerspannung U _ST durch Vergleich mittels eines weiteren Komparators VK gewonnen wird. Durch diese An­ ordnung ist Länge der Steuerpulse für den Schalter S 2 nicht nur von der Länge der Steuerpulse des Schalters S 1 abhängig, sondern auch unmittelbar von der Höhe der Eingangs- und Ausgangs­ spannung des Schaltreglers.

In Spannungsversorgungsgeräten tritt häufig das Problem auf eine relativ genaue Gleichspannung in eine wesentlich niedrigere aber noch genauere Spannung umzusetzen. Es soll z. B. eine Gleichspannung von 50 V ± 3% in eine Gleichspannung von 30 V ± 0,2% transformiert werden. Üblicherweise verwendet man in diesem Falle eine Buckregler-Schaltung (Fig. 22). In obigem Beispiel wird die Einschaltzeit des Schalters bei

t _e /T = U _A /U _E = 0,6

liegen.

Dadurch wird, wie aus Fig. 23 ersichtlich ist, der Wirkungs­ grad h der Transformationsanordnung relativ schlecht, da mit niedriger Einschaltdauer mehr Energie über die Speicherdrossel S geladen werden muß. Wenn die Transformation bei einem höheren Tastverhältnis erfolgen würde, könnte der Wirkungs­ grad η besser sein, da grundsätzlich weniger Unmagnetisierungs­ verluste in der Speicherdrossel S auftreten. Es wird deshalb erfindungsgemäß das Tastverhältnis eines solchen Buckreglers erst auf einen bezüglich des Wirkungsgrades η günstigen Wert festgelegt. Die Ladezeit t _e der Speicherdrossel S wird auf einen festen Bruchteil der Gesamtperiodendauer festgelegt:

t _e = T/n; z. B. t _e /T 0,8.

Damit könnte man natürlich nicht regeln. Schaltet man aber während der Entladephase der Speicherdrossel S deren Entlade­ geschwindigkeit um, wird eine Regelung der Ausgangsspannung U _A wieder möglich. Fig. 24 zeigt das Schaltbild eines so optimierten Buckreglers. Die Eingangsspannungsquelle Q _E ist über den Schalter S 1 mit einer Anzapfung der Speicherdrossel S verbunden. Das eine Wicklungsende der Speicherdrossel S ist über den Schalter S 2 mit Bezugspotential verbindbar, ebenso wie eine dem anderen Wicklungsende der Speicherdrossel S benachbarte zweite Anzapfung über den Schalter S 3. Das andere Wicklungsende der Speicherdrossel S ist mit der Ausgangs­ klemme 1 des Schaltreglers verbunden. Der Schalter S 1 wird mit konstanter Pulsbreite T/n gesteuert, der Schalter S 3 mit variabler - von der Ausgangsspannung U _A abhängiger - Pulsbreite t 1 und der Schalter S 2 mit dem verbleibenden Rest der Periodendauer:

T-T/n -t 1.

In Fig. 25 ist das Schaltspiel der Schalter S 1, S 2 und S 3 dargestellt und in Fig. 26 der Strom I _L durch die Speicher­ drossel S. Die Stellkennlinie für diesen optimierten Buckregler lautet:

Der Ort der Anzapfungen ergibt sich wieder aus den Teilindukti­ vitäten L, L/x und L/y.

Mit den angenommenen Spannungswerten wird gewählt:

n =1,25; x =1,2; y =0,2; U _E =50V; U _A =30V.

In Fig. 27 ist diese Stellkennlinie dargestellt. Der kleine Stellbereich reicht für den gewünschten Zweck aus. Das Einfügen der beiden Schalter S 2 und S 3 verschlechtert den Wirkungsgrad geringfügig. Jedoch sind die an diesen Schaltern auftretenden Verluste infolge der kurzen Einschaltdauer gering.

Sämtliche bisher vorgestellten Schaltregler lassen sich zu Gegentaktschaltungen ergänzen, indem immer zwei gleichartige Schaltreglertypen ausgangsseitig gegenphasig zusammengeschaltet werden.

Fig. 28 zeigt eine solche Gegentaktschaltung für den Sperr­ wandler nach Fig. 1. Außer den Schaltern S 1 und S 2, die wie in Fig. 1 die Eingangsgleichspannungsquelle Q _E mit der Primär­ wicklung der Speicherdrossel S verbinden, sind zwei weitere Schalter S 4 und S 5 vorgesehen, die die Primärwicklung der Speicherdrossel S′ mit der Eingangsspannungsquelle Q _E verbinden. Die von den Schaltern S 1 und S 4 abgewandten Wicklungsenden der Primärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′ sind miteinander verbunden und auf Bezugspotential gelegt. Die Sekundärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′ sind gegenphasig zueinander auf den Schaltreglerausgang geschaltet, indem die benachbarten Wicklungsenden der Sekundär­ wicklungen der Speicherdrosseln S und S′ miteinander verbunden sind und an die eine Ausgangsklemme 4 angeschlossen sind, und die voneinander abgewandten Wicklungsenden von S und S′ über jeweils einen Gleichrichter D 4, D 5 zusammen­ geschaltet sind (Ausgangsklemme 3). Die Polung der Dioden D 4, D 5 ist dabei vom Wicklungssinn der Speicherdrosseln S und S′ abhängig, der in Fig. 28 durch Punkte markiert ist.

Die Steuerpulse für die Schalter S 1, S 2, S 4 und S 5 sind in Fig. 29 dargestellt:

S 1 → T/2-t 1
S 2 → t 1
S 3 → t 1
S 4 → T/2-t 1

ebenso die Ströme I 1, I 2, I 3, I 4 durch die Speicherdrosseln S und S′ und die Ausgangsspannung U _A .

Die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpulse zeigt Fig. 30. Das Taktsignal C 1 steuert einen Sägezahngenerator SZ und liefert Einschaltsignale für die Schalter S II1 und S II2, sowie über einen Inverter IV 1 Einschaltsignale für die Schalter S II3 und S II4. Aus dem Ausgangssignal U _A des Schalt­ reglers wird mittels eines RC-gegengekoppelten Verstärkers die Steuerspannung U _ST gewonnen. Das Ausgangssignal SZA des Sägezahngenerators SZ wird im Komparator K mit der Steuer­ spannung U _ST verglichen. Sobald das Ausgangssignal SZA des Sägezahngenerators SZ die Steuerspannung U _ST übersteigt (Fig. 30a, Zeile N), wird der Steuerpuls der Länge t 1 gebildet, der über die Schalter S II2 und S II3 entsprechend ihrer jeweiligen Steuerung zu den Schaltern S 1 und S 4 durchge­ schaltet wird. Das Ausgangssignal des Komparators K steht über den Inverter IV 2 invertiert (Fig. 30a, Z. M) zur Verfügung - Steuerpulse der Länge T-t 1 - und wird über die Schalter S II1 und S II4 zu den Schaltern S 2 und S 5 durchgeschaltet. Natürlich kann die Steuerung der Schalter S 1, S 2 bzw. S 4, S 5 wie zuvor geschildert auch vertauscht werden.

Da sich für die Ausgangsspannung U _A beim Schaltregler gemäß Fig. 28 das Tastverhältnis praktisch nicht ändert, ist die Brummspannung am Ausgang minimal. Der Glättungskondensator C _A kann daher auf ein Minimum reduziert werden.

Der Schaltregler gemäß Fig. 28 hat die Vorteile des "Venable Converters":

• - kontinuierlicher Stromfluß am Ausgang,
• - galvanische Trennung zwischen Ausgang und Eingang.

Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen (P _a 500 W) weist der Schaltregler gemäß Fig. 28 jedoch noch weitere Vorteile auf: Da sich die Leistungen in den Bauelementen halbieren, werden die Einzelbauelemente geringer belastet; die Wärme läßt sich leichter abführen. Dieser Schaltregler ist also besonders geeignet zum Betrieb bei sehr hohen Leistungen. Die lineare Ersatzinduktivität L/L ₀ = 2/y ist bei Erzeugung hoher Spannungen wesentlich kleiner als beim "Venable Converter" (Fig. 31 durchgezogene Linie). Wenn der Parameter y so dimensioniert ist, daß die maximal einstellbare Spannung begrenzt wird, ergibt sich eine lineare Ersatzinduktivität.

In Fig. 32 ist ein zur Gegentaktschaltung ergänzter Boost­ regler dargestellt. Das eine Wicklungsende der Speicherdrossel S wie auch dasjenige der Speicherdrossel S′ ist an den Pluspol der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E angeschlossen. Der Minuspol (Bezugspotential) der Eingangsgleichspannungs­ quelle Q _E ist über die Schalter S 1 und S 2 mit Anzapfungen der Speicherdrossel S und über die weiteren Schalter S 4 und S 5 mit Anzapfungen der Speicherdrossel S′ verbindbar. Die beiden von der Eingangsspannung Q _E abgewandten anderen Wicklungs­ enden der Speicherdrosseln S und S′ sind jeweils mit Gleichrichtern D 4 und D 5 beschaltet, deren Kathoden gemeinsam zur Ausgangsklemme 1 führen. Die Stellkennlinie dieses Schaltreglers ergibt sich zu:

Zur Erzeugung von Hochspannungen, insbesondere zur Versorgung von Wanderfeldröhrenverstärkern, erweitert man die Schaltung gemäß Fig. 32 mit einem herkömmlichen Gegentakt­ wandler, so daß sich die Schaltung nach Fig. 33 ergibt. In Abweichung vom Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 32 sind nun die Gleichrichter D 4, D 5 nicht zusammengeschaltet, sondern weisen jeweils einen Schalter S 6 bzw. S 7 in Serie auf. Die Schalter S 6 und S 7 bilden zusammen mit dem Übertrager Ü den herkömmlichen Gegentakt-Wandler. Die Ausgangsspannung U _A kann noch einer aus Gleichrichtern und Kondensatoren bestehenden Vervielfacherstufe zugeführt werden. Wählt man für die Anzapfungen x = y, so ergibt sich die Stellkennlinie des Schaltreglers gemäß Fig. 33 zu:

mit x = 0,5 folgt:

U _A /U _E = 2t 1/T + 2.

Fig. 34 zeigt die Stellkennlinien für die Fälle x = 0,25 (gestrichelt) und x = 0,5 (durchgezogen).

Zur Steuerung der Schalter S 1 bis S 7 kann im Prinzip die Steuerschaltung gemäß Fig. 29 verwendet werden. Als Ergänzung muß für den Schalter S 6 lediglich der Taktimpuls Cl und für den Schalter S 7 der invertierte Taktimpuls bereit­ gestellt werden (Fig. 35).

Bisher wurden nur Schaltregler behandelt bei denen entweder nur die Ladegeschwindigkeit oder die Entladegeschwindigkeit zur Regelung umgeschaltet wurde. Prinzipiell ist es möglich zum Zwecke der Regelung sowohl die Lade- als auch die Entlade­ geschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel umzu­ schalten.

Fig. 36 zeigt einen solchen Schaltregler, der am Ausführungs­ beispiel eines Buckreglers näher erläutert wird. Dieser Buckregler gemäß der Erfindung weist vier Schalter S 8, S 9, S 10 und S 11 auf, die an bestimmte Anzapfungen der Speicher­ drossel S angeschlossen sind. Der Schalter S 10 liegt zwischen dem einen Wicklungsende der Speicherdrossel S und gemeinsamem Bezugspotential. Der Schalter S 8 verbindet die dem letztgenannten Wicklungsende nächstgelegene Anzapfung der Speicherdrossel S mit dem Pluspol der Eingangsgleichspannungs­ quelle Q _E . Die nächstfolgende Anzapfung ist über den Schalter S 11 mit Bezugspotential verbindbar. Die darauffolgende Anzapfung ist über den Schalter S 9 mit dem Pluspotential der Eingangsgleichspannungsquelle Q _E verbunden. Das andere Wicklungsende der Speicherdrossel S ist schließlich an die Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers angeschlossen. Das Verhältnis der Anzapfungen untereinander ist durch die Parameter x, y und z festgelegt. Dabei muß die Bedingung

0 = ky - zk - x + 1 gelten.

k ist wiederum die bereits erklärte Proportionalitätskonstante. Mit den Parametern x, y und z ergeben sich wie zuvor die Induktivitäten der Teilwicklungen zu:

L, L/x, L/y, L/z (Fig. 36).

Das Schaltschema der Schalter S 8, S 9, S 10 und S 11 zeigt Fig. 37 (Einschaltzustand schraffiert). Der zugehörige Strom I _L durch die Speicherdrossel S ist in Fig. 38 dargestellt. Wie Fig. 37 zeigt, wird die Periodendauer T in zwei Teile geteilt, den Lade- und Entladeteil. Die Ladephase beansprucht die Zeit T/n, die Entladephase die Zeit T-T/n. Der Teilungs­ faktor n wird so gewählt, daß man den optimalen Wirkungsgrad η erhält. Dieser Arbeitspunkt bleibt über der Regelung der Ausgangsspannung U _A fest. Der Wirkungsgrad bleibt etwa konstant. Die Stellkennlinie errechnet sich aus der Bedingung:

Die Ladephase wird auf die beiden Schalter S 8 und S 9 verteilt. Schalter S 8 ist für die Zeit t 1 und Schalter S 9 für die Zeit T/n-t 1 geschlossen (Fig. 37). Damit ergibt sich eine Umschaltung der Ladegeschwindigkeit. Die Entladung erfolgt während der Zeit t 1 · k (Schalter S 10) und der Zeit T (1-1/n) -t 1 ·k (Schalter S 11). Damit ergibt sich eine Umschaltung der Entladegeschwindigkeit.

Mit der Wahl:

n = 1,25; x = 0,2; z = 2

gilt für vorgenannte Bedingung:

k (2-y) = 0,8.

Die maximale Einschaltdauer ist erreicht bei:

T/n + t 1 · k = T

Mit y = 0,2 wird k = 0,444 und

Damit ergibt sich ein wesentlich größerer Stellbereich als beim Buckregler mit nur drei Schaltern - gemäß Fig. 24 - wo nur die Entladegeschwindigkeit umgeschaltet wird. Beim normalen Buckregler wäre η etwa 10 bis 20% geringer im Falle U _A /U _E = 0,5.

Fig. 39 zeigt die Stellkennlinie des Buckreglers nach Fig. 36 mit den gewählten Werten

Der Arbeitspunkt A des Buckreglers ist in Fig. 39 eingetragen.

Claims (19)

1. Schaltregler, dessen Speicherdrossel (S) während der Ladephase Energie von der Eingangsgleichspannungsquelle aufnimmt und während der Entladephase an den Ausgang abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß zur Regelung die Lade- und/oder Entladegeschwindigkeit der wirksamen Speicher­ drossel (S) umgeschaltet wird.

2. Schaltregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S) in Abhängigkeit der Höhe der Ausgangsspannung (U _A ) des Schaltreglers vorgenommen wird.

3. Schaltregler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S) in Abhängigkeit der Höhe der Eingangsspannung (U _E ) des Schaltreglers vorgenommen wird.

4. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umschaltung der Lade- und/oder Entladegeschwindigkeit der Speicherdrossel (S) mindestens ein bezüglich eines herkömmlichen Schaltreglers zusätzlicher an die Speicherdrossel (S) derart angeschlossener Halbleiterschalter (S 2) vorgesehen ist, daß der wirksame Teil der Speicherdrossel (S) veränderbar ist und daß die Steuerpulse für den/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) von den Steuerpulsen des Halbleiterschalters/der Halbleiterschalter (S 1) des herkömmlichen Schaltreglers abgeleitet sind.

5. Schaltregler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ableitung der Steuerpulse für den zusätzlichen/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) gemäß einer arith­ metischen Beziehung, z. B. Multiplikation, aus den Steuer­ pulsen für den Halbleiterschalter/die Halbleiterschalter des herkömmlichen Schaltreglers erfolgt.

6. Schaltregler nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung der Steuerpulse für den Halbleiterschalter (S 1) des herkömmlichen Schaltreglers und den/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) ein Prozessor (Pr) vorgesehen ist, der anhand der Ausgangs- und Eingangsspannung des Schaltreglers die Beziehung zwischen den Steuerpulsen herstellt.

7. Schaltregler nach einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Proportionalitätsfaktor zwischen Länge der Steuerpulse einerseits und Verhältnis der durch die Anschlußpunkte der Halbleiterschalter (S 1, S 2, S 3) entstehenden Teilinduktivitäten der Speicherdrossel (S) andererseits proportional ist.

8. Schaltregler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß für ein bestimmtes Verhältnis der Teilinduktivitäten der Speicherdrossel (S) untereinander mindestens ein Halbleiterschalter (S 3) als Diode ausgebildet ist.

9. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Sperrwandler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halb­ leiterschalter (S 2) zwischen der Eingangsgleichspannungs­ quelle (Q _E ) und einer primärseitigen Anzapfung der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S 2) während des ersten Teils der Ladephase der Speicher­ drossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem herkömmlichen Sperrwandler vorgesehene Halbleiter­ schalter (S 1) während des zweiten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.

10. Schaltregler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei weitere Halbleiterschalter (S 4, S 5) vorgesehen sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen Schalt­ reglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum herkömmlichen und zusätzlichen Halbleiterschalter (S 1, S 2) eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen Halbleiter­ schalter (S 2, S 5) mit ihrer Speicherdrossel (S′) zu einem weiteren Sperrwandler zusammengeschaltet sind, und daß die beiden Sperrwandler derart zusammengeschaltet sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen Ausgang arbeiten.

11. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Boostregler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halb­ leiterschalter (S 2) zwischen der Eingangsspannungsquelle (Q _E ) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S 2) während des ersten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem herkömmlichen Boostregler vorgesehene Halbleiterschalter (S 1) während des zweiten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.

12. Schaltregler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zwei weitere Halbleiterschalter (S 4, S 5) vorgesehen sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen Schaltreglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum herkömmlichen und zusätzlichen Halbleiterschalter (S 1, S 2) eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2, S 5) mit ihrer Speicherdrossel (S′) zu einem weiteren Boostregler zusammengeschaltet sind, und daß die beiden Boostregler derart zusammen­ geschaltet sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen Ausgang arbeiten.

13. Schaltregler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden zusammengeschalteten Boostreglern ein Gegentaktwandler nachgeschaltet ist.

14. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buckregler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) zwischen der Eingangsspannungsquelle (Q _E ) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S 2) während des ersten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem herkömmlichen Buckregler vorgesehene Halbleiterschalter (S 1) während des zweiten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) ein­ geschaltet wird.

15. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buck-Boost- Regler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S 2) zwischen der Eingangs­ gleichspannungsquelle (Q _E ) und der Sekundärwicklung der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiter­ schalter (S 2) während des ersten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, daß der bei einem herkömmlichen Buck-Boost-Regler vorgesehene zwischen Eingangsspannungsquelle (Q _E ) und Primärwicklung der Speicherdrossel (S) gelegene Halbleiterschalter (S 1) während der Ladephase des Reglers eingeschaltet wird, und daß während des zweiten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) die Primärwicklung der Speicherdrossel (S) über eine Diode (D 3) derart mit dem Ausgang des Reglers verbunden ist, daß bei geöffneten Halbleiterschaltern (S 1, S 2) eine Energieabgabe an den Ausgang erfolgt.

16. Schaltregler nach einem der Ansprüche 9, 11, 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerpulse für den Halbleiterschalter (S 1) beim herkömmlichen Regler mit den Steuerpulsen des zusätzlichen Halbleiterschalters (S 2) vertauscht sind.

17. Schaltregler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis des Buckreglers auf einen bezüglich der Ummagnetisierungsverluste in der Speicherdrossel (S) günstigen Wert eingestellt wird, daß die Ladephase der Speicherdrossel (S) konstant gehalten wird, und daß nur die Entladegeschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel zur Regelung umgeschaltet wird.

18. Schaltregler nach einem der Ansprüche 11, 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherdrossel (S) eine mit dem Eingang des Schaltreglers verbundene Energie­ rückspeisewicklung aufweist.

19. Schaltregler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß mittels zweier Halbleiterschalter (S 8, S 9) die Lade­ geschwindigkeit umgeschaltet wird und mittels zweier weiterer Halbleiterschalter (S 10, S 11) die Entlade­ geschwindigkeit umgeschaltet wird.