DE3419645A1

DE3419645A1 - Transversalfilter mit mos-transistor-verstaerkern

Info

Publication number: DE3419645A1
Application number: DE19843419645
Authority: DE
Inventors: Ikuya Arai; Masafumi Tokio/Tokyo Kazumi; Toshinori Yokohama Murata
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-05-27
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1984-11-29
Also published as: DE3419645C2; US4577228A; JPS59219076A

Description

HITACHI, LTD. 25. Mai 1984

6, Kanda Surugadai 4-chome,
Chiyoda-ku, Tokyo, Japan A 5510 F/sc

Beschreibung

Transversalfilter mit MOS-Transistor-Verstärkern

Die Erfindung betrifft ein Transversalfilter für die Geisterbildbeseitigung in einem Fernsehempfänger, insbesondere ein Transversalfilter mit MOS-Transistor-Verstärkern ,deren Ladekreise aus C-MOS-Transistoren bestehen.

Die von der Antenne einer Fernsehstation ausgestrahlte Radiowelle wird durch künstliche Bauwerke oder Bodenerhebungen reflektiert. Empfängt nun die Empfängerantenne eine Welle, welche direkt von der Ubertragungsstation kommt, das ist die gewünschte Welle, und Wellen, welche von Gebäuden und anderen Konstruktionen reflektiert wurden, so wird das Bild der gewünschten Welle überlagert von dem Bild der reflektierten Welle, so daß das sogenannte Geisterbild auf dem Schirm des Fernsehempfängers entsteht. Das Geisterbild ist eine der Hauptursachen für den Verlust bzw. die Beurteilung der Bildqualität von Fernsehempfängern, so daß dementsprechend eine Reihe von Maßnahmen bislang vorgeschlagen worden sind, die Eliminierung bzw. Verhinderung von Geisterbilderscheinungen bewerkstelligen zu können. Ein Beispiel für

eine solche Vorrichtung ist die Geisterbildbeseitigung mittels Transversalfilter. Die Vorrichtung hat einen Verzögerungskreis, welcher aus einer Serienverbindung einer Vielzahl von Verzögerungselementen aufgebaut ist, wobei jedes eine kleine Zeitverzögerung aufweist. Die Ausgänge der Verzögerungselemente werden kumulativ summiert, um das Geisterbild zu beseitigen und es wird ein Signal erhalten, welches das Geistersignal nicht mehr aufweist, bzw. in welchem das Geisterbildsignal kompensiert ist.

Eine solche Methode bzw. eine solche Vorrichtung ist in dem Artikel "A NOVEL AUTOMATIC GHOST CANCELLER" von S. Makino et al., IEEE Trans. CE-26, No. 3, Aug. 1980, S. beschrieben.
In Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Geisterbildbeseitigungsschaltkreises mit einem Transversalfilter dargestellt, Fig. 2 zeigt ein Detail eines solchen Transversalfilters. Der Geisterbildbeseitiger ist der Videosignalverstärkerstufe zugeordnet, dessen Eingang ein Videosignal zugeführt wird, welches die Geistersignale mitenthält. Das am Eingang 1 empfangene Videosignal wird durch einen Transversalfilter 3 geführt und über den Ausgang 2 an die nächste Schaltstation, welche nicht weiter dargestellt ist, weitergeleitet. Das in dem Videosignal enthaltene Geisterbild wird weitestgehend durch den Transversalfilter 3 beseitigt, so daß ein Videosignal, welches nur kleine verbleibeide Geisterbildanteile hat, durch den Ausgang 2 weitergegeben wird. Zur Beseitigung der Geisterbildkomponente, welche in dem Videosignal am Ausgang des Filters 3 enthalten ist, wird hauptsächlich der vertikale Synchronisierpuls verwendet. Dabei wird der Geisterbildanteil, welcher dem vertikalen Synchronisiersignal überlagert ist, aufgespürt.

Das Videosignal, welches am Eingang 1 eingespeist wird, wird auch dem Synchronisiersignal-Separator 12 zugeführt, durch welchen der vertikale Synchronisierpuls se-

pariert wird. Der separierte vertikale Synchrbnisierpuls wird auf einen Zeitgebergenerator 13 geschalttet und dazu benutzt, Zeitsignale zu generieren. Ein Referenzsignalgenerator 5 reagiert auf ein Zeitsignal vom Zei-tsignalgenerator 13 und erzeugt ein Referenzsignal, welches denselben Wellenverlauf hat, wie der vertikale Synohronisierpuls, und das mit dem vertikalen Synchronisierpuls synchronisierte Referenzsignal wird einem Subtrahierer 4 zugeführt, welchem ebenfalls das Videosignal*über den Filter 3 aufgeschaltet wird. Der Subtrahiere» 4 führt eine Subtraktion zwischen dem Videosignal, welches den vertikalen Synchronisierpuls enthält und dem Referenzsignal, erzeugt durch den Refererenzsignalgenerator $ durch, so daß konsequenter^weise eine Geisterbildkomponente, welehe dem vertikalen Synchronisierpuls überlagert ist, aus dem Videosignal beseitigt wird. Die detektiejjte Geisterbildkomponente wird durch einen Dif ferentiator* 6dif feren-

i ziert und auf einen Komparator 7 geschaltet,"durch welchen

das differenzierte Signal in einen digitalen-Puls entsprechend von zwei Schwellwerten des Kompara^ors 7 ge-

formt wird. Das Pulssignal gelangt zu einem Schieberegister 8, dessen Zeittaktung durch den Zeitgfenerator 13 gesteuert wird. Die binären Daten des Schieberegisters 8 werden zu einem Subtrahierer 9 ausgelesen, welches dazu dient, die Gewinndaten in einem Abgriffgewinhspeicher 10 zu modifizieren. Daher wird der Inhalt des Angriffsgewinn-Speichers 10 ebenfalls auf den Subtrahierer $ geschaltet und die Differenz zwischen den beiden Subtrahiereingängen wird in den Abgriffsgewinnspeicher 10 eingespeist. Der

Inhalt des Abgriffsgewinnspeichers 10 wird erneut modifiziert. ^;

■Nach Abschluß dieses Prozesses werden die Abgriffsgewinndaten des Speichers 10 in einen D/A-Konvertejr 11 gelesen, welcher der Umsetzung der Daten in analoges/signal dient. Die analoge Spannung V wird als Steuerspannung einem Ab-

griffVerstärker 16 des Transversalfilters 3 aufgeschaltet, und zwar zur Steuerung des Gewinns des Verstärkers 16, s. Fig. 2. Als Ergebnis wird am Ausgang des Filters 3 ein Videosignal mit herabgeminderter Geisterbildkomponente gewonnen..Der Vorgang wird wiederholt, so daß schließlich der Transversalfilter 3 ein Videosignal bereitstellt, welches fast, keine Geisterbildkomponente mehr enthält.

Die Funktion des Geisterbildbeseitigers, wie er in Fig. dargestellt ist, soll noch weiter anhand der in der Fig. 3 dargestellten Signalformen erläutert werden. Die dort dargestellten Signalformen sind an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes nach Fig. 1 gewonnen. In Fig. 3 stellt die Signalform (a) das Referenzsignal dar, welches durch den Referenzsignalgenerator 5 erzeugt wird, "F" zeigt dabei die positive Flanke des Signals an. Signalform (b) repräsentiert einen vertikalen Synchronisierpuls, welcher in dem Videosignal des Transversalfilters 3 enthalten ist, eine Geisterbildkomponente ist durch Schraffur angedeutet. Signalform (c) zeigt eine Geisterbildkomponente, wie sie aufgrund der Subtraktion durch den Subtrahierer 4 entsteht. Signalform (d) zeigt den Ausgangspuls P des Differentialstors 6, erzeugt in Reaktion auf die Geisterbildkomponente.

Mit dem Zeitpunkt der Flanke F des Referenzsignals wird das Steuersignal (Torpuls) vom Zeitgenerator 13 zum Schieberegister 8 geleitet, so daß das Schieberegister 8 seine Funktion aufnimmt. Der Puls P des Komparators 7 gelangt in das Schieberegister 8 nach Ablauf der Zeit T, folgend der Flanke F des Referenzsignals. Das Schieberegister, 8 speichert die Geisterbildinformation einer bestimmten Anzahl Bits und gibt die Information sequentiell an den Subtrahierer 9 weiter. Dementsprechend folgt die Modifikation der in dem Abgriffsgewinnspeicher 10 abgelegten Daten.

Der Abgriffsgewinnspeicher 10 wird korrespondierend mit den Abgriffsverstärkern 16 (C₁ bis C₅) adressiert und Abgriffsgewinndaten der Adressen des Speichers 10 werden modifiziert, und zwar in der Folge von einem Verstärker eines Eingangssignals geringerer Verzögerung, hin zu einem Verstärker eines Eingangssignals größerer Verzögerung, d.h. in der Folge von Cw C», ..., bis C₅ des Beispiels. Nachdem alle im Abgriffsgewinnspeicher 10 abgelegten Daten modifiziert worden sind, werden neue Abgriffsgewinn- IQ daten zu jedem der Verstärker 16 des Transversalfilters 3 geschaltet. Die aus dem Abgriffsgewinnspeicher 10 ausgelesenen Daten werden in eine analoge Spannung V mittels des D/A-Konverters 11 umgesetzt und den Abgriffsverstärker 16 (C. bis C₅) aufgeschaltet.

Die Videosignale, welche in ihren Amplituden aufgrund der Abgriffsverstärker 16 (C₁ bis Cr) variiert werden, werden Verzögerungselementeni51 bis 155 zugeführt. Das Videosignal wird aufgrund der Verzögerungselemente 151 bis

2Q in vorbestimmten Zeitlängen verzögert und als ein Signal synthesiert, welches an ein Addierglied 14 gegeben wird. Das Addierglied 14 empfängt ebenfalls das Videosignal vom Eingang 1, so daß es zu dem verzögerten Videosignal hinzuaddiert wird, wobei dieses resultierende Videosignal über den Ausgang 2 abgegeben wird.

Da der Vorgang der Geisterbilddetektion, Datenmodifikation für den Abgriffgewinnspeicher 10 und die Aufschaltung der Steuerspannung auf jeden Abgriffverstärker aus-

oQ geführt wird unter Nutzung eines Signals, welches mit dem vertikalen Synchronisierpuls synchronisiert ist, werden die vorstehenden Funktionen einmal in jedem Feldzyklus durchgeführt, solange bis keine Geisterbildkomponente detektiert wird. Daraus folgt, daß das Geisterbild

gg progressiv eliminiert wird.

Der in dem zuvor erläuterten Geisterbildbeseitiger verwendete Transversalfilter 3 enthält Videosignalverstärker 16, 18, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist. Der Verstärker 18 empfängt das Videosignal und stellt zwei Ausgangssignale bereit, welche exakt die gleiche Amplitude und Gleichstromwert aufweisen, jedoch entgegengesetzter Polarität. Der Grund, warum ein Dual-Polaritätverstärker 18 in dem Transversalfilter 3 verwendet wird, liegt darin, daß die dem Videosignal überlagerte Geisterbildkoraponente sowohl von der einen Polarität als auch von entgegengesetzter Polarität mit Bezug zum Videosignal sein kann. Ein Polaritätsauswahlschalter 17 am Eingang des Abgriffsgewinnverstärkers 16 wird auf die nicht-invertierte Position (X) des Verstärkers 18 gesetzt, wenn die Geisterbildkomponente von der einen Polarität ist, oder aber wird auf die invertierte Position (Y) gesetzt, wenn die Geisterbildkomponente von entgegengesetzter Polarität ist, so daß Geisterbilder entgegengesetzter bzw. jeder Polarität eliminiert werden können.

Im folgenden wird der Videosignalverstärker naher beschrieben. Der Verstärker 18 ist in der Fig. 4 näher dargestellt. Dieser Differentialverstärker besteht aus drei N-MOS-Transistoren 27, 28 und 29, Lastwiderständen 21, 22, welche mit den Drainelektroden der Transistoren 27, 28 zur Versorgung 20 verbunden sind, die Vorspannungsquellen 26, 30 zum Zuführen einer Vorspannung zu den Torelektroden der Transistoren 28, 29. Das Eingangssignal wird einem Kontakt 25 zugeführt, welcher mit der Torelektrode des Transistors 27 verbunden ist. Die Drainelektrode des Transistors 27 führt zu einem Ausgangskontakt 23, welcher ein Ausgangsignal entgegengesetzter Polarität gegenüber dem Eingangssignal bereitstellt, wobei der Ausgang 23 mit dem Kontakt Y des Polaritätswahlschalters 17 in Fig. 2 verbunden ist. Die Drainelektrode des Transistors 28 führt zu einem Ausgangskontakt 24, welcher ein Aus-

gangssignal gleicher Polarität mit Bezug zu dem Eingangssignal bereitstellt, wobei der Ausgang 24 mit dem Kontakt X des Polaritätswählschalters 17 der Fig. 2 verbunden ist.

Der Differentialverstärker nach Fig. 4 hat eine zufriedenstellende Linearität und um für den Verstärker einen hohen Gewinn bei geringem Energieverbrauch bereitstellen zu können, müssen große Widerstände als Lastwiderstände

IQ 21, 22 ausgewählt werden. Äußerst nachteilig wirkt sich jedoch aus, daß die Herstellung solch großer Widerstände in einem integrierten Schaltkreis eine unverhältnismäßig große Fläche auf dem Chip belegen würde, so daß dieses Arrangement nicht passend für die Integration ist. Im folgenden soll näher auf dieses Problem eingegangen werden.

Die Fig. 5 zeigt Gleichstrom-Eingang/Ausgang-Charakteristiken des Differentialverstärkers nach Fig. 4. Auf

2Q der Ordinate ist die Ausgangsspannung V und auf der Abszisse die Eingangsspannung V. dargestellt. Die Kurven V₀₁ und V_n „ repräsentieren den nicht-invertierten und invertierten Eingang/Ausgang entsprechend. Am Schnittpunkt der beiden Kurven V_n1 und V_n- ist der Spannungswert gleich der Referenzvorspannung (+v_RR). Die aktuelle Betriebsweite des Differentialverstärkers entspricht einem Bereich V_, der sich nach beiden Seiten des Schnitt-

bereiches erstreckt und der Gradient der Kurven am Schnittbereich zeigt den Gewinn des Differentialverstär-

3Q kers an. Der Gradient beider Kurven ist über einen weiten Bereich im wesentlichen konstant, mithin relativ ungestört und eine Signalform bereitstellend, welche ausreichende Linearität aufweist. Jedoch ist aufgrund der Korrelation zwischen Gewinn und Lastwiderstand die Not-

OC wendigkeit vorhanden, daß für die Lastwiderstände 21, 22 große Widerstandswerte realisiert werden müssen, wie

-sr- -ΛΑ-

im nachfolgenden noch näher erläutert werden soll.

Av = +gm R_T (1)

— Ju

Av stellt den Spannungsgewinn dar, gm die Leitfähigkeit der Driver MOS-Transistoren 27, 28, R_T stellt den Wider-

Ij

stand der Lastwiderstände 21, 22 dar und das positive Vorzeichen wird für den Fall des nicht-invertierten Ausgangs und das negative Vorzeichen für den Fall des invertierten Ausgangs verwendet. Die gegenseitige Leitfähigkeit gm wird bestimmt durch die Eigenschaften der MOS-Transistoren 27, 28 und ist im wesentlichen konstant, so daß die Widerstände 21, 22 einen großen Widerstandswert IL. aufweisen müssen, wenn ein hoher Gewinn erzielt werden soll, wie das die Gleichung (1) deutlich aussagt. Daher ergibt sich, daß Lastwiderstände mit mehreren Kiloohms und mehr erforderlich sind, um einen Spannungsgewinn von 0 dB oder mehr zu erzielen. Solche Widerstände erfordern für die Integration in einem Halbleiterchip einen großen Flächenbedarf und können darüber hinaus auch einen großen Fehler im Widerstandswert erzeugen, so daß sich insgesamt ergibt, daß Widerstände in Lastkreisen der Transistoren 27, 28 nicht erwünscht sind.

In Fig. 6 ist ein Differentialverstärker dargestellt, dessen Ladewiderstände durch N-MOS-Transistoren ersetzt worden sind. In diesem Ausführungsbeispiel sind N-MOS-Transistören 31, 32 als Last für die Transistoren 27, 28 eingesetzt. Der Vorteil dieses Differentialverstärkers liegt in der Herstellbarkeit in einer wesentlichen geringeren Fläche, da keine Widerstände in den Lastkreisen benutzt werden. Es stellt sich jedoch der Nachteil von schlechterer Linearität, verglichen mit dem Differentialverstärker nach der Fig. 4 ein, was im Nachstehenden noch näher erläutert werden soll.

Fig. 7 zeigt den Gleichstrom-Eingang/Ausgang des Differentialverstärkers nach Fig. 6. Die Ausgangsspannung V ist auf der Ordinate gegenüber der Eingangsspannung

duo

V. auf der Abszisse dargestellt und die Kurven V». und V_Q5 repräsentieren den invertierten und nicht-invertierten Ausgang entsprechend. Der Eingangsspannungswert ist gleich der Eingangs-Referenzvorspannung (⁺D_BB) am Schnittpunkt der beiden Kurven V_Q4 und V₀₅. In der Fig. 7 ist der Gradient der Form beider Kurven V₀₄ und V₀,- nicht konstant innerhalb des Arbeitsbereiches, so daß eine verschlechterte Linearität die Folge ist, d.h. die Ausgangsspannung variiert nicht konstant mit der Variation der Eingangsspannung, wenn man dies vergleicht mit der in Fig. 5 dargestellten Charakteristik. Fig. 8 zeigt die Widerstandscharakteristik des N-MOS-Transistors unter Last. In der Darstellung sind auf der Ordinate die Werte für den Widerstand R -N und auf der Abszisse die Drain-Source-Spannung V__ des N-MOS-Transistors unter Last dargestellt. Wenn

Do

das Eingangssignal auf den Eingangskontakt 25 des Differentialverstärkers der Fig. 6 gegeben wird, so variiert die Drain-Source-Spannung der MOS-Transistoren 27, 28 und veranlaßt die Drain-Source-Spannung V der Last N-MOS-Transistpren 31, 32 ebenfalls zu variieren. Die Variation der Drain-Source-Spannungen V der Last N-MOS-Transistoren 31, 32 ist begleitet von der Variation des Widerstandswertes, so daß der Lastwiderstand mit der Größe der Eingangsspannung variiert. Aus diesem Grunde kann ein konstanter Spannungsgewinn, wie sich aus der Gleichung (1) ergibt, nicht erzielt werden. Aus diesem Grund ist der Differentialverstärker nach der Fig. 6 schlechter als der Differentialverstärker nach der Fig. 4, soweit seine Linearitätseigenschaften betroffen sind.

Es stellt sich damit heraus, daß der Differentialverstärker, wie er in der Fig. 4 dargestellt ist, einen großen

Flächenbedarf auf einem Chip wegen seiner Lastwiderstände aufweist und daher ungeeignet ist, für eine hochverdichtete Integration ist, während der Differentialverstärker nach der Fig. 6 unzureichende Linearität aufweist. Die Linearitat bines Verstärkers ist aber ein einflußreicher Faktor beim Beseitigen des Geisterbildeffektes, was im nachfolgenden näher erläutert werden soll.

Fig. 9 zeigt eine simplifizierte Wellenform des Videosignals, wobei mit A der Synchronisierpuls, und mit B der maximale Weißpegel angezeigt ist. Fig. 10 zeigt den Verlauf des Videosignals mit überlagerter Geisterbildkomponente derselben Polarität. Wie zuvor schon erläutert worden ist, detektiert der Geisterbildbeseitiger eine Geisterbildkomponente G, welche dem Synchronisierpuls A überlagert ist und es wird Gebrauch davon gemacht, um den Abgriffsgewinn jeden Abgriffsverstärkers 16 zu steuern, um damit invertierte Geisterbildsignalformen zu erzeugen. Die inverten Signalformen werden dem Eingangsvideosignal mittels Addie^rer 14 zu.'-addiert, so daß die Geisterbildkomponenten am Synchronisierpuls A und am maximalen Weißpegel B eliminiert werden. In diesem Fall muß das Verhältnis der Größe der Geisterbildkomponente am Synchronisierpuls zur Größe der Geisterbildkomponente am maximalen Weißpegel B am Eingang des Abgriffsverstärkers 16 gleich sein, zum Verhältnis der Größe a des Synchronisierpulses zur Größe des maximalen Weißpegels b. Der Verstärker mit verschlechterter Linearität,der in Fig. 6 dargestellt ist, stellt jedoch eine Störung am Anteil des maximalen Weißpegels B dar, wie er in Fig. 11 dargestellt ist, welches in einem variierten Ainplitudenverhältnis des Synchronisierpulses A zum maximalen Weißpegel B resultiert. Hieraus folgt aber, daß die invertierten Geisterbildsignalformen ebenfalls gestört sind, so daß der Geisterbildbeseitiger Iediglich die Geisterbildkomponenten im Anteil des Synchronisierpulses A beseitigt, die Geisterbildanteile im An-

teil des maximalen Weißpegels B jedoch unbeseitigt läßt. Das zuvor Gesagte tritt genauso zu für ein Videosignal, welchem eine Geisterbildkomponente entgegengesetzter Polarität überlagert ist, so daß mithin auch bei der Uberlagerung mit einer Geisterbildkomponente gleicher Polarität dieselben nachteiligen Folgen, wie sie in Fig. 10 und 11 aufgezeigt sind, zu verzeichnen sind. Auch der Gewinnverstärker 16 mit einer gestörten Charakteristik führt zu demselben Resultat der ungenügenden Geisterbildbeseitigung. 10

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Transversalfilter der eingangs genannten Art für einen Geisterbildbeseitiger bereitzustellen, der einen Verstärker zufriedenstellender Linearität aufweist und dazu dienen kann, den Geisterbildanteil eines Videosignals komplett zu eliminieren, insbesondere aber auch den Ansprüchen an Integrierbarkeit zu genügen, wie dies bei der Aufzählung des Standes der Technik dargestellt worden ist.

Diese Aufgabe ist entsprechend dem Patentanspruch gelöst, wobei der Transversalfilter Verstärkertransistoren aufweist, welche durch komplementäre Verbindungen von P-MOS- und N-MOS-Transistoren geladen werden.

Die Erfindung ist anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines konventionellen

Geisterbildbeseitigers,

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Transversalfilters,

wie er in Fig. 1 benutzt wird,

Fig. 3 Signalformen von verschiedenen Punkten des Geisterbildbeseitigers,

Fig. 4 eine Darstellung eines konventionellen

Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen,

Fig. 5 eine Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 4,

Fig. 6 eine Darstellung eines konventionellen

Differentialverstärkers mit Lastkreisen
von N-MOS-Transistoren,

Fig. 7 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/

Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers
nach Fig. 6,
15

Fig. 8 eine Darstellung der Unterlastwiderstandscharakteristik des N-MOS-Transistors,

Fig. 9 eine Signalform in vereinfachter Darstellung für das Videosignal,

Fig. 10 eine Darstellung der Signalform des Videosignals mit überlagertem Geisterbild,

Fig. 11 eine Signalform des Videosignals verstärkt

mit einem Verstärker schlechter Linearität,

Fig. 12 eine schematische Darstellung des Differentialverstärkers mit einem C-MOS-Ladekreis entsprechend der Erfindung,

Fig. 13 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/

Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers
nach Fig. 12,
35

Fig. 14 eine Darstellung des Unter-Lastwiderstandes

eines P-MOS-Transistors im Verhältnis zur Spannung Drain/Source V ,

Fig. 15 eine Darstellung des Unterlastwiderstandes

eines C-MOS-Transistors im Verhältnis zu

^VDS»

Fig. 16 eine schematische Darstellung eines Differantialverstärkers mit einem Lastkreis

aus C-MOS-Transistoren und Verstärker P-MOS-Transistoren,

Fig. 17 eine Darstellung der Gleichstrom-Eingangs/ Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach

Fig. 16,

Fig. 18 eine schematische Darstellung eines Abgriff sverstärkers mit einem Lastkreis aus C-MOS-Transistorenpaaren und Verstärker

N-MOS-Transistoren, und

Fig. 19 eine Darstellung eines Abgriffsverstärkers mit einem Lastkreis aus C-MOS-Transistor-

paaren und Verstärker P-MOS-Transistoren.

Die Erfindung soll anhand der Fig. 12 ff näher erläutert werden.

Die Fig. 12 zeigt eine Ausführung des Verstärkers, wie er in dem erfindungsgemäßen Transversalfilter verwendet wird. Wie zuvor ausgeführt, benötigt der Abgriffsgewinnsteuerkreis für den Transversalfilter des Geisterbildbeseitigers ein Eingangsvideosignal und zwei Abgriffverstärkereingangssignale gleicher Amplitude, aber ent-

gegengesetzter Polarität. Die Ausführung nach Fig. 12 beinhaltet P-MOS-Transistoren 33, 34 in Parallelverbindung mit N-MOS-Transistoren 31, 32, welche zwei Sets von C-MOS-Transistorpaaren darstellen, welche die Lastkreise der Transistoren 27, 28 bilden. Fig. 13 zeigt die Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers nach Fig. 12. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V ,

au s

auf der Abszisse die Eingangsspannung V. dargestellt und die Kurven V₀^ und V_nfi zeigen den invertierten und nichtinvertierten Ausgang entsprechend. Die in der Fig. 13 dargestellte Charakteristik ist im wesentlichen identisch mit der Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen nach Fig. 5, der Grund hierfür soll im folgenden näher erläutert werden.

Werden nur N-MOS-Transistoren im Lastkreis verwendet, so variiert der Unterlastwiderstand R -N des N-MOS-

on

Transistors entsprechend der Größe des Eingangssignals, wie es in Fig. 8 dargestellt ist, was darin resultiert, daß zufriedenstellende Linearität nicht erzielt werden kann. Um hiermit zurecht zu kommen, werden P-MOS-Transistoren 31, 34 mit Unterlastwiderstandscharakteristiken, wie es in Fig. 14 dargestellt ist, parallel zu den N-MOS-Transistoren 31, 34 verbunden, so daß C-MOS-Transistorpaare bereitgestellt werden. Das C-MOS-Transistorpaar hat die Unterlastwiderstandscharakteristik, wie in Fig. 15 dargestellt ist und stellt im wesentlichen konstanten Unterlastwiderstand R -C gegenüber den Variationen der

on

Drain/Source-Spannungen ν_ης bereit, d.h. letztlich gegenüber der Variation der Eingangsspannung V. . Das Resultat hiervon ist, daß der Differentialverstärker mit Lastkreisen aus C-MOS-Transistoren 31, 32, 33, 34 eine Linearität vergleichbar der des Differentialverstärkers mit Widerstandslastkreisen nach Fig. 4 aufweist. Daraus folgt, daß ein Differentialverstärker mit äußerst ge-

ringen Störungen des Ausgangs ausgeführt ist.

Fig. 16 zeigt einen Differantialverstärker mit Verstärker MOS-Transistoren 35, 36 und P-MOS-Transistor 38 als Konstantstromquelle. In dieser Ausführung sind die Transistoren 35, 36 vom P-MOS-Typ, wobei auch der Transistor 38 vom P-MOS-Typ ist, und seine Torelektrode mit einer Vorspann ungsguelle 37 verbunden ist. Fig. 17 zeigt die Gleichstrom-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Differantial-Verstärkers nach Fig. 16. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V , auf der Abszisse die Eingangsspannung

3,US

V. dargestellt und die Kurven V₀₇ und V__fi repräsentieren invertierte und nicht-invertierte Ausgänge entsprechend. Die Ausführung nach Fig. 16 benutzt P-MOS-Transistoren 35, 36, 38, welche niedrigere Ausgangsspannungswerte bereitstellen, siehe Fig. 17, jedoch mit zufriedenstellender Linearität verglichen mit der Fig. 12 Ausführung. Der Unterlastwiderstand R -C der C-MOS-Transistoren 31, 32, 33, 34 kann zufriedenstellend eingerichtet werden, indem die Dimension des Torbereiches dieser Transistoren angepaßt wird. Die Energieaufnahme kann so gering wie bei derjenigen nach Fig. 12 eingerichtet werden.

Fig. 18 zeigt eine Ausführung eines Abgriffsverstärkers 16 für den Transversalfilter 3, bei dem der Verstärker einen Lastkreis aus C-MOS-Transistoren aufweist. Diese Ausführung beinhaltet einen N-MOS-Transistor 31 und einen P-MOS-Transistor 33 in den Lastkreisen, wobei der invertierte Ausgangskontakt 23 mit dem Eingang des Verzögerungselementes 15 des in Fig. 2 dargestellten Transversalfilters 3 verbunden wird. Der Eingangskontakt 25 wird zum Polaritätswahlschalter 17 der Fig. 2 geschaltet. Eingang 39 für die Abgriffsgewinnsteuerspannung erhält die analoge Spannung V. , die Abgriffsgewinnsteuerspannung, welche durch den D/A-Konverter 11 nach Fig. 1 bereitgestellt wird. Der Transistor 40 ist ein N-MOS-Transistor für die

Abgriffsgewinnsteuerung und der Transistor 27 ist ein N-MOS-Transistor für die Verstärkung.

Abgriffsverstärker werden konventionell mit Widerstandslastkreisen gebildet. Durch die Verwendung von C-MOS-Transistorpaaren 31, 33 an Stelle der Lastwiderstände wird der Unterlastwiderstand R -C der C-MOS-Transistoren

on

31, 33 konstant unabhängig von den Variationen der Spannung V__c in den Transistoren, wie in Fig. 15 dargestellt. Daraus folgt, daß der Verstärker nach Fig. 18 die Linearität vergleichbar derjenigen mit Verwendung von Lastwiderständen aufweist und die Unterlastwiderstandswerte R -C der C-MOS-Transistoren 31, 33 bestimmt on

werden kann durch angemessenes Setzen bzw. Bestimmen der Dimension des Torbereiches dieser Transistoren. Wird der Torbereich kleiner gemacht, so haben die Transistoren 31, 33 einen großen Unterlastwiderstand R -C, welches in eine Reduktion des Energieverbrauches mündet.

Fig. 19 zeigt einen Abgriffverstärker mit einem Transistor 35 zur Verstärkung und einen Transistor 41 zur Abgriffsgewinnsteuerung, beide Transistoren vom P-MOS-Typ. Diese Ausführung weist einen Lastkreis von C-MOS-Transistorpaaren 31, 33 auf, mit geringer Variation der Unterlastwiderstände R -C, so daß sich eine verbesserte, zufriedenstellende Linearität einstellt. Ein relativ großer Lastwiderstand kann durch angemessenes Setzen der Dimensionen des Torbereiches der Transistoren 31, 33 erzielt werden.

Wie aus der Darstellung der vorstehenden Ausführungen hervorgeht, kann mit der Verwendung von Lastkreisen mit C-MOS-Transistorpaaren ein Verstärker mit einer Linearität vergleichbar derjenigen mit Widerstandslastkreisen bereitgestellt werden und zwar unter Verbesserung des Beseitigensdes Geistereffektes. Zusätzlich hierzu kann

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ein großer Lastwiderstand erzielt werden, indem in angemessener Weise die Dimensionen der Torbereiche der C-MOS-Transistoren angepaßt werden, wodurch die Energieverbrauchssituation des Verstärkers wesentlich verbessert werden kann. Schließlich kann mit der erzielten Vergrößerung des Lastwiderstandes durch C-MOS-Transistoren gleichwohl eine Reduktion des Chipbereiches für einen integrierten Schaltkreis herbeigeführt werden, verglichen mit einem Verstärker mit Widerstandslastkreisen.

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Claims

PATENT- JÜiMD^-FiEC.RT-SÄNWAXTe BARDEHLE, PAGENBERGrpOST.iÄlTENBURG & PARTNER

RECHTSANWÄLTE PATENTANWÄLTE - EUROPEAN PATENT ATTORr

JOCHEN PAGENBERG or jur . li μ harvard-· HEINZ BARDEHLE dipl inc,

BERNHARD FROHWITTER dipl -ing · WOLFGANG A. DOST dr.dipl chfm

GÜNTER FRHR. v. GRAVENREUTH dipl-ing ₍fh)- UDO W. ALTENBURG dipl -phys

POSTFACH 86O62O, 8OOO MUNCHEl TELEFON (089)980361

Q / 1 Q C / ti TELEX 522791 pad d

O 4· I C)Dh J CABLE: PADBÜRO MÜNCHEN

BÜRO. GALILEIPLATZ 1, 8 MÜNCHE

datum 25. Mai 1984 A 5510 F/sc

Patentansprüche

i.1 .") Transversalfilter für einen Geisterbildbeseitiger eines Fernsehempfängers, bestehend aus:

a) einem ersten Verstärker (18), welchem ein Eingangsvideosignal zugeführt wird und welcher ein erstes Ausgangsvideosignal gleicher Polarität der des Eingangsvideosignals abgibt, sowie ein zweites Ausgangsvideosignal mit gleicher Amplitude des ersten Ausgangsvideosignals und umgekehrter Polarität gegenüber dem ersten Ausgangsvideosignal;

b) einer Vielzahl von Schaltern (17), welche mit dem ersten Verstärker (18) verbunden sind und selektiv das erste oder zweite Ausgangsvideosignal des ersten Verstärkers (18) weiter schalten;

c) einer Gruppe zweiter Verstärker (16), bestehend aus einer Vielzahl von variablen Gewinnverstärkern, welche mit den Schaltern (17) entsprechend verbunden sind, wobei jeder der Verstärker (16) einen Eingang für die Aufnahme einer Steuerspannung aufweist, mit der die Amplitude des ersten oder zweiten Ausgangsvideosignals, zugeführt durch die Schalter (17) variierbar ist;

d) einer Gruppe von Verzögerungsgliedern (151-155), bestehend aus einer Vielzahl von in Kaskade geschalteter Verzögerungselemente, wobei jedes der Verzögerungselemente mit einem korrespondierenden variablen Gewinnverstärker (C₁-Cj.) des zweiten Verstärkers (16) verbunden ist, wobei die Verzögerungselemente dazu dienen, das erste oder zweite Ausgangsvideosignal für eine vorbestimmte Zeit zu verzögern;
und

e) einem Addierer (14),der mit dem Ausgang der Verzögerungselemente verbunden ist und das verzögerte erste oder zweite Ausgangsvideosignal empfängt und dem ebenfalls das Eingangsvideosignal zugeführt wird, so daß das erste oder zweite Ausgangsvideosignal zu dem Eingangsvideosignal addiert wird,

dadurch gekennzeichnet , daß die Vielzahl der variablen Gewinnverstärker (C₁-C₅) der zweiten Verstärkergruppe (16) ein Verstärkungselement aus einem MOS-Transistor aufweisen, welcher geladen wird (Last) durch eine komplementäre Verbindung aus einem P-MOS-Transistor und einem N-MOS-Transistor, dergestalt, daß ein C-MOS-Transistorpaar entsteht.
2. Transversalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (18) ein Verstärkungselement aus einem MOS-Transistor enthält, welcher geladen wird (Last) durch eine Komplementärverbindung aus einem P-MOS-Transistor und einem N-MOS-Transistor, dergestalt, daß ein C-MOS-Transistorpaar entsteht.