DE3345429A1 - Verfahren zur messung der mehrdeutigen entfernung sowie doppler-impulsradar, bei dem dieses verfahren zur anwendung kommt - Google Patents
Verfahren zur messung der mehrdeutigen entfernung sowie doppler-impulsradar, bei dem dieses verfahren zur anwendung kommtInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der mehrdeutigen
Entfernung sowie ein Doppler-Impulsradar, in dem
dieses Verfahren zur Anwendung kommt.
In einem Dopplerradar, welches Impulse mit der Wiederholungsfrequenz
f R aussendet, ist das Spektrum des abgestrahlten
Signals aus einer Hauptlinie bei der Trägerfrequenz
f o und Seitenlinien gebildet, die auf beiden Seiten
der Trägerfrequenz f o in Abständen liegen, welche gleich
der Wiederholungsfrequenz f R sind. Das empfangene Signal
hat, bezogen auf das gesendete Signal, eine Verzögerung
erfahren, die gleich der Zeit ist, die das Signal benötigt,
um die Entfernung Radar-Ziel-Radar zu überwinden,
und weist zusätzlich eine Frequenzverschiebung f d aufgrund
des Dopplereffektes auf. Es enthält daher eine Hauptlinie
bei der Frequenz f o +f d sowie Seitenlinien, die in Abständen
f R , d. h. der Wiederholungsfrequenz, liegen.
Bestimmte Doppler-Impulsradargeräte weisen eine Entfernungsmehrdeutigkeit
auf, die auf der Tatsache beruht, daß
die Verzögerung des empfangenen Signals gegenüber dem gesendeten
Signal nur bis auf eine Wiederholungsperiode
genau bekannt ist. Dies trifft insbesondere zu,
wenn die Wiederholungsfrequenz der Impulse hoch ist. Diese
Entfernungsmehrdeutigkeit kann beseitigt werden, indem die
Wiederholungsfrequenz geändert wird. Während eines Zeitintervalls,
in welchem die Wiederholungsfrequenz konstant
ist, kann das Radargerät nur die mehrdeutige Entfernung
messen. Durch die Erfindung wird ein Verfahren zur Messung
der zweideutigen bzw. mehrdeutigen Entfernung geschaffen.
Ein bekanntes Verfahren zur Durchführung dieser Messung
besteht darin, das Empfangsfenster in zwei Hälften ("splitgate"
in der englischen Fachsprache) gleicher Breite zu
teilen und das Verhältnis
zu berechnen, worin P₁
und P₂ die Leistungen des Empfängerausgangssignals sind,
die der ersten bzw. zweiten Hälfte entsprechen.
Dieses Verfahren weist die folgenden beiden Mängel auf.
- - Die erhaltene Charakteristik (Messung der mehrdeutigen Entfernung in Abhängigkeit von der mehrdeutigen Entfernung) ist um den Nullpunkt nichtlinear;
- - die Charakteristik ist begrenzt, sobald der Absolutwert der mehrdeutigen Entfernung das Produkt der Lichtgeschwindigkeit mit einem Viertel der Breite des gesendeten Impulses überschreitet (Sättigungseffekt).
Die Erfindung ermöglicht die Behebung dieser Mängel durch
ein Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung.
Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens
besteht darin, daß eine lineare Charakteristik für den
Meßwert der mehrdeutigen Entfernung in Abhängigkeit von
dieser mehrdeutigen Entfernung erhalten wird.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die
Messung der mehrdeutigen Entfernung stets möglich ist, sofern
der empfangene Impuls nicht vollständig verdeckt ist.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß
für den Fall einer aus mehreren Zielen bestehenden Formation
eine Messung der mehrdeutigen Entfernung erhalten
wird, die linear über das gesamte Empfangsfenster ist, und
zwar für jedes der Ziele, mit einem sendeseitigen Formfaktor,
der kleiner als 0,5 ist.
Gemäß der Erfindung ist das Verfahren zur Messung der mehrdeutigen
Entfernung in einem Doppler-Verfolgungsradar, das
Impulse mit der Wiederholungsfrequenz f R aussendet und im
Inneren eines Empfangsfensters das von dem Ziel zurückgeworfene
Signal empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß die
Phasendifferenz Δϕ gemessen wird, die in dem empfangenen
Signal zwischen der Hauptlinie und einer Seitenlinie der
Ordnungszahl p vorhanden ist, welche auf dieselbe Frequenz
umgesetzt wurden, und die bis auf einen Koeffizienten einen
Meßwert der mehrdeutigen Entfernung bildet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich
aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der
Zeichnung zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Doppler-Impulsradars
zur Messung der mehrdeutigen Entfernung nach dem
erfindungsgemäßen Verfahren,
Fig. 2 ein Diagramm eines empfangenen Signals nach Verteilung
eines Empfangsfensters und
Fig. 3a bis 3c
Diagramme zur Erläuterung der Meßcharakteristik
bei der Messung der mehrdeutigen Entfernung als
Funktion von der Lage des empfangenen Impulses.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbild, welches ein
Radar im Verfolgungsbetrieb zeigt, ist mit r (t) das von
dem (nicht dargestellten) Ziel zurückgeworfene Signal
bezeichnet, welches von der (nicht dargestellten) Radarantenne
empfangen wird, während das durch das Radar gesendete
Signal ein Impulssignal e (t) mit konstanter Wiederholungsfrequenz
f R ist.
Bei einer Ausführungsform in Analogtechnik, auf die die
Erfindung aber nicht beschränkt ist, erfährt das von der
Antenne empfangene Signal r (t) zunächst eine zeitliche
Zerlegung durch einen Schaltkreis 1, der durch ein externes
Signal Sx gesteuert wird. Dieser Schaltkreis kann
z. B. ein Unterbrecher sein. Durch diese Zerteilung wird
ein Empfangsfenster erhalten, das an den gesendeten Impuls
angepaßt ist oder nicht an diesen angepaßt ist,
wobei ein angepaßtes Empfangsfenster dieselbe Breite
wie der gesendete Impuls aufweist und ein optimiertes
Signal/Rausch-Verhältnis ermöglicht.
Wie bereits erwähnt wurde und weiter unten noch gezeigt
wird, ist die Phasendifferenz zwischen der Hauptlinie
und einer Seitenlinie der Ordnungszahl p (die - wie bereits
erwähnt - in einem Abstand von pf R von der Hauptlinie
liegt) repräsentativ für die mehrdeutige Entfernung
des erfaßten Ziels.
Eine Phasendifferenz kann leicht zwischen Signalen gleicher
Frequenz gemessen werden. Folglich wird bei der in
Fig. 1 gezeigten bevorzugten, jedoch nicht einschränkenden
Ausführungsform die Frequenz der Seitenlinie mit der
Ordnungszahl p in die Frequenz der Hauptlinie umgesetzt,
oder aber es wird umgekehrt die Frequenz der Hauptlinie
in die Frequenz der Seitenlinie mit der Ordnungszahl p
umgesetzt.
Dies kann geschehen, indem ein Empfangs-Hilfskanal vorgesehen
wird, der als "Entfernungskanal" bezeichnet wird
und zusätzlich zu dem Hauptempfangskanal vorhanden ist,
welcher als "Summenkanal" bezeichnet wird, wobei der
Summenkanal und der Entfernungskanal die Eingangsssignale
R₁(t) bzw. R₂(t) empfangen, die hervorgegangen sind aus
der am Punkt A erfolgten Aufteilung des empfangenen und
zerhackten Signals R (t) auf die beiden Kanäle und die
folglich dasselbe Frequenzspektrum wie dieses Signal R (t)
haben.
In dem "Entfernungskanal" wird das Spektrum des empfangenen
und zerhackten SignalsR₂(t) in eine Frequenz pf R
umgesetzt. Eine der zwei Seitenlinien der Ordnungszahl p
ist somit auf die Ursprungsfrequenz f o +f d der Hauptlinie
des Signals R₂(t) umgesetzt, also auf die Frequenz der
Hauptlinie des empfangenen Signals R₁(t) oder R (t).
Diese Umsetzung des Spektrums des Signals R₂(t) wird
durch eine Untergruppe 3 vorgenommen. Bei einer nicht
einschränkenden Ausführungsform ist diese Untergruppe,
wie in Fig. 1 gezeigt, aus einer Schaltung 32 gebildet,
welche die Wiederholungsfrequenz f R mit einer ganzen natürlichen
positiven Zahl p multipliziert, sowie aus einer
Einseitenband-Modulationsschaltung 31, die das Signal der
Frequenz pf R vom Ausgang der Multiplizierschaltung 32
sowie das Signal R₂(t) empfängt, das durch die Aufteilung
des empfangenen und zerhackten Signals R (t) auf den
Summenkanal und auf den Entfernungskanal entstanden ist.
Das von der Umsetzungs-Untergruppe 3 abgegebene Signal
ist mit d (t) bezeichnet.
Die Hauptlinie des Signals R₁(t), also des empfangenen
Signals R (t), und die umgesetzten Seitenlinie der Ordnungszahl
p des Signals R₂(t), also des empfangenen Signals
R (t), haben dieselbe Frequenz und werden jeweils
durch ein schmalbandiges Filter ausgefiltert, das in dem
Summenkanal mit 2 und in dem Entfernungskanal mit 5 bezeichnet
ist. Die Filter 2 und 5 sind einander gleich
und geben das Signal S (t) bzw. D (t) derselben Frequenz
f o +f d ab, worin f o - wie erwähnt - die Trägerfrequenz
des gesendeten Signals und f d die Dopplerfrequenz des
erfaßten Zieles ist.
Die an den Ausgängen des Summenkanals und des Entfernungskanals
erhaltenen Signale S (t) und D (t) werden an
jeweils einen Eingang einer Schaltung 6 angelegt, welche
ihre Phasendifferenz Δϕ mißt und ein Signal abgibt,
das repräsentativ für die mehrdeutige Entfernung ist.
Diese Schaltung 6 ist z. B. ein Phasendetektor.
Dieses Signal Δϕ wird dann in einer Schaltung 7 verstärkt,
deren Verstärkung
beträgt, wenn die mehrdeutige
Entfernung in Metern ausgedrückt werden soll,
bzw.
wenn sie in Sekunden ausgedrückt werden
soll. Diese Besonderheit wird weiter unten in der
Beschreibung noch erläutert.
Bei einer anderen (nicht dargestellten) Ausführungsform
sind die beiden Signale S (t) und D (t) digital codierte
Signale. Die Phasendifferenz Δϕ zwischen den beiden Signalen
S (t) und D (t) wird dann durch die Schaltung 6
berechnet und anschließend mit dem Faktor g oder g′
multipliziert, um direkt einen Meßwert für die mehrdeutige
Entfernung zu erhalten, der unmittelbar für die
weitere digitale Verarbeitung verwertbar ist.
Die Arbeitsweise der in Fig. 1 beschriebenen Vorrichtung
wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert,
die das von der Antenne empfangene Signal R (t) nach
zeitlicher Zerhackung darstellt.
In Fig. 2 ist das dargestellte Signal das empfangene Signal
R (t) nach Zerteilung in angepaßte Empfangsfenster
durch ein Impulssignal Sx der Wiederholungsfrequenz f R
und mit der Impulsbreite τ.
Der Zeitpunkt Null ist willkürlich gewählt; mit T wird
die der Mitte eines der Impulse, aus denen das Signal
R (t) besteht, entsprechende Zeit bezeichnet. Da das Signal
R (t) periodisch ist, besteht es aus Frequenzlinien,
die Vielfache von f R sind.
Seine Zerlegung in eine Fourierreihe führt zu folgender
Darstellung:
In der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung gibt das Filter 2,
das aus dem Signal R (t) die Frequenzlinie Null ausfiltert,
das Signal
ab.
In dem zweiten Kanal ("Entfernungskanal") der in Fig. 1
gezeigten Vorrichtung gibt der Modulator 31 das Entfernungssignal
d (t) ab, das durch Multiplikation des
Signals R (t) mit einem Bezugssignal pf R entstanden ist
(p≧1, p: natürliche Zahl). Durch Zerlegung in eine
Fourierreihe wird also erhalten:
Durch die in der Filterschaltung 5 vorgenommene Filterung
wird die Hauptlinie der Frequenz Null ausgefiltert:
Der zweite Kanal oder "Entfernungskanal" trennt also die
Seitenlinie der Ordnungszahl p des empfangenen Signals
ab, nachdem er es auf dieselbe Frequenz wie die Hauptlinie
umgesetzt hat.
Bei der obigen Berechnung wurde angenommen, daß das
empfangene Signal die Trägerfrequenz Null hat, wodurch
es ermöglicht wird, die Höchstfrequenzphase des Signals
unberücksichtigt zu lassen. Es kann aber leicht gezeigt
werden, daß hierdurch die Allgemeinheit der Berechnung
nicht beeinträchtigt wird.
Die Darstellung des Modulators 31 durch die Formel
legt den in Fig. 2 mit Null bezeichneten Zeitpunkt
auf denjenigen Zeitpunkt fest, wo die Phase des
Modulators 31 Null ist, d. h. wo die Phase des Umsetzsignals
(der Frequenz pf R ) gleich Null ist.
Wenn in dem D (t) angebenden Ausdruck sin (p π · f R τ) positiv
ist, wenn also p eine ganze natürliche Zahl ist, die zwischen
2a/b und
liegt, mit a als ganze natürliche
Zahl und b = τ/T R als Formfaktor des gesendeten Impulses,
so ist die Phasendifferenz Δϕ zwischen S (t) und D (t)
(welche dieselbe Frequenz haben), gleich:
Δϕ = ϕ [S (t)] - ϕ [D (t)] = 0 - (- 2 π p · f R T) = 2 π p · f R T-.
Wenn sin (p π f R τ) negativ ist, wenn also p eine ganze,
positive natürliche Zahl zwischen
und 2a/b ist, so
ist die Phasendifferenz Δϕ = 2 π p f R T + π.
Dieselbe Überlegung gilt in den beiden Fällen des positiven
oder negativen Sinus und wird nachfolgend für den
Fall eines positiven Sinus angegeben.
Die Phasendifferenz wird durch die in Analogtechnik oder
Digitaltechnik ausgeführte Phasendetektorschaltung 6 bestimmt.
Eine Phase ist bis auf 2τ genau bekannt. Die Mehrdeutigkeit
der Phasendifferenz Δϕ ist also 2τ und kann folgendermaßen
geschrieben werden:
Δϕ = 2 π p f R T + q 2 π,
worin q eine relative ganze Zahl ist.
Die Phasendifferenz ΔΦ kann auch ausgedrückt werden durch:
Die Mehrdeutigkeit von T, d. h. dem Zeitintervall zwischen
dem Mittelpunkt des verarbeiteten Impulses und dem Zeitpunkt
Null (wo der Modulator 31 die Phase 0 aufweist),
ist also gleich
die Wiederholungsperiode der Sendeimpulse ist.
Aus der Gleichung (1) wird also erhalten:
Die Phasendifferenz Δϕ ist also, bis auf den Koeffizienten
der in Sekunden angegebene Meßwert des
Zeitintervalls T zwischen dem Zeitpunkt Null und dem der
Mitte des verarbeiteten Impulses entsprechenden Zeitpunkt,
wobei dieses Zeitintervall die Mehrdeutigkeit
aufweist. Dieser in Sekunden angegebene Meßwert ist auch
die Zeit, die das gesendete Signal benötigt, um die gesuchte
mehrdeutige Entfernung zweimal zu durchlaufen.
Die Phasendifferenz Δϕ ist also bis auf den Koeffizienten
der in Sekunden ausgedrückte Meßwert y
der mehrdeutigen Entfernung.
Wenn mit c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet wird, so
ist der Meßwert y der mehrdeutigen Entfernung, die in
einem Zeitintervall T′ = T2 = g/2 Δϕ durchlaufen wird,
also gleich
Die Phasendifferenz Δϕ ist also bis auf den Koeffizienten
gleich dem in Metern ausgedrückten
Meßwert y für die mehrdeutige Entfernung.
Fig. 3a zeigt den gesendeten Impuls für den Fall eines
Formfaktors 1/5, und Fig. 3b zeigt das Empfangsfenster
mit dem Formfenster 4/5.
Fig. 3c zeigt die für diesen Fall erhaltene Charakteristik
der Phasendifferenz Δϕ, worin auf der Abszisse x die
Verschiebung des empfangenen Impulses r (t) vor dem Heraustrennen
des Empfangsfensters durch den Schaltkreis 1
aufgetragen ist.
Für
ist der Impuls durch die Zerteilung
beschnitten worden, und folglich stimmt die Mitte des
verarbeiteten Impulses nicht mit der Mitte des empfangenen
Impulses überein. Es tritt daher eine plötzliche
Steigungsänderung an den Enden der Charakteristik auf.
Die Charakteristik ist aber für
vollkommen
linear.
Im allgemeinen ist der Formfaktor empfangsseitig sehr
ähnlich dem Formfaktor auf der Sendeseite, damit das
Signal/Rausch-Verhältnis maximal ist, und in den meisten
Fällen kann p = 1 gesetzt werden, also die erste Seitenlinie
des Spektrums verwertet werden.
Wenn aber der Formfaktor klein ist und insbesondere
kleiner als 0,5 ist, so kann nur ein Teil der Charakteristik
ausgewertet werden, und die Steigung der Charakteristik
ist gering.
Um diesem Mangel abzuhelfen, wird in diesem Falle nicht
die erste Seitenlinie des Spektrums (p = 1), sondern
eine höhere Harmonische von f R mit der Ordnungszahl p
ausgewertet, um die Steigung der Charakteristik mit p
zu multiplizieren, gemäß den obigen Erläuterungen für
den allgemeinen Fall der Verarbeitung einer Seitenlinie
mit der Ordnungszahl p.
Die vorliegende Erfindung weist folgende Vorteile auf:
Wenn die unzweideutige Entfernung eines Zieles aus den
aufeinanderfolgenden Messungen der mehrdeutigen Entfernung
geschätzt wird, welche für die verschiedenen Werte
der Wiederholungsfrequenz erhalten werden, so kann wegen
der erhaltenen Linearität der Charakteristik eine Korrektur
der Meßwerte durch Berechnung entfallen.
Überdies ist die Messung der mehrdeutigen Entfernung
stets möglich, sofern der Impuls nicht vollständig verdeckt
ist. Wenn nämlich der Impuls teilweise verdeckt
ist, wird die Steigung der Charakteristik durch zwei
dividiert. Da die resultierende Kurve vollkommen monoton
bleibt, kann dieser Effekt kompensiert werden.
Wenn eine aus mehreren Zielen bestehende Formation vorliegt,
so sind die Entfernungen der Ziele von dem Radargerät
nicht einander gleich. Um sie gleichzeitig verarbeiten
zu können, ist es dann erforderlich, ein viel
breiteres Empfangsfenster als den gesendeten Impuls mit
einem Formfaktor von weniger als 0,5 zu verwenden. Die
in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung ermöglicht es, für jedes
dieser Ziele einen Meßwert für die mehrdeutige Entfernung
zu erhalten, der in dem gesamten Empfangsfenster
linear ist.
Die Erfindung ist insbesondere auf die Messung von mehrdeutigen
Entfernungen in einem Doppler-Impulsradar anwendbar,
das mit hoher Wiederholungsfrequenz arbeitet.
Claims (10)
1. Verfahren zur Messung der mehrdeutigen Entfernung in
einem Doppler-Verfolgungsradar, welches Impulse mit der
Wiederholungsfrequenz f R aussendet und das von dem Ziel
zurückgeworfene Signal in einem Empfangsfenster empfängt,
dadurch gekennzeichnet, daß nacheinander folgende
Schritte durchgeführt werden:
- - ein erster Verfahrensschritt der Umsetzung der Hauptlinie und einer Seitenlinie der Ordnungszahl p im durch das Radar empfangenen Spektrum auf dieselbe Frequenz, worin p eine ganze natürliche Zahl ist;
- - ein zweiter Verfahrensschritt der Messung der Phasendifferenz zwischen den umgesetzten Frequenzlinien;
- - ein dritter Verfahrensschritt der Multiplikation der Phasendifferenz mit einem Koeffizienten, um einen Meßwert für die dem Ziel entsprechende mehrwertige Entfernung zu erhalten.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasendifferenz multipliziert wird mit einem
Koeffizienten
um die mehrdeutige Entfernung
in Sekunden auszudrücken, oder mit einem Koeffizienten
worin c die Lichtgeschwindigkeit
ist, um die mehrdeutige Entfernung in Metern auszudrücken.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Verfahrensschritt der Messung der Phasendifferenz
(Δϕ) nacheinander folgende Schritte umfaßt:
- - Aufteilung des empfangenen Signals auf einen ersten Verarbeitungskanal und einen zweiten Verarbeitungskanal, die parallel verlaufen;
- - Umsetzung des empfangenen Signals in dem zweiten Verarbeitungskanal mit einem Signal der Frequenz p f R ;
- - schmalbandige Filterung in dem ersten sowie in dem zweiten Verarbeitungskanal, um die nicht umgesetzte Hauptlinie des empfangenen Signals und das umgesetzte empfangene Signal auszufiltern;
wobei die Phasendifferenz (Δϕ) zwischen den beiden
Hauptlinien proportional zu der mehrdeutigen Entfernung
des erfaßten Zieles ist.
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Seitenlinie mit der Ordnungszahl p auf die
Frequenz der Hauptlinie des empfangenen Signals umgesetzt
wird.
5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Frequenz der Hauptlinie des empfangenen Signals
auf die Frequenz der Seitenlinie mit der Ordnungszahl p
umgesetzt wird.
6. Dopplerradar, das über eine Antenne Impulse mit der
Wiederholungsfrequenz f R aussendet und über dieselbe Antenne
das von dem Ziel reflektierte Signal R (t) empfängt,
das durch ein Empfangsfenster zerteilt wird, dadurch
gekennzeichnet, daß es ferner enthält:
- - Mittel (3) zum Empfangen des von dem Ziel reflektierten Signals (R (t)) und Umsetzen einer Seitenlinie der Ordnungszahl p, wobei p eine ganze natürlich positive Zahl ist, und der Hauptlinie auf dieselbe Frequenz;
- - erste und zweite schmalbandige Filter (2, 5) zum Herausfiltern der Hauptlinie (S (t)) und (D (t)) der umgesetzten Signale, die von den Umsetzmitteln (3) abgegeben werden; und
- - Meßmittel (6) zur Messung der Phasendifferenz zwischen den Signalen |S (t) und D (t)| gleicher Frequenz hinter dem Ausgang des ersten bzw. des zweiten Filters (2, 5), wobei die Meßmittel (6) ein Signal (ΔΦ) abgeben, dessen Amplitude proportional zu dem Meßwert der mehrdeutigen Entfernung des Ziels ist.
7. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß ferner Mittel (7) zum Multiplizieren des
Ausgangssignals der Meßmittel (6) mit einem Faktor
und zum Ausgeben des in Sekunden ausgedrückten
Meßwerts der mehrdeutigen Entfernung des Zieles vorgesehen
sind.
8. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Umsetzmittel (3) enthalten:
- - eine Multiplizierschaltung (32) zum Multiplizieren der Wiederholungsfrequenz (f R ) der gesendeten Impulse mit einem Faktor p, wobei p eine ganze natürliche Zahl ist, die gleich 1 oder größer als 1 ist; und
- - einen Einseitenband-Modulator (31), der an einem ersten Eingang das empfangene Signal R (t) und an einem zweiten Eingang das Impulssignal mit der Wiederholungsfrequenz p f R vom Ausgang der Multiplizierschaltung (32) empfängt.
9. Doppler-Impulsradar nach Anspruch 6 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Meßmittel (6) durch einen Phasendetektor
gebildet sind.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |