DE2800152A1 - Verfahren und radarschaltung zur messung der hoehe eines sich unter niedrigen erhebungswinkeln bewegenden ziels - Google Patents

Description

DIETRICH LEWINSKY , _τ

HEINZ-JOACHIM HUBER ^{3# Januar 1978}

* '-^fER PRIETSCH 10.08l-IV/Hg

Thomson-CSF, Bl. Haussmann 173, F-75OO8 Paris (Frankreich)

; Verfahren und Radarschaltung zur Messung der Höhe
eines sich unter niedrigen ErhebungswinkeHbewegenden Ziels

Priorität: 7« Januar 1977, Frankreich.. Nr. 77 ΟΟ37¹»

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Höhe eines
sich unter niedrigen Erhebungsviinkeln bewegenden Ziels und ein
Verfolgungsradar zur Durchführung dieses Verfahrens.

Die Verfolgung eines Ziel mit Hilfe eines Monopulsradars geschieht gewöhnlich sehr exakt, solange die Höhe des Ziels ausreichend groß ist, um Störungen durch den Erdboden oder die Meeresoberfläche auszuschließen.

Bewegt sich das Ziel in sehr geringer Höhe, beispielsweise in
einer Höhe, die kleiner als die Breite der Keule der Antenne
ist, empfängt die Antenne nicht nur von dem Ziel direkt reflektierte Energie sondern auch von dem Ziel reflektierte und ein
weiteres Mal am Boden oder an der Meeresoberfläche reflektierte
Energie. Wenn der Boden oder die Meeresoberfläche gleichförmig
sind, handelt es sich bei dieser weiteren Reflexion um eine Spiegelreflexion; die Antenne empfängt aber auch vom Ziel reflektierte und nachfolgend noch mehrfach an den genannten Oberflächen
reflektierte Energie, wenn diese Oberfläche relativ stark gegliedert ist (aiffuse Reflexion).

In diesem Fall führt die klassische Verarbeitung der Summen- und der Radarinformation zu fehlerhaften Ergebnissen. Bei einem Mono-

-2-

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'Γ?· 28OO ib2

pulsradar ist unter günstigen Verfolgungsbedingungen der das Dif· ferenzsignal darstellende Vektor entweder in Phase oder liegt gegenphasig zu dem das Summensignal darstellenden Vektor. Wenn Spiegelreflexion oder diffuse Reflexion im Fall von Zielen in niedriger Höhe vorliegen, verändert das Vorhandensein der Spiegelbilder des Ziels das von dem Radar empfangene Signal vollständig, so daß das Radar keine korrekte Verfolgung mehr durchführen kann.

Untersuchungen dieses Problems haben gezeigt, daß der Winkel, den die Visierachse des Radaas mit der Richtung zum Ziel, der sogenannte Ablagewinkel, der bis auf einen Proportionalitätskoeffizienten gleich dem Verhältnis der Werte des Differenzsignals und des Summensignals ist, keine reelle Größe mehr sondern eine komplexe Größe ist, mit anderen Worten, das Differenzsignal ist nicht mehr parallel (kolinear) mit dem Sumaansignal sondern schließt mit diesem einen bestimmten Winkel ein. Hieraus ergibt sich, daß dieses Differenzsignal eine mit dem Summensignal parallele (kolineare) Komponente umfaßt, die den Realteil bildet, sowie eine rechtwinklige KompoBante, die den Imaginärfeail bildet

Dieselben Untersuchungen haben ergeben, daß zur Gewinnung einer Ablageinformation und folglich zur korrekten Höhenbestimmung des Ziels unter diesen Umständen diese beiden Komponenten berücksichtigt werden müssen, denn eine Ermittlung der Höhe allein mit Hilfe der reellen Komponente würde zu fehlerhaften Ergebnissen führen. Ein Verfahren zur Bestimmung der Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Zieles mit Hilfe eines Monopulsradars ist beschrieben in dem Aufsatz "Complex Indicated Angles Applied to Unresolved Radar Targets and Multipath", erschienen in IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems vol AES 7, Nr. 1, Januar 1971, Seiten 160 bis 170.

Im Falle eines Zieles mit einem einzigen Spiegelbild wird bei diesem Stand der Technik berücksichtigt, daß der Summenkanal zwei Werte S_A und S_ liefert, die den jeweiligen ,Echos des Zieles A und seines Spiegelbildes B entsprechen, und daß das Summen

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"³Vg. 2800Ί52

signal S die Resultierende der Signale S. und S ist, nämlieh S = S. + Sg, wobei A und B die Ablagewinkel des Zieles bzw. seines Bildes sind.

Das resultierende Differenzsignal D ist ebenfalls die vektoriel-Ie Summe von Signalen D. und D_ß, die dem Echo des Ziels bzw. dem Echo seines Spiegelbildes in dem Höhen-Differenzkanal entsprechen. Es wird nur der Höhenwinkel betrachtet, weil die Bestimmung des Seitenwinkels im angenommenen Fall kein Problem darstellt. Man kann also auch schreiben D = D_A + D_ = K (AS. + BSg), worin K ein Proportionalitätsfaktor ist; dieser Ausdruck ist analog zu dem Ausdruck, der den Ablagewinkel des Ziels im Verhältnis zu der Visierachse des Radars bei einem Monopulsradar im klassischen (ungestörten) Fall liefert.

B If
Man setzt dann g- = gre ^J , worin g das Verhältnis des Antennen gewinns in der Richtung des Zielechos und des Antennengewinns in der Richtung des Zielechos und des Antennengewinns in der Richtung des Echos des Zielbildes, r der Absolutwert des Reflexionskoeffizienten der reflektierten Welle und !f die Phasenverschiebung zwischen diesen beiden von dem Radar empfangenen Werten bedeuten; fler Wert w =■ wird dann ein komplexer Ausdruck:

A t B gre ^

1 + gre <J^y
worin A und B die zuvor definierten Ablagewinkel sind.

Für ein isoliertes Ziel ist die Funktion (1) reell (g = 0) und stellt den Ablagewinkel A dar. Im Falle eines Zieles, das von seinem Spiegelbild begleitet wird, ist diese Funktion komplex und beschreibt den sogenannten komplexen Winkel.

Wenn man annimmt, daß während eines kurzen Augenblicks die Größei A und B praktisch konstant bleiben, ist das Produkt gr invariant und wenn die Phasenverschiebung zwischen den Echos entsprechend dem Ziel und seinem Spiegelbild nichtsdestoweniger sich hinreichend ändert, kann man zeigen, daß das Ende des Vektors, der die

Gleichung (1) darstellt, einen Kreis beschreibt, der einer Kreis familie angehört, deren Grenzkreise durch die Enden der reellen Vektoren mit den Beträgen A und B gebildet werden. Somit gehört zu jedem Wert des Produktes gr ein Kreis der Familie. Eine zweite Kreisfamilie oder Kreisschar, die orthogonal zu den zuvor genannten verläuft, wird erhalten, wenn sich gr ändert und:? konstant bleibt, wobei diese Kreise durch die zuvor definierten Grenzkreise oder Grenzpunkte gehen.

Das Verfahren nach dem Stand der Technik besteht folglich darin, zunächst den Wert des Produktes gr zu bestimmen und dann für den bekannten Wert von gr den Verlauf (die Änderung) des komplexen Winkels mit den Kurven entsprechend den möglichen zeitlichen Änderungen der Werte der Winkel A und B für eine Anzahl von Bahnen zu korrelieren.

Eine später vorgenommene Verbesserung dieses Verfahrens bestand darin, mit Prequenzdiversity oder ggf. mit Zeitdiversity zu arbeiten, um drei Punkte eines Kreises zu bestimmen, der einem konstanten Wert von gr entspricht. Die Errechnung des Wertes des Winkels A ist dann möglich. Dennoch besitzen diese zwei Verfahren bestimmte Nachteile. Zunächst bestehen gewisse Doppeldeutigkeiterji, die auf die zahlreichen möglichen Schnitte der jeder der möglichen Bahnen entsprechenden Kurve, die im allgemeinen eine Spirale ist, zurückzuführen sind. Die Zahl der Schnitte und demzufolge der Doppeldeutigkeiten wächst rasch mit der Sendefrequenz und der Höhe des Radars über dem Boden oder der Meeresoberfläche. Im Ergebnis kann daher ein solches Verfahren beispielsweise in den Bändern K und K nicht angewandt werden. Außerdem erfordern diese Verfahren eine genaue Kenntnis des Produktes gr.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß die zuvor geschilderten Verfahren verwickelt sind und das Empfängerrauschen sich nachteilig auf die Meßgenauigkeit auswirkt. Außerdem zeigt sich eine sehr starke Beeinträchtigung der Meßgenauigkeit bei Vorhandensein von diffusen Reflexionen, selbst wenn diese relativ schwach sind. Schließlich sind die genannten Verfahren nur im Bereich

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der Linearität der Monopuls-Ablagemessung anwendbar, was auf den Aufbau der Punktion (1) zurückzuführen ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Messung der Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Zieles zu schaffen, das von den vorstehend erwähnten Nach-jteilen frei ist. Nach einem Merkmal der Erfindung wird bei angenommenem Fehlen von diffusen Reflexionen die Höhe eines sich unter niedrigen Erhebungswinkeln bewegenden Zieles durch folgende Schritte ermittelt:

- Ermittlung der Ablagespannung E für eino Vielzahl von im Durchlaßbereich des verwendeten Radargerätes liegenden Fre-j quenzen,

- Ermittlung der sich in Quadratur zu dem Summenkanal befindenden Komponente DQ des Differenzkanals für dieselben Frequenzwerte,

- Ordnung der erhaltenen Werte nach steigenden oder fallenden Frequenzen F^, wobei E. die Ablagen und DQ^ die geordneten, entsprechenden Quadraturkomponenten bedeuten,

- Aufsuchen des Extremwertes DQ der Folge der Werte DQ,

- Prüfung, Bestätigung oder Berichtigung der Ab !abmessung E entspreche
den wurde.

Entsprechend der Frequenz F , für die ein Extremwert gefun-

Nach einem anderen Merkaal der Erfindung werden unter der Annahm? des Vorhandenseins von diffusen Reflexionen die Werte E^ und DQ- durch Werte ET und DQ. ersetzt, die durch Mittelwertbildung aus η aufeinanderfolgenden Elementen wie folgt erhalten werden:

^Ei-n+l ^Ei-n+2···· ^Ei ^{oder DQ}i - n+1« ^DQi-n₊2'··· ^DQi'

I)QT

sodann werden die Extremwerte der Folge der Werte ÜQT aufgesucht und es folgt die Prüfung, Bestätigung oder Berichtigung des entsprechenden Ablagemeßwertes ET , der der Frequenz ent-

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spricht, für die ein Extremwert gefunden wurde.

Das Verfahren nachder Erfindung sowie eine Schältung zu seiner Durchführung wird nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Anzahl von Kurven für die Ermittlung des Ablagewinkels und der Quadraturkomponente des Differenzvektore,

Fig. 2 eine geometrische Darstellung der verarbeiteten Summen- und Differenzsignale,

Fig. 3 eine Darstellung der Echos im Summenkanal und im Differenzkanal in Abhängigkeit vom Ablagewinkel,

Fig. ^ ein Blockschaltbild eines Verfolgungsradars zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines Filters und der Prüfachaltung,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsschaltung und

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung des Quadratur-Differenzkanals .

Einleitend wurden die Schwierigkeiten erläutert, die bei der Beet immung der Höhe eines Zieles auftreten, das sich in sehr niedr: gen Höhen, die im allgemeinen kleiner als die Breite des Richtstrahls einer Monopuleradarantenne sind, bewegt. Es wurde daran erinnert, daß in diesen Fällen der Boden oder die Meeresoberfläche Spiegel bilden, die in Folge der Reflexion der von dem Ziel zurückgeschickten Energie an der Meeresoberfläche oder dem Boden ein Spiegelbild des Ziels erzeugen. Man kann zeigen, daß unter diesenUmständen der Summenvektor und der Differenzvektor sowohl nach Amplitude als auch nach Phase stark gestört sind und daß die nach der üblichen Monopulstechnik durchgeführte Verarbeitung dieser Signale keine korrekten Werte für den Ablagewin-

ο btä

kel mehr liefert. Dies wirkt sich bei einem Verfolgungsradar, das ein Monopulsradar ist, so aus, daß eine korrekte Verfolgung in der Höhenebene bei einem solchen Ziel nicht mehr möglich ist.

Es wurde ferner dargelegt, daß eine Lösung des Problems der genauen Bestimmung eines Erhebungswinkels eines niedrig fixenden Zieles, das von einem Monopulsradar verfolgt wird, vorgeschlagen wurde, die den sogenannten komplexen Ablagewinkel benutzt und das Höhen-Differenzsignal, das nicht mehr in Phase mit oder gegenphasig zu dem Summenvektor ist, in die reelle Komponen te und in die imaginäre Komponente oder Quadraturkomponente, die rechtwinklig zu dem Summenvektor ist, aufspaltet-. Die Art und Weise, in der diese Größen ausgewertet werden, läßt jedoch noch gewisse Doppeldeutigkeiten bestehen, die mit der Lehre nach der vorliegenden Erfindung vermieden werden.

Ausgegangen wird hierzuVon einem Monopulsradar bekannter Art, mit dem die Ablagemessungen in bekannter Weise durchführbar sind Zusätzlich wird jedoch auch noch diejenige Komponente des Differenzkanals ausgewertet, die sich in Quadratur (orthogonal) mit dem Summenkanal befindet und die als Quadraturkomponente des Differenzsignals, kurz einfach als Quadraturkomponente, bezeichnet wird.

Gemäß der Erfindung werden in dem Frequenzband, in dem das Radar arbeitet, Ablagemessungenauf der Grundlage der am Antennenausgang gebildeten Summen- und Differenzwerte der Signale durchgeführt. Für die Ablagemessungen wird diejenige Komponente dieser Differenz benutzt, die gleichphasig mit oder gegenphasig zu der Summe liegt. Diese Ablagemessungen werden für eine große Zahl von Frequenzwerten innerhalb der Durchlaßbandbreite des Radars durchgeführt. Dies geschieht schrittweise, damit Festechos oder Störechos geringer Geschwindigkeit ausgeblendet werden können (sogenannter Moving Target Indicator). Die von dem Monopulsradar verarbeiteten Signale werden folglich zunächst nach einem der bekannten Verfahren zur Unterdrückung von Störechos, die durch Reflexion an der Meeresoberfläche oder an der Erdbodenober fläche verursacht sind, behandelt. Für jede betrachtete Fre-

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" 4*

quenz wird daher eine bestimmte Anzahl von Impulsen gesendet. Gleichzeitig wird bei jeder dieser Frequenzen eine Ablagemessung durchgeführt. Bei einer zwischen 35 und 39 GHz liegenden Bandbreite von 4 GHz werden beispielsweise l6O Messungen bei im Abstand von 25 MHz aufeinanderfolgenden Frequenzen durchgeführt.

Alle bei diesen verschiedenen Frequenzen erhaltenen Ablagemessungen ergeben eine Kurve, die den Verlauf der Kurve I in Fig. 1 haben kann, wobei auf der Abszisse die Frequenzen und die entsprechenden Entfernungen und auf der Ordinate der Wert der AbIa-' gespannung aufgetragen sind. Der Verlauf der die gemessenen Augehblickswerte der Ablage eines niedrig fügenden Zieles darstel- j lenden Kurve ist auf zwei sich überlagernde Effekt zurückzuführen, nämlich eine langsame Änderung großer Amplitude, die auf die wenig frequentselektive Spiegelreflexion zurückgeht und eine Änderung höherer Frequenz, die im betrachteten Bftispiel geringere Amplitude besitzt und die auf die sehr frequentselektiven, diffusen Reflexionen zurückgeht.

Um im Rahmen des Möglichen den Einfluß insbesondere von diffusen Reflexionen zu verringern, wird der Mittelwert der verschiedenen Messungen bestimmt. Dieser Mittelwert wird aus einer solchen Anzbhl von bei unterschiedlichen Frequenzen festgestellten Meßwerten gebildet, daß die auf die diffusen Reflexionen zurückzuführenden, raschen Änderungen verschwinden; die Anzahl der Meßwerte daff jedoch nicht so groß sein, daß die Änderung aufgrund der Spiegelreflexion verschwindet. Es wird daher ein sogenannter gleitender Mittelwert gebildet, der für den Mittelwert der Ablagemessung durch folgenden Ausdruck beschrieben wird:

m=i

TI m=i-N+l

^Em»

worin N die Anzahl der Frequenzwerte bedeutet. Die Kurve I geht dadurch in die Kurve III über.

Zur Bildung eines gleitenden Mittelwertes wird eine Anzahl N von ggfs. aufeinanderfolgen Frequenzen betrachtet und

80983B/0S1 A

-y-

aus den für diese N Frequenzen erhaltenen Ablagewerten wird das Mittel gebildet. Für die nächste Mittelwertbildung wird dieselbe Zahl von N Frequenzen, jedoch verschoben um einen Meßwert, herangezogen, das heißt es wird der erste Wert der N vorhergehenden Frequenzen weggelassen und durch den Wert für die
Frequenz N+l ersetzt. In dieser Weise wird fortgefahren, bis
alle Frequenzen bzw. die hierfür erhaltenen Ablagewerte berücksichtigt sind. j

i Gleichzeitig wird für alle gewählten Frequenzen der Wert der ^!

Quadraturkomponente des Differenzsignales ermittelt. Die so j erhaltenen Werte ergeben die Kurve II in Fig. 1, für die der j Ordinatenmaßstab (DQ) rechts aufgetragen ist.

Der Verlauf dieser Kurve ist denselben Effekten zuzuschreiben, die zuvor bereits in Verbindung mit der Kurve I genannt wurden. Um sich im Rahmen des Möglichen von diesen Effekten freizuma- , chen, wird in der bereits beschriebenen Weise auch hier ein ' Mittelwert gebildet. Der Mittelwert der Quadraturfomponente j

ist durch den folgenden Ausdruck gegeben: I

m=i '■

msi-N+1
Die Kurve II wird dann zur Kurve IV.

Man stellt fest, daß diese Kurve einen Extremwert im Punkt H
durchläuft. Diesem Punkt H entspricht auf der Kurve III ein
Punkt G, dessen Ordinate mit einem sehr geringen Fehler dem
genauen Wert des Ablagewinkels des Zieles entspricht. Die Feststellung eines Extremwertes der Mittelwerte der Quadraturkomponente des Differenzsignals geschieht durch Filterung der 2p
j letzten für diese Komponentenerhaltenen Werte. Die Filterung
! besteht in der Bildung einer bewerteten algebraischen Summe
■■ dieser 2p Werte, wobei die ρ ersten Werte mit dem Koeffizienten +1 und die ρ letzten Werte mit dem Koeffizienten -1 versehen werden.

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Das Vorhandensein eines Extremwertes V_ wird dann mit Hilfe des folgenden Ausdruckes festgestellt:

V₁ = V DS₁ - Y^ EÜL für l>2p. j I=T - 2p+l i=l -p+1

j
j Ein Extremwert mit deiA Index 1 liegt vor, sobald das Produkt

! V₁₊ . ^v ₁₊₁ das Vorzeichen wechselt.

ι Somit gestattet die Kenntnis des Vorhandenseins eines Extremwertes des Mittelwertes der Quadraturkomponente des Differenzsig- ; nales die Ermittlung oder überprüfung des entsprechenden Mittelwertes der Ablagemessung.

Im angegebenen Beispiel ist nur ein solcher Punkt vorhanden. Unter anderen Bedingungen (nähergelegenes oder höherfliegendes Ziel) können mehrerer solcher Punkte auftreten. Das Verfahren hat auch dann Gültigkeit.

Vorstehend wurde ein vereinfachtes Beispiel einerseits für die Errechnung des Mittelwertes ET und andererseits für die Bestimmung eines Extrems unter Verwendung von gleichen Bewertungskoeffizienten +1 oder -1 angegeben. Diese Bestimmungen können durch Verwendung unterschiedlicher Bewertungen verbessert werden, die vorzugsweise eine gerade Symmetrie für die Errechnung des Mittelwertes und eine ungerade Symmetrie für die Bestimmung des Extremwertes haben.

Im folgenden wird zunächst am Beispiel einer Vektordarstellung die Gültigkeit des beschriebenen Verfahrens erläutert, und zwar wiederum für den Fall, daß ein Extremwert der Änderung des Quadraturvektors des Differenzsignales den in diesem Augenblick für den Ablagwwinkel des Ziels ermittelten Wert als den richtigen Wert bezeichnet. Dabei wird die Ausleuchtung des Ziels als konstant angenommen.

Fig. 2 bezieht sich auf einen solchen Fall. Im Falle einer klas-

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sischen Monopulsverfolgung wird die Ablage des Ziels ausgehend von dem durch das Quadrat des Summensignals normierten, skalaren Produkt Tf · S* ermittelt, also durch

Für das Ziel allein ergibt sich E = g— , wobei die zwei Vektoren Tt und S. kolinear sind. Im Fall des gleichzeitigen Vorhandenseins eines Zieles und seines Bildes, wobei der Index A das Ziel und der Index B dessen Bild bezeichnet, gilt

Ö" = D*. + D*_ und S=S. + Uf_n

wobei der geometrische Ort der Endpunkte der Vektoren ^.und D* durch die in Fig. 2 eingezeichneten Kreise C* bzw. C₂ beschrieben wird. Der weitere Kreis C, mit dem Mittelpunkt R ist geometrisch ähnlich zu dem Kreis C₂, und zwar in dem Verhältnis

^SB . ^DA

wobei D^f * der transformierte Vektor des Vektors DTf ist.

D D

Der resultierende Differenzvektor D"*" = D^" + D'g bleibt kolinear zu dem Summenvektor S im Verlauf der frequenzmäßigen Abtastung, das heißt bei sich änderndem WinkelJP, da die Dreiecke mit den Seiten S_A, S_ß, S bzw. D_A, D'_B, D¹ ähnlich sind.

Es ergibt sich,_Ddaß der Ablagewert E^f, der zu D^ = D'S"/flea richtigen Wert E = -^- annimmt.

Nun muß nur noch ein solcher WinkelSP gefunden werden, daß die zuvor durchgeführte, ähnliche Abbildung keinerlei Einfluß auf die Errechnung des Ablagewertes hat. Dieser Zustand liegt vor, wenn der Vektor D₀ * orthogonal zu F^ ist. In diesem Fall ist der Beitrag des Echos des Bildes im Differenzkanal Null, da es rechtwinklig zu dem Suimnenkanal liegt. S^ ist entsprechend der vorgenon menen geometrischen Konstruktion kolinear zu D"*, Dg"* ist dem Be-

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trag nach konstant und folglich rechtwinklig zu dem Summenkanal, die Quadraturkomponente der Differenz durchläuft also einen Extremwert.

Die Gültigkeit des Verfahrens nach der Erfindung kann statt auf geometrischem Wege auch auf analytischem Wege »achgewiesen werden. Hierzu sind in Fig. 3 die Echos in dem Summenkanal und dem Differenzkanal dargestellt. Mit C ist der Summenvektor des Ziels für einen Ablagewinkel A bezeichnet; mit I ist der Summenvektor des Bildes des Zieles bei einem Ablagewinkel B bezeichnet. Die entsprechenden Differenzvektoren sind hier aC undßE. ₍

Die Komponenten der in dieser Weise in der komplexen Ebene definierten Summen- und Differenzvektoren sind gegeben durch C + I, cosf, I sin? bzw. durch aC +ßl cos? ,/3I sin «f den Winkel der Pha-| senverschiebung zwischen dem Echo des Zieles und dem Echo seines; Bildes bezeichnet.

Die Ablage ergibt sich aus:

E =

= Q.C² » CI (ß+g) cos?+/?!² C² + I² + 2CI cos f

Die Quadraturkomponente DQ des Differenzsignals ist gegeben durch:

DQ =

ί/sj/

= CI ( β - λ ) sin f

(C² + I² + 2CI cos ψ )^1/2

Diese Quadraturkomponente durchläuft Extremwerte für cos?= oder cos if= ^=

Der erste Rill kann außBJyrBBfcfrairht bleiben, wenn die Antenna auf einen Punkt oberhalb des Meeresspiegels bzw. des Bodens gerichtet ist.

Der zweite Fall cod T=Tf- liefert als Ablagewert denjenigen des für sich allein betrachteten Ziels, nämlich E =ä. Man erhält

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folglich den Ablagefehler Null, wenn man den Meßwert bestimmt, für den die Quadraturkomponente des Differenzsignals einen Extremwert hat.

Wie sich aus den beiden vorangegangenen Beweisen für die Richtig+ keit des Verfahrens nach der Erfindung ergibt, ist es hier nicht\ notwendig, wie im Fall des bekannten Verfahrens mit der Annahme zu arbeiten, daß die Ablagespannungen linear abhängig von der Ablage sind.

Jedoch wurde bei diesen Beweisführungen eine konstante Ausleuchtung des Ziels durch den Sender angenommen. Diese Annahme erspateren

leichtert das Verständnis der'Erläuterung der automatischen Verstärkungsregelung des Quadratur-Differenzkanals.

Vorstehend wurde ein Verfahren beschrieben, das es gestattet, den Erhebung»winkel und folglich die Höhe eines sehr niedrig über dem Boden oder über der Meereoberfläche fliegenden Ziels zu bestimmen. Das Verfahren besteht im wesentlichen in der Ermittlung des Augenblicklichen Ablagewinkels des Ziels für mehrere Prequenzwerte innerhalb der Betriebsbandbreite des verwendeten Monopulsradar; in der anschließenden Mittelwertbildung über eine bestimmte Anzahl von Meßwerten für die einzelnen Prequenzwerte, sowie in der nachfolgenden Prüfung dieses Mittelwertes, genauer gesagt der Peststellung des "richtigen" Mittelwertes durch Bestimmung eines Extremwertes des Mittelwertes der Quadraturkomponente des für dieselben Frequenzwerte erhaltenen Quadraturanteils des Differenzsignals.

Im folgenden wird anhand von Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eineii Monopulsradars zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung erläutert.

Dieses Radargerät umfaßt eine Antenne 1, die mit der Ausgangsstufe 2 des Radargeräts verbunden ist, die ihrerseits mit einem ■ Hochfrequenzverstärker 3 verbunden ist, der seine Eingangssigna-: Ie einerseits von einem Prequenzsynthesiser 4 und andererseits j

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von einem Modulator 5 erhält. Dieser Synthesiser 4 liefert neben den verschiedenen Frequenzen, für die die Ablagemessungen durchgeführt werden, die Überlagerungsfrequenz. Die Ausgangsstufe 2, die für die Empfangssignale gleichzeitig die Eingangsstufe bildet, ist mit zwei Kanälen 6 und 7 verbunden, von denen der eine die Summehinformation und der andere die Differenzinformation entsprechend der üblicbten Monopulstechnik verarbeitet.

j Im Summenkanal ist zunächst ein Mischer 8 vorgesehen, dem ein Zwischenfrequenzverstärker 10 nachgeschaltet ist, auf den eine Torschaltung 17 für die Entfernungsauswahl folgt, die einen'Demodulator 20 speist, an den sich ein Filter 23 anschließt, das mit einer Ausgangsschaltung 27 verbunden ist, die bei 28 die "richtige" Ablagespannung liefert.

Im Differenzkanal 7 folgt auf einen Mischer 9 ein Zwischenfrequenzverstärker 11, an den sich eine Torschaltung 18 zur Entfernungsauswahl anschließt, die mit einem Demodulator 20 verbunden ist. Die anschließenden Schaltungen, nämlich das Filter 23 und die Ausgangsschaltung 2?, sind die gleichen wie im Summenkanal, da sie beiden Kanälen gemeinsam sind.

Der Radarempfänger besitzt einen dritten Kanal für die Verarbeitung der Quadraturkomponente des Differenzsignals. Dieser dritte Kanal umfaßt einen Zwischenfrequenzverstärker 12, gefolgt von einer Torschaltung 19 zur Entfernungsauswahl, einer x/2-Phasenschieberechaltung 21 und einem Demodulator 22. An den Demodulator 22 sind nacheinander ein Filter 24, ggf. ein A/D-Wandler 25 und eine sogenannte Prüfschaltung 26 angeschlossen, deren Ausgang mit der Ausgangsschaltung 27 verbunden ist. Der Empfänger besitzt eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung. Sie umfaßt einen Verstärker 16, der einerseits mit einer Bezugsspannungsquelle 29 und andererseits mit einer Gleichrichterschaltung 15 verbunden ist, die ihrerseits mit dem Ausgang des Entfernungstors 17 verbunden ist.

Der Verstärker 16 liefert eine Spannung V , die als Regelsppn-

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nung für die Zwischenfrequenzverstärker 10 bzw. 11 des Summenkanals bzw. des Differenzkanals benutzt wird. Diese Spannung V

dient gleichzeitig zur Gewinnung einer Regelspannung V für den dritten, die Quadraturkomponente des Differenzsignals verarbeitenden Kanal. Die Äjafgabe dieser Spannung V besteht darin, die j Verstärkung dieses Quadraturkanals derart zu ändern, daß die ι raschen Änderungen der Ausleuchtung des Ziels durch den Sender so genau als möglich kompensiert werden. Der Mittelwert dieser bei P zugeführten Regelspannung V ist ohne Bedeutung, solange der Verstärker nicht übersteuert ist, da das Aufsuchen eines Extremwertes des von dem Quadraturkanal gelieferten Signals nich von dem für den Mittelwert festgelegten Maßstab (= Verstärkungsfaktor) abhängt.

Diese Regelspannung wird aus der Regelspannung V_ über eine FiI-terschaltung erhalten, die schematisch in Fig. 7 dargestellt ist und den beiden folgenden Bedingungen genügt:

a) Gleichheit der Mittelwerte über ein sehr langes Zeitintervall (mehrere Sekunden);

b) rasche Änderungen der Spannung V gleich der Hälfte der raschen Änderungen von V .

Da das Ziel vom Sender über den Summenkanal angestrahlt oder ausgeleuchtet wird, ändert sich wegen des Reziprozitätsprinzips das über denselben Kanal empfangene Signal wie das Quadrat der Ausleuchtung des Ziels. Die Verstärkungskennlinien den Zwischenfrequenzverstärker 10, 11 und 12 verlaufen logarithmisch und the retisch identisch, so daß dann, wenn die raschen Änderungen von V, gleich der Hälfte der raschen Änderungen von V_e sind, die

P ^B

Verstärkung des Verstärkers 12 exakt die Änderung der Ausleuchtung des Ziels durch den Sender kompensiert. Fig. 7 gibt ein Beispiel des Filters wieder, das V in Abhängigkeit von V₈ liefert. Die Kapazität 51 verhält sich für rasche Änderungen von V₈ wie ein Kurzschluß; V₈ wird daher durch den aus den zwei gleich großen Widerständen 52 und 53 gebildeten Spannungsteiler

identic - 16 -

wie ein Kurzschluß; V₈ wird daher durch den aus den zwei

halbiert. Der Mittelwert der Spannungen V und V ist identisch.

P β

S (Γ9 8 35/0 5 Ü

Die beiden Operationsverstärker 5¹* am Eingang bzw. 55 am Ausgang des Filters, die jeweils über Widerstände 57 bzw. 59 gegengekoppelt sind, dienen ausschließlich zur Impedanzanpassung¹ und haben im Prinzip jeweils einen Verstärkungsfaktor von -1. j

In Fig. i» ist weiterhin zur Entfernungsverfolgurfg dienende Schal4 tung I¹J des Radarempfängers angegeben, die übeneine Gleichrichter-Schaltung 13 mit dem Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 10 des Summenkanals verbunden ist und die die Entfernungstore 17» 18 und 19 im Summenkanal bzw. im Differenzkanal bzw. im Quadra- ; tur-Differenzkanal steuert. Dieser letztere Kanal liegt eingangs-t seitig parallel zu dem Differenzkanal, da er an den Ausgang des j Mischers 9 angeschlossen ist. ^:

Die Arbeitsweise eines derartigen Radarempfängers wird im einzel nen nicht beschrieben, da die für die verschiedenen, von dem Synthesiser k gelieferten Betriebsfrequenzen durchgeführten Ablagemessungen sich in nichts von den gleichen Messungen unterscheiden, die in einem Monopulsradarempfanger üblicher Art, der nur einen Summenkanal und einen Differenzkanal aufweist, durchgeführt werden. Ebenso ist die Arbeitsweise des Entfernungsverfolgungsteils und der automatischen Verstärkungsregelung die gleiche wie bei einem üblichen Monopulsempfanger.

Die Quadratürkomponente des Differenzsignals wird in dem zusätzlichen Kanal gewonnen und verarbeitet, der an den Ausgang des Mischers 9 des Differenzkanals 7 angeschlossen ist. Die Spannung die das in dem Zwischenfrequenzverstärker 12 verstärkte und nach dem Entfernungsbereich in dem Entfernungstor 19 ausgeblendete Differenzsignal darstellt, wird in dem Phasenschieber 21 um $/2 phasenverschoben. Diese ^/^-Phasenverschiebung kann gemäß einer anderen Ausführungsform auch vor der Entfernungsselektion durchgeführt werden. Das erhaltene Signal wird in dem Demodulator 22 demoduliert, so daß dieser Demodulator eine Spannung DQ^ liefert, die die Quadraturkomponente des Differenzsignals darstellt.

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Die Gesamtheit der von dem Demodulator 22 gelieferten Werte DQ ist durch die Kurve II in Fig. 1 versinnbildlicht. Wie erwähnt, bilden die für die verschiedenen Frequenzwerte des Radars von dem Demodulator 20 gelieferten Werte der Ablageepannung E die Kurve I in Fig. 1. ^l

Die auf die Ausgänge der Demodulatoren 20 bzw. 22 folgenden FiI-I ter 23 bzw. 24 bilden den Mittelwert der jedes Mal für eine be- ' stimmte Zahl von Frequenzen durchgeführten Messungen, derart, daß am Ausgang der Filter die Mittelwerte ST bzw. DOT zur Verfügung stehen. Der Spannungsmittelwert ET" wird der Ausgangsschalt tung 27 zugeführt, die über dinen weiteren Eingang das Prüf-, j Marfcier- oder Bestimmungssignal erhält, das die Prüfschaltung 26, abgibt, die eingangsseitig den Spannungsmittelwert DQ. aus dem j Filter 24, ggf. über einen A/D-Wandler 25, erhält. j

Die Prüfschaltung 26 hat die Aufgabe, den Durchgang der Spannung des Mittelwert EqT durch einen Extremwert festzustellen. Wenn ein solcher Extremwert existiert, wird an die Ausgangsschaltung 27 ein Signal abgegeben, das den zugehörigen Ablagewert am Ausgang 28 dieser Schaltung erscheinen läßt, wobei dieser Wert genaij der tatsächlichen Ablage des verfolgten Ziels entspricht.

Der vorstehenden Beschreibung wurde ein aus analog arbeitenden , Schaltungen aufgebauter Empfänger als Ausführungsbeispiel zugrun-j de gelegt; weiterhin wurde angenommen, daß die Sendefrequenzen ■ stets nach steigenden oder stets nach fallenden Werten aufeinan- ; derfolgen, so daß die Mittelwerte ET und DQ_i ohne vorherigen Ordnungs- oder Klassiervorgang gebildet werden können. Eine digitale Verarbeitung im Anschluß an die Demodulatoren 20 und 22 ist sie hingegen besonders geeignet, wenn mit Zufallsfrequenzen gesendet wird. Hierdurch vereinfacht sich nämlich das Speichern

und Ordnen,(Klassieren) der Informationen vor Bildung der Mittelwerte E^" und DQ..

Im folgenden werden noch einige der in Fig. 4 benutzten Schaltungen näher erläutert.

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Pig. 5 stellt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform eines Filters 23 oder 24 und der Prüfschaltung 26 dar.

Jedes der Filter 23 oder 24 besteht aus einem Verstärker 29, des sen Ausgang mit einem mit Masse verbundenen Widerstand 30 sowie mit einem Widerstand 31 verbunden ist, der in Serie mit einer Impedanz 32 und einer! zu dieser parallel geschalteten Kapazität 33 liegt. Dem Filter wird beispielsweise die von dem Demodulator 22 gelieferte Spannung DQ zugeführt. Als Ausgangssignal liefert das Filter dann den Spannungsmittelwert DQ^. Das in gleicher Wer se wie das Filter 24 aufgebaute Filter 23, dem die Spannung E. zugeführt wird, liefert die Spannung 17.

Die Prüfschaltung 26, die in diesem Beispiel direkt mit dem Filter 24 verbunden ist, umfaßt feinen Verstärker 34, der über drei Verzögerungsglieder, wie etwa 36, jeweils bestehend aus einer Serienimpedanz und einer Parallelkapazität, mit einem Differenzverstärker 37 verbunden ist.

Die Schaltungselemente 35, 37 und 36 subtrahieren die Mittelwerte der von dem Verstärker 34 abgegebenen Spannung DQ., wobei diese Werte während zwei aufeinanderfolgenden, gleichen Zeitintervallen summiert wurden, so daß die zwei ρ letzten Werte des gleitenden Mittelwertes der Spannungen des Quadratur-Differenzkanals gefiltert werden. Wie bereits beschrieben, bilden die direkte Verbindung über die Leitung 35 und die Verbindung über die Verzögerungsglieder 36 zusammen mit dem Differenzverstärker 37 eine bewertete algebraische Summe, die durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird;

^vi ⁼

=l-2p-l Mit der Bedingung I^ 2p.

Dieses am Ausgang 38 der Prüfschaltung 26 auftretende Signal V ist es, da·, angäegt an die Ausgangsschaltung 27, an deren Aus

- 19 -

ST)SM 5 TO S U

gang 28 die "richtige" Ablagespannung auftreten läßt.

Big. 6 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Ausgangsschaltung 27. Diese Schaltung umfaßt vom Eingang 38 aus gesehen einen Verstärker 40 mit einer Gegenkopplungsschleife 41, der die einen Extremwert des Mittelwertes der Quadraturkomponente des Differenzsignals darstellende Spannung V, verstärkt. Ein nachfolgendes DiffereHzierglied, bestehend aus einem Kondensator 42 und einem Widerstand 43 liefert je nach Vorzeichen des Extremwertes einen positiven oder negativen Impuls. Diese Impulse werden je nach Vorzeichen über Dioden 44 bzw. 45 einer monostabilen Kippschaltung 46 zugeführt, deren Ausgang mit einer Torschaltung 47 verbunden ist.

Die Ausgangsschaltung 27 umfaßt desweiteren von ihrem zweiten Eingang 39 aus einen Verstärker 48, gefolgt von Verzögerungsgliedern ähnlich den Gliedern 36 der Prüfschaltung 26, diren Ausgangssignal der Torschaltung 67 zugeführt wird. Diese letztere läflt dann, wenn an ihren beiden Eingängen ein Signal vorhanden ist die überprüfte oder bestätigte Ablagespannung E an ihrem Ausgang 50 auftrfcfeen.

Das beschriebene Höhenmeßverfahren für ein niedrig fliegendes Ziel sowie die beschriebene Schaltung zur Durchführung des Verfahrens lassen ohne weiteres gewisse Abwandlungen zu; insbesondere kann zur Gewinnung der Spannung für die Höhenablage ein anderes Verfahren angewendet werden, biispielsweise die Auswertung der Phasendifferenz zwischen den Vektoren S*+ JD* und S* - Jd\

Ebenso kann $ie Einhaltung bestimmter Betriebsbedingungen für die Erzielung bestmöglicher Ergebnisse bei Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung ratsam sein. Z.B. ist es bei dem beschri« benen Fall vorteilhaft, die Antenne in Bezug auf das Ziel nach oben von der Zielrichtung abweichen zu lassen, da hierdurch in gewissem Maße der Einfluß von Reflexionen auf der Meeresoberfläche vermindert wird. Die Antenne ist in der Höhenebene dann so ausgerichtet, daß der Schnittpunkt des Summen- und des Diffe-

_ _ - 20j-

§09835/0514

renzkanals in der Zielentfernung beispielsweise 8 Meter über der MeehBBöberflache liegt.

In Fig. 1 ist eine Gerade D eingezeichnet, die die theoretische Ablage des Ziels unter der Annahme, daß die auf Spiegelreflexionen und diffuse Reflexionen zurückzuführenden Echos unterdrückt i

sind, angibt. Diese Ablage ist im Verlauf der Bewegung des Ziels j praktisch konstant. Man stellt fest, daß der die gemäß dem vorge4 schlagenen Verfahren bestimmte Ablage angebende Punkt G sehr : nahe bei der entsprechenden,theoretischen Ablage liegt. ;

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Claims (12)

1. Patentansprüche:

   /1 .JVerfahren zur Messung der Höhe eines sich unter niedrigen ^ Erhebungswinkfcln bewegenden Ziels durch Bestimmung des als Ablagewinkel bezeichneten Winkels zwischen der Richtung zu dem Ziel und der Visierrichtung des verwendeten Monopulsradars aus den von der Antenne empfangenen Differenz- und Summensignalen, die aus der vom Ziel reflektierten und von der Antenne aufgenommenen Energie gewonnen werden, wobei der das Differenzsignal darstellende Vektor mit dem das Summensignal darstellenden Vektor einen bestimmten Winkel bildet, derart, daß das Differenzsignal eine zu dem Summensignal parallele Komponente und eine zu dem Summensignal rechtwinkli ge Komponente, die sogenannte Quadraturkomponente, umfaßt, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

   - Ermittlung des Augenblickswertes des Ablagewinkels der Visierrichtung nach einem der bekannten Monopulsverfahren für eine Anzahl von innerhalb der Bandbreite des Radars liegenden Prequenzwerten, wobei diese Ermittlung eines Zwischenergebnis bildet,

   - Ermittlung der Quadraturkomponente des Differenzsignales für jeden der Prequenzwerte,

   - ggf. Ordnung der so erhaltenen Werte nach steigenden oder fallenden Frequenzen,

   - Bestimmung des sogenannten Reitenden Mittelwertes der nach dem ersten Schritt bzw. nach dem zweiten Schritt erhaltenen Werfee für eine bestimmte Zahl aufeinanderfolgender Frequenz abschnitte,

   - Bestimmung der Extrema des Mittelwertes der Quadraturkomponente ,

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   ORfGlNAL IN8PECTEC

   - Prüfung bzw. Berichtigung des Wertes des Ablagewinkels auf ' Übereinstimmung mit den Extrema. !
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ι Mittelwerte der den Ablagewinkel und die Quadraturkomponente darstellenden Spannungen über eine Anzahl N aufeinanderfolgender Prequenzwerte bestimmt werden, die kleiner als die Gesamtzahl der vorgesehenen Prequenzwerte ist, und daß hierzu j jene Prequenzwerte verwendet werden, für die die Ermittlung des Ablagewinkels und der Quadraturkomponente erhalten und, ggf. nach Ordnung nach steigenden oder fallenden Frequenzen, bewertet werden, wobei die erhaltenen Mittelwerte jeweils ' durch die folgenden Ausdrücke gegeben sind: !

   m=i '■

   ^Ei = I > ^Em ^und m=i-n+l

   m=i

   l_

   m=i-N+l

   'worin S7» E„» SoT ^u^d DQ den Mittelwert der den AbIai m* ι m

   gewinkel darstellenden Spannung, den Augenblickswert einer den Ablagewinkel für eine Frequenz m darstellenden Spannung, den Mittelwert der die Quadraturkomponente darstellenden Spant nung und den Augenblickswert der die Quadraturkomponente für j die Frequenz m darstellenden Spannung bezeichnen. !
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der Ablagewinkel (ST) und der Quadraturkomponahte J (DQ.) durch Bildung bewerteter Mittelwerte aus den die Augenblickswerte des Ablagewinkels (E_m) und der Quadraturkomponente (DQ_n.) darstellenden Termen erhalten werden.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Extremwert der die Quadraturkomponente der Differenzsignale darstellenden Spannung dadurch aufgesucht wird, daß die 2p

   - 3 809835/05'U"

   ~³~ 28UÜ1b2

   letzten Werte des Extremwertes gefiltert werden, daß die bewertete, algebraische Summe aus zwei Termen gebildet wird, die aus den ρ letzten, mit dem Koeffizienten -1 versehenen Werten bzw. den P vorangegangenen, mit dem Koeffizienten :

   be*·
   +1 versehenen Werten/stehen, wobei das Extrem durch die Vor- ; Zeichenänderung des Produktes der zwei betrachteten Terme definiert ist. >
5. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zum

   Aufsuchen des Extrems die zuletzt erhaltenen Werte mit Bewer-;

   tungskoeffizienten gefiltert werden, die sich um + oder -1 unf terseheiden.
6. 6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die deaturkomponente des Differenzsignales durch Verschiebung des von dem Radar gelieferten Differenzsignals um tr/2 und Demodulation mittels des ebenfalls von dem Radar gelieferten Summenvektors erhalten wird.
7. 7. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6, mit einem Monopulsradar mit einem Verarbeitungskanal für das Summensignal und einem Verarbeitungskanal für das Differenzsignal, die am Ausgang eines Demodulators das Verhältnis Differenzsignal zu Summensignal liefern, das proportional zum Augenblickswert des Ablagewinkels, das heißt des Winkels zwischen der Richtung zum Ziel und der Visierrich tung des Radara bei der Betriebsfrequenz des Radars ist,

   gekennzeichnet durch einen Frequenzsynthesiaer (4), der eine Vielzahl von Frequenzen derart liefert, daß das Radar nacheinander oder gemäß einer Zufallsfolge auf jeder dieser Frequenzen arbeitet.
8. 8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem Differenzkanal ein Verarbeitungskanal für die Quadraturkomponente des Differenzsignals vorgesehen ist, der im Anschluß an den Mischer (9) des Differenzkanals einen ZF-Verstärker (12), einen γίί /2-Phasenschieber (21), einen mit einem

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   2800Ί52

   seiner Eingänge mit dem Summenkanal verbundenen Demodulator (22), der ein Signal entsprechend der Quadraturkomponente des Differenzsignales liefert, ein den Mittelwert dieses Signals lieferndes Filter (24) und eine Prüfschaltung (26) umfaßt, die ein einen Extremwert des Mittelwertsignales detektierendes Signal liefert und mit einer Ausgangsschaltung (27) verbunden ist, die über ein Filter (23) mit dem das Differenzsignal mittels des Summensignals demodulierenden Demodulator (20) verbunden ist.
9. 9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter (23, 24) einen Verstärker (29, 290) und ein Verzöge rungsglied, bestehend aus einer Serienimpedanz (32, 320) und einem Parallelkondensator (33» 330), umfassen.
10. 10. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Prüfschaltung (26) einen Verstärker (34) und einen mit diesem einerseits direkt, andererseits über Verzögerungsglieder (36) verbundenen Differenzverstärker (37) umfaßt.
11. 11. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Auegangsschaltung (27) einen ersten Eingang (38) mit nachfolgendem Differenzverstärker (40) und Gegenkopplungsschaltung (41), ein darauffolgendes Differenzierglied (42, 43) und eine mit diesem über Dioden (44, 45) verbundene, bistabile Kippschaltung (46), auf die eine Torschaltung (47)folgt, sowie einen zweiten Eingang (39) mit nachfolgendem Verstärker (48), dessen Ausgang über Verzögerungsglieder (49) mit dem zweiten Eingang der Torschaltung (47) verbunden ist, umfaßt.
12. 12. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der ZF-Verstärker (12) des Differenz-Quadraturkanals ein geregelter Verstärker ist, dessen Regelspannung V von der Regelspannung V₈ für die geregelten Verstärker (10,11) des Summenbzw, des Differenzkanals abgeleitet ist und daß hierzu die Verstärkungsregelung einen ersten Differenzverstärker (5¹O mit Gegenkopplung (57), einen ersten Widerstand (52), der

    mit einem zweiten Widerstand (53) gleichen Wertes einen Spannungsteiler bildet, eine Kapazität (51) und einen zweiten Verstärker (55) mit Gegenkopplung (59) umfaßt.

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