DE3341173C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Gleichrichtung
mehrphasiger Wechselspannungen von Tachometer-Generatoren
sowie einen Tachometer-Generator zur Durchführung dieses
Verfahrens.
Aus der DE 33 27 995 A1, der DE 31 31 300 A1, der DE 29 32 324 A1,
und der DE 28 52 891 A1 sind Verfahren bekannt, die Welligkeit
und Linearität von gleichgerichteten Tachometer-Wechselspannungen
ohne "Totzeiten" von Glättungskondensatoren zu verbessern.
Sie alle beruhen darauf, die Extrema der Wechselspannung
durch "Gleichrichtung" zur Hälfte umzuklappen und durch
Überlappen möglichst vieler Phasen nur sie in die Ausgangs-
Gleichspannung einzubringen. Doch selbst 6 sinusförmige
Phasen, mit 12 Dioden oder Schaltern gleichgerichtet, müssen
noch ein Schwanken von 3,4% (=1 - sin 75°) unter das Maximum
hinnehmen. In der DE 28 52 891 A1 wird versucht, dies
durch Abflachen der Maxima zu verbessern.
Da sechsphasige Generatoren sehr aufwendig sind und doch zur
Linearisierung und vorzeichenrichtigen Ausgabe der Tacho
gleichspannung noch eine Elektronik benötigen, entsteht die
Aufgabe, aus einfacheren zwei- oder dreiphasigen Generatoren
mit Hilfe der Elektronik nicht nur die Extrema, sondern
jeden Augenblickswert auszunutzen und daraus ohne Zeitverzögerung
die Amplitude zu berechnen. Dies wäre allerdings
bei einer einzelnen Sinusspannung deshalb schwierig, weil
zu jeder Augenblicksspannung auch das jeweilige Argument
ermittelt werden muß.
Gegenstand der Erfindung ist ein Verfahren, unter Ausnutzung
der speziellen Eigenschaften mehrphasiger Tachometerspannungen,
mit einfachen Mitteln eine Sinusspannung konstanter
Amplitude, aber gleicher Frequenz und Phase zu erzeugen und
im obigen Sinne zur Division zu benutzen:
In Fig. 1 ist 1 eine Tachometer-Wechselspannung, die, wenn
w die der Drehzahl proportionale Kreisfrequenz ist, der
Formel folgt
U0 = A. w. sin wt
die gestrichelte Kurve 2 ist dazu um 90° phasenverschoben:
U90 = A. w. cos wt
Aus dem Verlauf der Kurve 1 für U0 ist zu ersehen, daß die
Drehzahl in der Mitte der Fig. 1 erhöht wurde und im rechten
Drittel etwa das Doppelte der links aufgezeichneten beträgt.
Der Kurvenverlauf einer Tachometer-Sinusspannung, deren
Frequenz und Amplitude der Drehzahl proportional sind,
ist exakt gleich dem Differentialquotienten einer Cosinus-
Spannung derselben Frequenz, aber konstanter Amplitude.
Folglich wird diese konstante Amplitude durch Integration
der Tachometerspannung gewonnen:
US90 = ∫ U90 dt = ∫ A. w. cos wt dt = A. sin. wt
Nun erhält man die Kreisfrequenz w, und damit die Drehzahl
leicht durch die Division
U0/US90 = A. w. sin wt/A. sin wt = w
Kurve 3 zeigt die intergrierte Kurve (mit der Integrations
konstanten=0), die über kleine, steigende und große Drehzahl
die gleiche Amplitude behält. Kurve 4 zeigt den Quotienten
w=U0/US90, der für jeden Augenblickswert, auch
bei ansteigender Drehzahl, den richtigen Wert angibt.
Es ist auch evident, daß bei entgegengesetzter Drehrichtung,
wenn z. B. U0 um 180° phasenverschoben (also negativ)
zur Kurve 1 erschiene, auch w negativ würde.
Fig. 2 zeigt eine erste Einschränkung: in der Nähe der Null
stellen der Nenner und Zähler werden Störungen, wie z. B.
Offsetspannungen immer einflußreicher, der Quotient immer
unsicherer.
Führt man aber die gleiche Operation mit vertauschten Rollen
durch:
w = U90/US0 = Kurve 6 (US0 = Kurve 5),
so ist immer dann Kurve 6 am genauesten, wenn Kurve 4 am
unsichersten ist, und umgekehrt.
Es ergibt sich als Verfahrensvorschrift für die Gewinnung
von w die Erzeugung und elektrische Integration von um 90°
phasenverschobenen Sinus-Tachospannungen U0 und U90 und nachfolgende
Division der Augenblickswerte von U90 und US0 und
U0 durch US90; sodann die Mittelung der beiden Quotienten
mit variabler Wichtung, so daß bei den Nullstellen des einen
der andere das überwiegende Gewicht erhält.
In Fig. 3 erkennt man, daß die in Fig. 1 überwundende Welligkeit
auf anderem Weg wieder erscheinen kann: durch Oberschwingungen,
Abweichungen von der Sinusform der Wechselspannungen.
10 ist eine, der Deutlichtkeit halber übertrieben, von der
Sinusform abweichende Spannung. Sie setzt sich aus der Grund
schwingung 11 und der 3, Oberschwingung 12 zusammen. Wegen des
allgemeinen symmetrischen Aufbaus der Magnetpole und der Wicklungen
sind unsymmetrische Verformungen des Sinus durch geradzahlige
Oberwellen kaum zu erwarten. Von den ungeraden wird
also die niedrigste, die dritte die am meisten störende sein.
Dem Integral der zu 11 um 90° verschobenen Grundwelle,
13, wird sich ebenfalls die um 90° verschobene Spannung
14 überlagern, so daß sich 15 ergibt. Wegen der Phasenver
schiebung und der relativen Verringerung der Amplitude auf
1/3 kann es keine Hoffnung geben, daß die Oberschwingungen
bei der Division verschwänden. Der resultierenden Quotienten
spannung 17 der Sinusse sind sie mit 12 relativ noch stärker
überlagert, als sie es in 10 waren.
Neben der daraus resultierenden trivialen Forderung, einen
möglichst oberwellenfreien Generator zu konstruieren, wird
ein Verfahren angegeben, die am meisten störende Ober
schwingung mehrphasiger Tachospannungen dadurch zu eliminieren,
daß diese additiv oder subtraktiv so miteinander
verknüpft werden, daß zwei um 90° verschobene Sinusspannungen
resultieren, die dritte Oberwelle jedoch verschwindet. So erhält
man bei dreiphasigen Spannungen aus der Differenz zweier
Phasenspannungen die eine, aus der dritten minus der halben
Summe der beiden ersten die andere 90°-Spannung für unser
Verfahren.
Ein Tachometergenerator zur Durchführung dieses Verfahrens
mit analogen Hilfsmittel, d. h. in stetiger Arbeitsweise,
Fig. 4, muß also einen zwei- oder mehrphasigen Generator 20
enthalten, dem bei Mehrphasigkeit Addierer und/oder Subtrahierer
21 zum Erzielen zweier um 90° phasenverschobener
oberwellenarmer sinusförmiger Spannungen nachgeschaltet sind.
Diese werden den Intergrierern 22 und 23 zugeführt, durch deren
Ausgangsspannungen dann laufend der nicht intergrierte Augen
blickswert der anderen Phase in den Bausteinen 24 und 25
dividiert wird. Die beiden Quotienten werden sodann in 29
gemittelt, wobei die Absolutwerte von US0 und US90 die Wichtung
steuern. Die Verstärker 26 und 27 formen die Phasen
spannungen U0 und U90 in die gleichphasigen Rechteckspannungen
UR0 und UR90 um, deren Flanken im Impulsgeber 28 in Impulse
zur Nullstellung der Integrierer verwandelt werden. Die
gemittelte, der Drehzahl proportionale Spannung wird auf den
Ausgang 30 gegeben.
Selbstverständlich lassen sich die Schritte des Verfahrens -
oder einzelne davon - auch stetig-digital durchführen, wenn
man von der, meist diskontinuierlichen Arbeitsweise der A/D-
Wandler absieht. Jedoch ist durch die Notwendigkeit hoher
Genauigkeit und eines großen Bereiches ein programmierbarer
Rechner (Fig. 5) wirtschaftlicher. Vor den A/D-Wandlern 36 und
37 werden einfache Prozesse, wie die Phasenkombination in 21
noch analog durchgeführt. Der Mikroprozessor 38 fragt in
Zeitintervallen, genügend klein als "Totzeit" für den Regler,
die Digitalwerte ab und führt die Integrationen mit numerischem
Aufaddieren durch, im Nulldurchgang mit Null beginnend. Nach
der Division und Mittelung wird der Drehzahlwert ausgegeben,
digital über Ausgänge 39. Für analoge Regler über D/A-Wandler
40 zum Ausgang 41.
Da die Integrale US0 und US90 konstante Amplituden haben,
kann aus jedem Augenblickswert das Argument, der Drehwinkel
ermittelt werden. Für die Ermittlung der Drehzahl wird ein
Zeitzähler 42 benötigt. Da dies für eine genaue Ermittlung
eine längere Zeit benötigt, kann dieser Drehzahlwert nicht
als Istwert benutzt werden. Man kann mit ihm aber langsame,
z. B. temperaturbedingte Änderungen des Verhältnisses Spannung/
Drehzahl korrigieren.
Für den Regler bedeutet die Zeit von einer Messung des jetzt
diskontinuierlichen Verfahrens bis zur nächsten immer eine
Totzeit. Sie darf bei netzbetriebenen Maschinen in der Größenordnung
einer Millisekunde liegen. Dies ist mit der Ma
schinensprache einfacher Mikroprozessoren durchaus lösbar.
Ist der Prozessor schnell genug, so kann er zusätzlich noch
Rechnungen für die Regelung übernehmen, wie den Ist-Sollwert
vergleich und andere.
In den Fig. 6-8 sind beispielsweise Baugruppen zur Durch
führung der Rechenvorgänge des Verfahrens angegeben.
Fig. 6 zeigt einen Integrator 22, wie er in bekannter Weise
aus einem Operationsverstärker mit gegengekoppelten Inte
grierkondensator 45 zusammengestellt ist. Da wir als Integral
eine Sinusspannung ohne Gleichspannungs-Anteil benötigen,
der sich, z. B. durch Offsetspannungen leicht ergeben könnte,
wird der Kondensator bei jedem Nulldurchgang der um 90°
verschobenen Phasenspannung durch den Schalter 46 entladen.
Dazu werden aus ihr im Verstärker 27, aus U90 in 26, Rechtecke
erzeugt, aus denen mit einem Exclusiv-Or-Gatter 28 mit
einem direkten und einem verzögerten Eingang an jeder
fallenden und steigenden Flanke Impulse gebildet werden,
die den elektronischen Schalter 46 schließen.
Für die analoge Division sind zwei Prinzipschaltungen möglich:
Subtraktion der logarithmierten Werte und wieder potenzieren
oder eine rückgekoppelte Multiplikation.
Fertige Bausteine nach dem ersten Prinzip, z. B. AD 434 abreiten
nur im 1- bzw. 2-Quadrantenprinzip, sind also für Wechsel
spannungen nur nach vorheriger Gleichrichtung benutzbar. Der
Vorzeichenwechsel bei Drehrichtungsumkehr muß durch besonders
gesteuerte Kommutierung des Quotienten erzielt werden.
Das gleiche gilt für einfache Multiplizierer, die stets geregelte
Verstärker sind. Für eine meßbare Verstärkungsregelung
sind Transconductance-Verstärker, z. B. CA 3060 geeignet.
Mehrere davon sind in den 4-Quadrant-Multiplizierern zusammen
gefaßt, z. B. MC 1494, AD 536 oder MPY 100. Im Rückkopplungsbetrieb
als Dividierer arbeiten aber auch diese nur in 2
Quadranten. In Fig. 7 ist 50 ein 4-Quadrant-Multiplizierer. Ihm
werden als Faktoren die integrierte Spannung US0 (bzw. US90)
und das Ergebnis Q zugeführt. Das Produkt wird zunächst mit
der Spannung U90 (bzw. U0) im Subtrahierer 51 verglichen.
(Dieser ist meist im IC 50 vorhanden). Zur Vermeidung positiver
Rückkopplung wird die Differenz im Schaltgleichrichter
52, gesteuert von der gleichen intergrierten Spannung, gleichgerichtet
und in 53 integriert.
Fig. 8 zeigt eine Möglichkeit der Mittelwertbildung mit Optokopplern
60, die statt Phototransistoren Photowiderstände
enthalten. Durch die Ansteuerung mit den gleichgerichteten
Spannungen von US0 und US90 werden die Widerstände in der
Nähe des Nulldurchgangs hochohmig und der Ausgang QW
praktisch nur von der anderen Seite gespeist.
Nicht gezeichnet sind die in Anspruch 9 und 10 genannten
nichtflüchtigen Speicher, deren Funktion sich ja nur aus
der Programmierung ergibt:
Wenn durch die beschriebenen Maßnahmen der Phasenkombination
immer noch Welligkeiten in den Signalen w aus den Dividierern
24 und 25 auftreten, die die geforderte Genauigkeit
überschreiten, die aber durch die Mechanik bedingt sind
und konstant bleiben, so können sie im Prozessorbetrieb
für jeden Meßschritt einmal gespeichert und danach bei jeder
Messung korrigiert werden: Dazu muß ein Eichlauf, entweder
mit schwankungsfrei konstanter Drehzahl und interner Messung
der Zeit pro Periode, oder ein externer Präzisionsdrehzahlmesser
exakt die Augenblicksdrehzahl w₀ messen. Das
Verhältnis
w₀/w ist k₀=US90 · w₀/U0 und k₉₀=US0 · w₀/U90.
Die Werte k₀ und k₉₀ werden beim Eichlauf ermittelt
und als Funktion von US0 und US90 gespeichert. Später, bei
der laufenden Messung werden sie jeder Division als Korrekturfaktor
zugefügt.
Die Ermittlung des Drehwinkels erfolgt mit einer arcsin-
Tabelle aus US0 und US90. Diese kann bei dem oben beschriebenen
Eichlauf mit ermittelt werden. Ist n die Nummer des
Zeitabschnitts, gezählt von Nulldurchgang, und n₀ die Anzahl
der Zeitabschnitte pro Umdrehung, so ergibt n/n₀ eine
gleichmäßige Winkelteilung. Mit dem Kalibrierfaktor m wird
sie ebenfalls den Augenblickswert von US0 und US90 zugeteilt,
angespeichert. Diese Absolutwinkel werden oft zusätzlich
zur Drehzahl bei Regelvorgängen benötigt.
Claims (10)
1. Verfahren zur Gleichrichtung mehrphasiger Wechselspannungen
von Tachometer-Generatoren
gekennzeichnet durch die Erzeugung und elektronische
Integration von zwei um 90° phasenverschobenen
Sinusspannungen U0 und U90, durch nachfolgende laufende
Division der Augenblickswerte der einen Sinus
spannung U0 durch die Augenblickswerte des Integrals
US90 der anderen Sinusspannung U90, sowie der Augen
blickswerte der anderen Sinusspanung U90 durch die
Augenblickswerte des Integrals US0 der einen Sinus
spannung U0, so daß sich als Quotient U0/US90 bzw.
U90/US0 je eine Gleichspannung w ergibt, die der Amplitude
der Sinusspannungen U0 bzw. U90 proportional ist,
durch die gewichtete Mittelung der beiden Gleichspannungen
derart, daß in der Umgebung der Nullstellung der
einen Sinusspannung U0 der Quotient U90/US0, und in der
Umgebung der Nullstellung der anderen Sinusspannung U90
der Quotient U0/US90 das überwiegende Gewicht erhält
und durch die Ausgabe dieses gewichteten Mittelwertes
als Tachometergleichspannung.
2. Verfahren nach Anspruch 1 für Tachometer-Generatoren
mit mehr als zwei Phasenspannungen, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenspannungen additiv und/oder
subtraktiv so miteinander verknüpft werden, daß die
stärkste Oberschwingung unterdrückt und die zwei um
90° verschobenen Sinusspanungen U0 und U90
erhalten werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2 für Tachometer-Generatoren
mit drei Phasenspannungen, dadurch gekennzeichnet, daß
die eine Sinusspannung U0 aus der Differenz zweier Pha
senspannungen und die andere Sinusspannung U90 aus der
Differenz der dritten Phasenspannung und der halben
Summe der beiden ersten Phasenspannungen gewonnen wird.
4. Tachometer-Generator zur Durchführung des Verfahrens
nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch
einen zwei oder mehrphasigen Tachometer-Generator (20),
dem im Falle eines mehrphasigen Generators Addierer
oder Subtrahierer (21) zur Erzeugung der zwei phasen
verschobenen Sinsusspannungen U0, U90 nachgeschaltet
sind, deren bzw. dessen Ausgänge mit Integrierern (22,
23) und nachfolgenden Dividierern (24, 25)
verbunden sind,
durch Verstärker (26, 27), die angesteuert mit
den zwei phasenverschobenen Sinusspannungen U0 und U90
Rechteckspannungen UR0 und UR90 erzeugen, welche in
einem Impulsgeber (28) zu Impulsen für die Integrierer
(22, 23) umgewandelt werden und
durch einen von den integrierten Sinusspannungen US0
und US90 gesteuerten Mittelwertbildner (29), dem die
Ausgänge der Dividierer (24, 25) zugeführt sind
und dessen Ausgang (30) die Tachometer-Gleichspannung
entnehmbar ist.
5. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Tachometer-Generator teilweise digital
arbeitet, wobei Analog-Digital-Wandler (36, 37) an
der Übergangsstelle von der analogen Arbeitsweise vorgesehen
sind, deren Ausgänge mit einem Mikroprozessor
(38) verbunden sind, der die restlichen Verfahrens
schritte ausführt, der zusätzlich in Intervallen aus
den den Integralen US0 und US90 zugeordneten gespeicherten
Werten den Drehwinkel ermittelt und ausgibt,
der durch weitere Speicherwerte restliche Welligkeiten
eliminiert, der mit Hilfe eines Zeitzählers (42) die
absolute Geschwindigkeit ermittelt und mit ihr den Pro
portionalitätsfaktor der Drehzahl w korrigiert, und der
Prozesse eines nachgeschalteten Reglers, wie Ist/Sollwert-
Vergleich, übernehmen kann, wobei der digitale Ausgang
(39) des Mikroprozessor (38) entweder direkt für eine
digitale Weiterverarbeitung oder über einen A/D-Wandler
(40) mit einem Ausgang (41) für eine analoge Weiterver
arbeitung verwendbar ist.
6. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß jeder Integrierer (22 bzw. 23) einen durch
einen Integrierkondensator (45) gegengekoppelten Opera
tionsverstärker und einen elektronischen Nullschalter
(46) aufweist, und daß der Impulsgeber (28) aus der vom
Verstärker (27 bzw. 26) erzeugten Recteckwelle UR90 bzw.
UR0 an jeder Flanke der Rechteckwelle UR90 bzw. UR0 einen
Impuls erzeugt, der die Nullschalter (46) kurzzeitig
schließt und die Integrierkondensatoren (45) entlädt.
7. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß als Dividierer (24, 25) ein Vierquadranten-
Multiplizierer vorgesehen ist, dem die eine integrierte
Sinusspannung US0 und in Rückkopplung die gewonnene
Tachometergleichspannung als Faktoren zugeführt werden,
daß ein Subtrahierer (51) von der anderen Sinusspannung
U90 das Ausgangssignal des Vierquadranten-Multiplizierers
(50) substrahiert, daß in einem von der einen integrierten
Sinusspannung US0 geschalteten Schaltgleichrichter
(52) das Ausgangssignal des Subtrahierers (51)
gleichgerichtet wird und daß der Ausgang des Schalt
gleichrichters (52) mit einem Integrierer (53) zur
Lieferung der einen Tachometergleichspannung verbunden
ist.
8. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Mittelwertbildner (29) elektrisch
steuerbare Widerstände, z. B. Optokoppler (60) mit Foto
widerständen aufweist, welche durch die gleichgerichtete
zugehörige integrierte Sinusspannung US0 bzw. US90 gesteuert
sind.
9. Tachometer-Generator nach Anspruch 5,
gekennzeichnet durch einen, vorzugsweise nichtflüchtigen
Speicher, in welchen bei einem Eichlauf zu einer Anzahl
von Augenblickswerten der integrierten Sinusspannungen
US0 und US90 die aus den in gleichen Zeitabständen über
eine volle Periode gemessenen Sinusspannungen U0 und U90
durch fortlaufende, von Null beginnende Addition gewonnen
wurden, die zugeordneten Werte
K₀ = US90 · W₀/U0
und K₉₀ = US0 · W₀/U90abgespeichert werden, wobei W₀
von einer nur zur Eichung benutzten Drehzahlmessung
eingegeben wird, so daß beim späteren Normalbetrieb sich
die Drehzahl w aus der Beziehungw = k₀ · U0/US90 = k₉₀ · U90/US0ergibt,
wobei Restwelligkeiten und andere konstante Analogfehler eliminiert sind.
wobei Restwelligkeiten und andere konstante Analogfehler eliminiert sind.
10. Tachometer-Generator nach Anspruch 9,
gekennzeichnet durch einen weiteren, vorzugsweise nichtflüchtigen
Speicher, in welchen bei einem Eichlauf außerdem
zu jedem gemessenen Augenblickswert der integrierten
Sinusspannungen US0 und US90 der Wert m · n/n₀ abgelegt
wird, wobei m eine Konstante, n die Nummer des Zeitabschnitts,
gezählt vom Nulldurchgang, und n₀ die Zahl
der Zeitabschnitte pro volle Umdrehung ist, so daß im
Normalbetrieb zu jedem Augenblickswert der integrierten
Sinusspannungen US0 oder US90 der zugehörige Drehwinkel
berechnet werden kann.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833341173 DE3341173A1 (de) | 1983-11-14 | 1983-11-14 | Verfahren zur gleichrichtung mehrphasiger wechselspannungen von tachometer-generatoren |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833341173 DE3341173A1 (de) | 1983-11-14 | 1983-11-14 | Verfahren zur gleichrichtung mehrphasiger wechselspannungen von tachometer-generatoren |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE3341173A1 DE3341173A1 (de) | 1985-05-30 |
DE3341173C2 true DE3341173C2 (de) | 1991-05-02 |
Family
ID=6214300
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19833341173 Granted DE3341173A1 (de) | 1983-11-14 | 1983-11-14 | Verfahren zur gleichrichtung mehrphasiger wechselspannungen von tachometer-generatoren |
Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE3341173A1 (de) |
Families Citing this family (3)
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GB2184304B (en) * | 1985-12-12 | 1989-10-11 | Rank Taylor Hobson Ltd | Velocity measuring apparatus |
JP3700824B2 (ja) * | 1999-07-26 | 2005-09-28 | トヨタ自動車株式会社 | 回転速度検出装置 |
Family Cites Families (4)
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DE2932324A1 (de) * | 1979-08-09 | 1981-02-26 | Helmuth Dr Frenk | Wechselstrom-tachometer-generator |
DE3131300A1 (de) * | 1981-08-07 | 1983-02-24 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einrichtung zum erzeugen einer der drehzahl und drehrichtung eines gleichstromantriebes proportionalen spannung |
DE3327995A1 (de) * | 1983-08-03 | 1985-02-14 | Helmuth Dr. 6330 Wetzlar Frenk | Wechselstrom-tachometer-generator |
-
1983
- 1983-11-14 DE DE19833341173 patent/DE3341173A1/de active Granted
Also Published As
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DE3341173A1 (de) | 1985-05-30 |
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