DE3341173C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Gleichrichtung mehrphasiger Wechselspannungen von Tachometer-Generatoren sowie einen Tachometer-Generator zur Durchführung dieses Verfahrens.

Aus der DE 33 27 995 A1, der DE 31 31 300 A1, der DE 29 32 324 A1, und der DE 28 52 891 A1 sind Verfahren bekannt, die Welligkeit und Linearität von gleichgerichteten Tachometer-Wechselspannungen ohne "Totzeiten" von Glättungskondensatoren zu verbessern.

Sie alle beruhen darauf, die Extrema der Wechselspannung durch "Gleichrichtung" zur Hälfte umzuklappen und durch Überlappen möglichst vieler Phasen nur sie in die Ausgangs- Gleichspannung einzubringen. Doch selbst 6 sinusförmige Phasen, mit 12 Dioden oder Schaltern gleichgerichtet, müssen noch ein Schwanken von 3,4% (=1 - sin 75°) unter das Maximum hinnehmen. In der DE 28 52 891 A1 wird versucht, dies durch Abflachen der Maxima zu verbessern.

Da sechsphasige Generatoren sehr aufwendig sind und doch zur Linearisierung und vorzeichenrichtigen Ausgabe der Tacho­ gleichspannung noch eine Elektronik benötigen, entsteht die Aufgabe, aus einfacheren zwei- oder dreiphasigen Generatoren mit Hilfe der Elektronik nicht nur die Extrema, sondern jeden Augenblickswert auszunutzen und daraus ohne Zeitverzögerung die Amplitude zu berechnen. Dies wäre allerdings bei einer einzelnen Sinusspannung deshalb schwierig, weil zu jeder Augenblicksspannung auch das jeweilige Argument ermittelt werden muß.

Gegenstand der Erfindung ist ein Verfahren, unter Ausnutzung der speziellen Eigenschaften mehrphasiger Tachometerspannungen, mit einfachen Mitteln eine Sinusspannung konstanter Amplitude, aber gleicher Frequenz und Phase zu erzeugen und im obigen Sinne zur Division zu benutzen:

In Fig. 1 ist 1 eine Tachometer-Wechselspannung, die, wenn w die der Drehzahl proportionale Kreisfrequenz ist, der Formel folgt

U0 = A. w. sin wt

die gestrichelte Kurve 2 ist dazu um 90° phasenverschoben:

U90 = A. w. cos wt

Aus dem Verlauf der Kurve 1 für U0 ist zu ersehen, daß die Drehzahl in der Mitte der Fig. 1 erhöht wurde und im rechten Drittel etwa das Doppelte der links aufgezeichneten beträgt. Der Kurvenverlauf einer Tachometer-Sinusspannung, deren Frequenz und Amplitude der Drehzahl proportional sind, ist exakt gleich dem Differentialquotienten einer Cosinus- Spannung derselben Frequenz, aber konstanter Amplitude. Folglich wird diese konstante Amplitude durch Integration der Tachometerspannung gewonnen:

US90 = ∫ U90 dt = ∫ A. w. cos wt dt = A. sin. wt

Nun erhält man die Kreisfrequenz w, und damit die Drehzahl leicht durch die Division

U0/US90 = A. w. sin wt/A. sin wt = w

Kurve 3 zeigt die intergrierte Kurve (mit der Integrations­ konstanten=0), die über kleine, steigende und große Drehzahl die gleiche Amplitude behält. Kurve 4 zeigt den Quotienten w=U0/US90, der für jeden Augenblickswert, auch bei ansteigender Drehzahl, den richtigen Wert angibt. Es ist auch evident, daß bei entgegengesetzter Drehrichtung, wenn z. B. U0 um 180° phasenverschoben (also negativ) zur Kurve 1 erschiene, auch w negativ würde.

Fig. 2 zeigt eine erste Einschränkung: in der Nähe der Null­ stellen der Nenner und Zähler werden Störungen, wie z. B. Offsetspannungen immer einflußreicher, der Quotient immer unsicherer.

Führt man aber die gleiche Operation mit vertauschten Rollen durch:

w = U90/US0 = Kurve 6 (US0 = Kurve 5),

so ist immer dann Kurve 6 am genauesten, wenn Kurve 4 am unsichersten ist, und umgekehrt.

Es ergibt sich als Verfahrensvorschrift für die Gewinnung von w die Erzeugung und elektrische Integration von um 90° phasenverschobenen Sinus-Tachospannungen U0 und U90 und nachfolgende Division der Augenblickswerte von U90 und US0 und U0 durch US90; sodann die Mittelung der beiden Quotienten mit variabler Wichtung, so daß bei den Nullstellen des einen der andere das überwiegende Gewicht erhält.

In Fig. 3 erkennt man, daß die in Fig. 1 überwundende Welligkeit auf anderem Weg wieder erscheinen kann: durch Oberschwingungen, Abweichungen von der Sinusform der Wechselspannungen. 10 ist eine, der Deutlichtkeit halber übertrieben, von der Sinusform abweichende Spannung. Sie setzt sich aus der Grund­ schwingung 11 und der 3, Oberschwingung 12 zusammen. Wegen des allgemeinen symmetrischen Aufbaus der Magnetpole und der Wicklungen sind unsymmetrische Verformungen des Sinus durch geradzahlige Oberwellen kaum zu erwarten. Von den ungeraden wird also die niedrigste, die dritte die am meisten störende sein. Dem Integral der zu 11 um 90° verschobenen Grundwelle, 13, wird sich ebenfalls die um 90° verschobene Spannung 14 überlagern, so daß sich 15 ergibt. Wegen der Phasenver­ schiebung und der relativen Verringerung der Amplitude auf 1/3 kann es keine Hoffnung geben, daß die Oberschwingungen bei der Division verschwänden. Der resultierenden Quotienten­ spannung 17 der Sinusse sind sie mit 12 relativ noch stärker überlagert, als sie es in 10 waren.

Neben der daraus resultierenden trivialen Forderung, einen möglichst oberwellenfreien Generator zu konstruieren, wird ein Verfahren angegeben, die am meisten störende Ober­ schwingung mehrphasiger Tachospannungen dadurch zu eliminieren, daß diese additiv oder subtraktiv so miteinander verknüpft werden, daß zwei um 90° verschobene Sinusspannungen resultieren, die dritte Oberwelle jedoch verschwindet. So erhält man bei dreiphasigen Spannungen aus der Differenz zweier Phasenspannungen die eine, aus der dritten minus der halben Summe der beiden ersten die andere 90°-Spannung für unser Verfahren.

Ein Tachometergenerator zur Durchführung dieses Verfahrens mit analogen Hilfsmittel, d. h. in stetiger Arbeitsweise, Fig. 4, muß also einen zwei- oder mehrphasigen Generator 20 enthalten, dem bei Mehrphasigkeit Addierer und/oder Subtrahierer 21 zum Erzielen zweier um 90° phasenverschobener oberwellenarmer sinusförmiger Spannungen nachgeschaltet sind. Diese werden den Intergrierern 22 und 23 zugeführt, durch deren Ausgangsspannungen dann laufend der nicht intergrierte Augen­ blickswert der anderen Phase in den Bausteinen 24 und 25 dividiert wird. Die beiden Quotienten werden sodann in 29 gemittelt, wobei die Absolutwerte von US0 und US90 die Wichtung steuern. Die Verstärker 26 und 27 formen die Phasen­ spannungen U0 und U90 in die gleichphasigen Rechteckspannungen UR0 und UR90 um, deren Flanken im Impulsgeber 28 in Impulse zur Nullstellung der Integrierer verwandelt werden. Die gemittelte, der Drehzahl proportionale Spannung wird auf den Ausgang 30 gegeben.

Selbstverständlich lassen sich die Schritte des Verfahrens - oder einzelne davon - auch stetig-digital durchführen, wenn man von der, meist diskontinuierlichen Arbeitsweise der A/D- Wandler absieht. Jedoch ist durch die Notwendigkeit hoher Genauigkeit und eines großen Bereiches ein programmierbarer Rechner (Fig. 5) wirtschaftlicher. Vor den A/D-Wandlern 36 und 37 werden einfache Prozesse, wie die Phasenkombination in 21 noch analog durchgeführt. Der Mikroprozessor 38 fragt in Zeitintervallen, genügend klein als "Totzeit" für den Regler, die Digitalwerte ab und führt die Integrationen mit numerischem Aufaddieren durch, im Nulldurchgang mit Null beginnend. Nach der Division und Mittelung wird der Drehzahlwert ausgegeben, digital über Ausgänge 39. Für analoge Regler über D/A-Wandler 40 zum Ausgang 41.

Da die Integrale US0 und US90 konstante Amplituden haben, kann aus jedem Augenblickswert das Argument, der Drehwinkel ermittelt werden. Für die Ermittlung der Drehzahl wird ein Zeitzähler 42 benötigt. Da dies für eine genaue Ermittlung eine längere Zeit benötigt, kann dieser Drehzahlwert nicht als Istwert benutzt werden. Man kann mit ihm aber langsame, z. B. temperaturbedingte Änderungen des Verhältnisses Spannung/ Drehzahl korrigieren.

Für den Regler bedeutet die Zeit von einer Messung des jetzt diskontinuierlichen Verfahrens bis zur nächsten immer eine Totzeit. Sie darf bei netzbetriebenen Maschinen in der Größenordnung einer Millisekunde liegen. Dies ist mit der Ma­ schinensprache einfacher Mikroprozessoren durchaus lösbar. Ist der Prozessor schnell genug, so kann er zusätzlich noch Rechnungen für die Regelung übernehmen, wie den Ist-Sollwert­ vergleich und andere.

In den Fig. 6-8 sind beispielsweise Baugruppen zur Durch­ führung der Rechenvorgänge des Verfahrens angegeben. Fig. 6 zeigt einen Integrator 22, wie er in bekannter Weise aus einem Operationsverstärker mit gegengekoppelten Inte­ grierkondensator 45 zusammengestellt ist. Da wir als Integral eine Sinusspannung ohne Gleichspannungs-Anteil benötigen, der sich, z. B. durch Offsetspannungen leicht ergeben könnte, wird der Kondensator bei jedem Nulldurchgang der um 90° verschobenen Phasenspannung durch den Schalter 46 entladen. Dazu werden aus ihr im Verstärker 27, aus U90 in 26, Rechtecke erzeugt, aus denen mit einem Exclusiv-Or-Gatter 28 mit einem direkten und einem verzögerten Eingang an jeder fallenden und steigenden Flanke Impulse gebildet werden, die den elektronischen Schalter 46 schließen.

Für die analoge Division sind zwei Prinzipschaltungen möglich: Subtraktion der logarithmierten Werte und wieder potenzieren oder eine rückgekoppelte Multiplikation.

Fertige Bausteine nach dem ersten Prinzip, z. B. AD 434 abreiten nur im 1- bzw. 2-Quadrantenprinzip, sind also für Wechsel­ spannungen nur nach vorheriger Gleichrichtung benutzbar. Der Vorzeichenwechsel bei Drehrichtungsumkehr muß durch besonders gesteuerte Kommutierung des Quotienten erzielt werden. Das gleiche gilt für einfache Multiplizierer, die stets geregelte Verstärker sind. Für eine meßbare Verstärkungsregelung sind Transconductance-Verstärker, z. B. CA 3060 geeignet. Mehrere davon sind in den 4-Quadrant-Multiplizierern zusammen­ gefaßt, z. B. MC 1494, AD 536 oder MPY 100. Im Rückkopplungsbetrieb als Dividierer arbeiten aber auch diese nur in 2 Quadranten. In Fig. 7 ist 50 ein 4-Quadrant-Multiplizierer. Ihm werden als Faktoren die integrierte Spannung US0 (bzw. US90) und das Ergebnis Q zugeführt. Das Produkt wird zunächst mit der Spannung U90 (bzw. U0) im Subtrahierer 51 verglichen. (Dieser ist meist im IC 50 vorhanden). Zur Vermeidung positiver Rückkopplung wird die Differenz im Schaltgleichrichter 52, gesteuert von der gleichen intergrierten Spannung, gleichgerichtet und in 53 integriert.

Fig. 8 zeigt eine Möglichkeit der Mittelwertbildung mit Optokopplern 60, die statt Phototransistoren Photowiderstände enthalten. Durch die Ansteuerung mit den gleichgerichteten Spannungen von US0 und US90 werden die Widerstände in der Nähe des Nulldurchgangs hochohmig und der Ausgang QW praktisch nur von der anderen Seite gespeist.

Nicht gezeichnet sind die in Anspruch 9 und 10 genannten nichtflüchtigen Speicher, deren Funktion sich ja nur aus der Programmierung ergibt:

Wenn durch die beschriebenen Maßnahmen der Phasenkombination immer noch Welligkeiten in den Signalen w aus den Dividierern 24 und 25 auftreten, die die geforderte Genauigkeit überschreiten, die aber durch die Mechanik bedingt sind und konstant bleiben, so können sie im Prozessorbetrieb für jeden Meßschritt einmal gespeichert und danach bei jeder Messung korrigiert werden: Dazu muß ein Eichlauf, entweder mit schwankungsfrei konstanter Drehzahl und interner Messung der Zeit pro Periode, oder ein externer Präzisionsdrehzahlmesser exakt die Augenblicksdrehzahl w₀ messen. Das Verhältnis

w₀/w ist k₀=US90 · w₀/U0 und k₉₀=US0 · w₀/U90.

Die Werte k₀ und k₉₀ werden beim Eichlauf ermittelt und als Funktion von US0 und US90 gespeichert. Später, bei der laufenden Messung werden sie jeder Division als Korrekturfaktor zugefügt.

Die Ermittlung des Drehwinkels erfolgt mit einer arcsin- Tabelle aus US0 und US90. Diese kann bei dem oben beschriebenen Eichlauf mit ermittelt werden. Ist n die Nummer des Zeitabschnitts, gezählt von Nulldurchgang, und n₀ die Anzahl der Zeitabschnitte pro Umdrehung, so ergibt n/n₀ eine gleichmäßige Winkelteilung. Mit dem Kalibrierfaktor m wird sie ebenfalls den Augenblickswert von US0 und US90 zugeteilt, angespeichert. Diese Absolutwinkel werden oft zusätzlich zur Drehzahl bei Regelvorgängen benötigt.

Claims (10)

1. Verfahren zur Gleichrichtung mehrphasiger Wechselspannungen von Tachometer-Generatoren gekennzeichnet durch die Erzeugung und elektronische Integration von zwei um 90° phasenverschobenen Sinusspannungen U0 und U90, durch nachfolgende laufende Division der Augenblickswerte der einen Sinus­ spannung U0 durch die Augenblickswerte des Integrals US90 der anderen Sinusspannung U90, sowie der Augen­ blickswerte der anderen Sinusspanung U90 durch die Augenblickswerte des Integrals US0 der einen Sinus­ spannung U0, so daß sich als Quotient U0/US90 bzw. U90/US0 je eine Gleichspannung w ergibt, die der Amplitude der Sinusspannungen U0 bzw. U90 proportional ist, durch die gewichtete Mittelung der beiden Gleichspannungen derart, daß in der Umgebung der Nullstellung der einen Sinusspannung U0 der Quotient U90/US0, und in der Umgebung der Nullstellung der anderen Sinusspannung U90 der Quotient U0/US90 das überwiegende Gewicht erhält und durch die Ausgabe dieses gewichteten Mittelwertes als Tachometergleichspannung.

2. Verfahren nach Anspruch 1 für Tachometer-Generatoren mit mehr als zwei Phasenspannungen, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenspannungen additiv und/oder subtraktiv so miteinander verknüpft werden, daß die stärkste Oberschwingung unterdrückt und die zwei um 90° verschobenen Sinusspanungen U0 und U90 erhalten werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2 für Tachometer-Generatoren mit drei Phasenspannungen, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Sinusspannung U0 aus der Differenz zweier Pha­ senspannungen und die andere Sinusspannung U90 aus der Differenz der dritten Phasenspannung und der halben Summe der beiden ersten Phasenspannungen gewonnen wird.

4. Tachometer-Generator zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch einen zwei oder mehrphasigen Tachometer-Generator (20), dem im Falle eines mehrphasigen Generators Addierer oder Subtrahierer (21) zur Erzeugung der zwei phasen­ verschobenen Sinsusspannungen U0, U90 nachgeschaltet sind, deren bzw. dessen Ausgänge mit Integrierern (22, 23) und nachfolgenden Dividierern (24, 25) verbunden sind, durch Verstärker (26, 27), die angesteuert mit den zwei phasenverschobenen Sinusspannungen U0 und U90 Rechteckspannungen UR0 und UR90 erzeugen, welche in einem Impulsgeber (28) zu Impulsen für die Integrierer (22, 23) umgewandelt werden und durch einen von den integrierten Sinusspannungen US0 und US90 gesteuerten Mittelwertbildner (29), dem die Ausgänge der Dividierer (24, 25) zugeführt sind und dessen Ausgang (30) die Tachometer-Gleichspannung entnehmbar ist.

5. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Tachometer-Generator teilweise digital arbeitet, wobei Analog-Digital-Wandler (36, 37) an der Übergangsstelle von der analogen Arbeitsweise vorgesehen sind, deren Ausgänge mit einem Mikroprozessor (38) verbunden sind, der die restlichen Verfahrens­ schritte ausführt, der zusätzlich in Intervallen aus den den Integralen US0 und US90 zugeordneten gespeicherten Werten den Drehwinkel ermittelt und ausgibt, der durch weitere Speicherwerte restliche Welligkeiten eliminiert, der mit Hilfe eines Zeitzählers (42) die absolute Geschwindigkeit ermittelt und mit ihr den Pro­ portionalitätsfaktor der Drehzahl w korrigiert, und der Prozesse eines nachgeschalteten Reglers, wie Ist/Sollwert- Vergleich, übernehmen kann, wobei der digitale Ausgang (39) des Mikroprozessor (38) entweder direkt für eine digitale Weiterverarbeitung oder über einen A/D-Wandler (40) mit einem Ausgang (41) für eine analoge Weiterver­ arbeitung verwendbar ist.

6. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Integrierer (22 bzw. 23) einen durch einen Integrierkondensator (45) gegengekoppelten Opera­ tionsverstärker und einen elektronischen Nullschalter (46) aufweist, und daß der Impulsgeber (28) aus der vom Verstärker (27 bzw. 26) erzeugten Recteckwelle UR90 bzw. UR0 an jeder Flanke der Rechteckwelle UR90 bzw. UR0 einen Impuls erzeugt, der die Nullschalter (46) kurzzeitig schließt und die Integrierkondensatoren (45) entlädt.

7. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Dividierer (24, 25) ein Vierquadranten- Multiplizierer vorgesehen ist, dem die eine integrierte Sinusspannung US0 und in Rückkopplung die gewonnene Tachometergleichspannung als Faktoren zugeführt werden, daß ein Subtrahierer (51) von der anderen Sinusspannung U90 das Ausgangssignal des Vierquadranten-Multiplizierers (50) substrahiert, daß in einem von der einen integrierten Sinusspannung US0 geschalteten Schaltgleichrichter (52) das Ausgangssignal des Subtrahierers (51) gleichgerichtet wird und daß der Ausgang des Schalt­ gleichrichters (52) mit einem Integrierer (53) zur Lieferung der einen Tachometergleichspannung verbunden ist.

8. Tachometer-Generator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelwertbildner (29) elektrisch steuerbare Widerstände, z. B. Optokoppler (60) mit Foto­ widerständen aufweist, welche durch die gleichgerichtete zugehörige integrierte Sinusspannung US0 bzw. US90 gesteuert sind.

9. Tachometer-Generator nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen, vorzugsweise nichtflüchtigen Speicher, in welchen bei einem Eichlauf zu einer Anzahl von Augenblickswerten der integrierten Sinusspannungen US0 und US90 die aus den in gleichen Zeitabständen über eine volle Periode gemessenen Sinusspannungen U0 und U90 durch fortlaufende, von Null beginnende Addition gewonnen wurden, die zugeordneten Werte K₀ = US90 · W₀/U0 und K₉₀ = US0 · W₀/U90abgespeichert werden, wobei W₀ von einer nur zur Eichung benutzten Drehzahlmessung eingegeben wird, so daß beim späteren Normalbetrieb sich die Drehzahl w aus der Beziehungw = k₀ · U0/US90 = k₉₀ · U90/US0ergibt,
wobei Restwelligkeiten und andere konstante Analogfehler eliminiert sind.

10. Tachometer-Generator nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen weiteren, vorzugsweise nichtflüchtigen Speicher, in welchen bei einem Eichlauf außerdem zu jedem gemessenen Augenblickswert der integrierten Sinusspannungen US0 und US90 der Wert m · n/n₀ abgelegt wird, wobei m eine Konstante, n die Nummer des Zeitabschnitts, gezählt vom Nulldurchgang, und n₀ die Zahl der Zeitabschnitte pro volle Umdrehung ist, so daß im Normalbetrieb zu jedem Augenblickswert der integrierten Sinusspannungen US0 oder US90 der zugehörige Drehwinkel berechnet werden kann.