DE3337298C3 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine signalverarbeitende Anordnung in einem System zur automatischen Regelung des von einer Bildwiedergabeeinrichtung wie z. B. der Bildröhre eines Fernsehempfängers geleiteten Schwarzstroms, d. h. desjenigen Stroms, der für schwarzes Bild repräsentativ ist. Die Erfindung betrifft außerdem eine Anordnung, die Impedanzänderungen an einem Fühlpunkt, wo ein für den Schwarzstrom charakteristisches Signal abgeleitet wird, derart kompensiert, daß diese Impedanzänderungen den Betrieb der nachfolgenden Steuerschaltungen, mit denen dieser Fühlpunkt gekoppelt ist, nicht beeinträchtigen.

Fernsehempfänger enthalten manchmal ein System zur automatischen Regelung der Bildröhren-Vorspannung (abgekürzt ABVR), um für jeden Strahlerzeuger der Bildröhre den richtigen Schwarzstromwert automatisch einzustellen. Diese Regelung sorgt dafür, daß die von der Bildröhre wiedergegebenen Bilder nicht in ihrer Qualität verschlechtert werden, wenn sich einzelne Betriebsparameter der Röhre ändern (z. B. infolge von Alterung und Temperatureinflüssen). Eine Ausführungsform eines solchen ABVR-Systems ist in der US-Patentschrift 42 63 622 beschrieben.

Ein ABVR-System arbeitet typischerweise während der Bildaustastintervalle, in denen die Bildröhre als Antwort auf eine Referenzspannung, die repräsentativ für schwarze Bildsignalinformation ist, einen kleinen Strom leitet, dem sogenannten Schwarzstrom. Dieser Strom wird durch das ABVR-System überwacht, um für die Bildröhrenvorspannung eine Korrekturspannung zu erzeugen, welche die Differenz zwischen dem gefühlten Schwarzstromwert und einem gewünschten Schwarzstromwert darstellt. Die Korrekturspannung wird in einem Sinne zur Reduzierung dieser Differenz an die Bildröhre gelegt, z. B. über Videosignal-Verarbeitungsschaltungen, die der Bildröhre vorgeschaltet sind. Typischerweise wird die Korrekturspannung an einen Vorspannungs- Steuereingang eines gleichstromgekoppelten Bildröhren-Treiberverstärkers gelegt, der Videoausgangssignale auf einem Pegel liefert, welcher sich zur direkten Ansteuerung einer Intensitätssteuerelektrode (Kathode) der Bildröhre eignet. Die Korrekturspannung verändert die Ausgangsvorspannung des Treiberverstärkers und damit die Kathodenvorspannung, so daß sich der gewünschte Schwarzstromwert an der Kathode einstellt.

In einem ABVR-System des in der genannten US-Patentschrift beschriebenen Typs sprechen Steuerschaltungen auf ein periodisch abgeleitetes Signal an, dessen Betrag für den Wert des Schwarzstroms an der Kathode charakteristisch ist. Das abgeleitete Signal hat einen vorgeschriebenen, von Null verschiedenen Pegel, wenn der Wert des Schwarzstroms korrekt ist. Bei zu hohem oder zu niedrigem Schwarzstromwert ist der Pegel anders (z. B. positiver oder weniger positiv). Das abgeleitete Signal wird an einem Fühlpunkt entwickelt, der mit den Steuerschaltungen gekoppelt ist, die Klemm- und Abfrageschaltungen enthalten, um ein Korrektursignal für die Bildröhrenvorspannung entsprechend dem Betrag des abgeleiteten Signals zu erzeugen. Das abgeleitete Signal kann z. B. durch einen Abfrageverstärker abgefragt werden, der einen Speicherkondensator je nach dem Pegel dieses Signals auflädt oder entlädt. Das Korrektursignal nimmt zu oder ab, wie es zur Aufrechterhaltung eines korrekten Wertes des Schwarzstroms erforderlich ist.

Aus den "Valvo Technische Information" vom 5. Juli 1982 ist eine Schwarzsttromregelschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, bei welcher während des Bildaustastintervalls ein geringer Schwarzstrom von etwa 10 µA über die Kathode der Bildröhre fließt. Dieser Dunkelstrom läßt an einem Meßwiderstand einen Spannungsabfall entstehen, der mit einer Bezugsspannung verglichen wird. Eine Spannungsabweichungen entsprechende Fehlerspannung wird mittels einer Abtast- und Halteschaltung gespeichert und zur Veränderung der Bildröhrenvorspannung im Sinne einer Fehlerausregelung benutzt. Diese Absolutwertmessung des Dunkelstroms innerhalb des Meßintervalls wird jedoch problematisch, wenn die Vorspannung der Bildröhre so falsch liegt, daß bereits ein Dunkelstrom fließt, wenn noch kein Meßimpuls an die Kathode gelegt ist. Beim Anlegen des Meßimpulses setzt sich nämlich dann der Absolutwert des gemessenen Stromes aus dem bereits vorher fließenden Dunkelstrom und dem aufgrund des Meßimpulses zusätzlichen Dunkelstrom zusammen, so daß der Meßwert verfälscht wird.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß mit dem Abfühlpunkt, an dem das für den Schwarzstrom charakteristische Signal abgeleitet wird, gekoppelte Steuerschaltungen nachteilig beeinflußt werden können, wenn Impedanzänderungen an diesem Fühlpunkt in Abhängigkeit von der Vorspannung des Bildröhrentreibers auftreten. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, Einflüsse solcher Impedanzänderungen auf die Steuerschaltungen im wesentlichen zu beseitigen. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenanteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltung erhöht außerdem in vorteilhafter Weise die Unempfindlichkeit einer den Steuerschaltungen zugeordneten Klemmschaltung gegenüber ungewollten Signalen einschließlich lokal erzeugten Störungen, die das Vorspannungs- Korrektursignal verzerren oder verdecken könnten.

Wenn das Vorspannungs-Korrektursignal von einem Speicherkondensator abgeleitet wird, hat es die Form einer Spannung.

Die vom Speicherkondensator abgeleitete Korrekturspannung sollte unverändert bleiben, wenn der Pegel des in Form eines Spannungsimpulses abgeleiteten Fühlsignals den richtigen Wert des Schwarzstroms anzeigt. Hierzu ist es notwendig, daß der Speicherkondensator durch den Ausgangsstrom des Abfrageverstärkers weder aufgeladen noch entladen wird, wenn der Spannungsimpuls einen den richtigen Schwarzstromwert anzeigenden Pegel hat. Im einzelnen bedeutet dies für das in der erwähnten US-Patentschrift beschriebene ABVR-System, daß der Abfrageverstärker keinen Strom an den Speicherkondensator liefert, wenn der Spannungsimpuls durch einen vorbestimmten, von Null verschiedenen Beitrag anzeigt, daß der Schwarzstromwert richtig ist. Dieses Verhalten läßt sich dadurch erreichen, daß man die Vorspannung des Abfrageverstärkers versetzt, z. B. mittels eines von Hand justierbaren Voreinstellpotentiometers, das mit einem geeigneten Vorspannungs- Steuerpunkt des Verstärkers gekoppelt ist.

Solche manuellen Justierungen der Voreinstellung sind jedoch unerwünscht in einem ansonsten automatischen Regelungssystem. Außerdem sind derartige manuelle Justierungen zeitraubend, und die zugehörigen Potentiometer bringen zusätzliche Kosten für das System.

Ferner sei erwähnt, daß die in manchen ABVR-Systemen angewandten Methoden der Signalverarbeitung zu einem Regelabweichungsfehler (Offsetfehler) führen können, wenn die Einsatzspannungen und Signalverstärkungen der einzelnen Strahlerzeuger in der Bildröhre nicht einander gleich sind, z. B. bedingt durch Herstellungstoleranzen der Bildröhre. In solchen Fällen kann der vom ABVR-System eingestellte Schwarzstromwert einen Fehler haben, der mit Hilfe manuell justierbarer Voreinstellpotentiometer kompensiert werden kann. Die hier offenbarte Anordnung bringt den Vorteil, daß die Verarbeitungsschaltungen für das ABVR-Signal keine manuell justierbaren Stellglieder zu haben brauchen, um solche Offsetfehler zu kompensieren.

Die wesentlichen Merkmale der erfindungsgemäßen Anordnung sind im Patentanspruch 1 beschrieben. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gegenstand der Erfindung ist ein Videosignale verarbeitendes System, worin ein abgeleitetes Fühlsignal, das repräsentativ für den von einer Bildwiedergabeeinrichtung geleiteten Schwarzstrom ist, eine gegebene, von Null verschiedene Amplitude hat, wenn der Wert des Schwarzstroms korrekt ist. Das Fühlsignal wird über eine Eingangssignal-Koppelstrecke auf einen Abfrageverstärker gegeben, der einen Ausgangsstrom liefert, um eine Ladungsspeichereinrichtung entsprechend der Amplitude des Fühlsignals aufzuladen und zu entladen. Gemäß einem Prinzip der vorliegenden Erfindung wird der erwähnten Koppelstrecke ein Hilfssignal solchen Betrags und solcher Richtung angelegt, daß es die Amplitude des Fühlsignals am Verstärkereingang aufhebt, wenn diese Amplitude repräsentativ für einen Schwarzstrom korrekten Wertes ist. Somit bleibt die Stromabgabe des Abfrageverstärkers unverändert, wenn die Amplitude des abgeleiteten Fühlimpulses dem korrekten Schwarzstromwert entspricht, und die Spannung an der Speichereinrichtung bleibt unverändert.

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung ist der Betrag des Hilfssignals proportional dem Betrag des während des ABVR-Intervalls entwickelten Sperrpotentials an der Kathode der Bildröhre.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung wird der Eingang des Abfrageverstärkers während eines dem Signalabfrageintervalls vorangehenden Klemmintervalls auf eine Referenzspannung geklemmt. Das für den Schwarzwert charakteristische Fühlsignal wird während des Klemmintervalls entwickelt, so daß die Referenzspannung auf die der Verstärkereingang während des Klemmintervalls geklemmt wird, eine Funktion des Betrags des Fühlsignals ist. Das Hilfssignal wird während des nachfolgenden Abfrageintervalls entwickelt. Das Hilfssignal hat einen Betrag und eine Richtung zur im wesentlichen unveränderten Aufrechterhaltung der Eingangsspannung des Verstärkers, wenn der Betrag des Fühlsignals dem korrekten Schwarzstromwert entspricht.

In besonderer Ausgestaltung der Erfindung wird der Verstärkereingang während des Klemmintervalls auf eine Referenzspannung geklemmt, und das Fühlsignal und das Hilfssignal werden beide während des Abfrageintervalls entwickelt.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält eine Anordnung zur automatischen Regelung der Bildröhrenvorspannung einen Kondensator zum Koppeln eines für den Schwarzstrom der Bildröhre repräsentativen Fühlsignals und eines Hilfssignals vorgeschriebenen Betrags und vorgeschriebener Richtung auf den Eingang eines Abfrageverstärkers. Die Quelle des Fühlsignals hat eine veränderliche Ausgangsimpedanz proportional zum Betrag der Bildröhrenvorspannung. Das Fühlsignal wird vom Ausgang veränderlicher Impedanz der besagten Quelle über eine Koppelimpedanz zum Kondensator gegeben. Die Koppelimpedanz ist groß im Vergleich zur veränderlichen Ausgangsimpedanz, um Impedanzänderungen, die vom Ausgang der Fühlsignalquelle her an der Quelle der Hilfssignale wirksam werden, wesentlich zu reduzieren.

In besonderer Ausgestaltung ist der Koppelkondensator in einer Klemmschaltung enthalten. Die Koppelimpedanz vergrößert zusätzlich die Unempfindlichkeit der Klemmschaltung gegenüber ungewollten Signalen.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Teil eines Farbfernsehempfängers, der ein ABVR-System und eine zugehörige Abfrageschaltung gemäß den Prinzipien der Erfindung enthält;

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf von Signalen, wie sie beim Betrieb des Systems nach Fig. 1 auftreten;

Fig. 3 zeigt eine alternative Form von Signalen der Fig. 2;

Fig. 4 zeigt nähere Einzelheiten der Abfrageschaltung nach Fig. 1;

Fig. 5 zeigt Einzelheiten des in der Anordnung nach Fig. 1 enthaltenen Zeitsignalgenerators.

Im Fernsehempfänger nach Fig. 1 liefert eine Fernsehsignal- Verarbeitungsschaltung 10 getrennt die Leuchtdiodekomponente Y und die Farbartkomponente C eines zusammengesetzten Farbfernsehsignals an die Leuchtdichte/Farbart-Verarbeitungseinheit 12. Die Verarbeitungseinheit 12 enthält Schaltungen zur Verstärkungsregelung der Leuchtdichte- und Farbartsignale. Schaltungen zur Einstellung des Gleichstrompegels (z. B. getastete Schwarzwert-Klemmschaltungen), Farbdemodulatoren zur Ableitung der Farbdifferenzsignale r - y, g - y und b - y sowie Matrixverstärker zum Kombinieren dieser letztgenannten Signale mit dem verarbeiteten Leuchtdichtesignal, um die für die Bildfarben Rot, Grün und Blau charakteristischen Farbsignale r, g und b mit niedrigem Pegel zu erzeugen. Diese Signale werden in jeweils zugehörigen Endverarbeitungsnetzwerken 14 a, 14 b und 14 c verstärkt und anderweitig behandelt, um verstärkte Farbsignale R, G und B mit hohem Pegel an jeweils zugeordnete Kathoden-Intensitätssteuerelektroden 16 a, 16 b und 16 c einer Farbbildröhre 15 zu liefern. Die Endverarbeitungsnetzwerke 14 a, 14 b und 14 c erfüllen außerdem Funktionen für die automatische Regelung der Bildröhrenvorspannung (ABVR), wie es weiter unten beschrieben wird. Die Bildröhre 15 sei eine selbstkonvergierende Röhre mit Inline- Anordnung der Strahlerzeuger und mit einem gemeinsam erregten Gitter 18, das den Kathoden 16 a, 16 b und 16 c aller Strahlerzeuger gemeinsam zugeordnet ist.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform sind die Endverarbeitungsnetzwerke 14 a, 14 b und 14 c einander gleich, so daß die nachfolgende Beschreibung des Betriebs des Netzwerkes 14 a auch für die Netzwerke 14 b und 14 c gilt.

Das Verarbeitungsnetzwerk 14 a enthält eine Bildröhren- Treiberstufe mit einem Eingangstransistor 20 in Emitterschaltung der über einen Eingangswiderstand 21 des Farbsignal r von der Einheit 12 empfängt, und als Ausgangstransistor einen in Basisschaltung angeordneten Hochspannungstransistor 22, der gemeinsam mit dem Eingangstransistor 20 einen Video-Treiberverstärker in Kaskodeschaltung bildet. An einem Lastwiderstand 24 im Kollektorausgangskreis des Transistors 22 wird das Farbsignal R entwickelt, d. h. das Rot-Videosignal mit hohem Pegel, welches sich zur Ansteuerung der Bildröhrenkathode 16 a eignet. Die Versorgungsspannung für den Verstärker 20, 22 wird von einer Quelle hoher Gleichspannung B + (z. B. +230 Volt) geliefert. Ein Widerstand 25 bildet eine Gleichstromgegenkopplung für den Verstärker 20, 22. Die Signalverstärkung des Kaskodeverstärkers 20, 22 wird hauptsächlich durch das Verhältnis des Wertes des Rückkopplungswiderstandes 25 zum Wert des Eingangswiderstandes 21 bestimmt. Die Rückkopplung gibt dem Verstärker eine geeignet niedrige Ausgangsimpedanz und trägt zur Stabilisierung des Gleichstrompegels am Verstärkerausgang bei.

Zwischen den Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 20 und 22 liegt gleichstromgekoppelt in Reihe ein Fühlwiderstand 30, der dazu dient, an einem auf relativ niedriger Spannung liegenden Knotenpunkt A eine Spannung zu entwickeln, die repräsentativ für den Wert des während der Bildröhren-Austastintervalle über die Bildröhrenkathode geleiteten Schwarzstroms ist. Der Widerstand 30 wirkt in Verbindung mit dem ABVR-System des Empfängers, wie es nachstehend beschrieben wird.

Ein Zeitsignalgenerator 40, der logische Steuerschaltungen enthält, spricht auf periodische Signale der Horizontalsynchronfrequenz (H) und periodische Signale der Vertikalsynchronfrequenz (V) an, die beide von Ablenkschaltungen des Empfängers abgeleitet werden, und erzeugt daraus Zeitsteuersignale V _B , V _S , V _C, V _P und V _G, die den Betrieb der ABVR-Regelung während periodischer ABVR-Intervalle steuern. Jedes ABVR-Intervall beginnt kurz nach dem Ende des Vertikalrücklaufintervalls innerhalb des Vertikalaustastintervalls und umfaßt einige Horizontalzeilenintervalle, die ebenfalls innerhalb des Vertikalaustastintervalls liegen und während welcher keine Bildinformation im Videosignal enthalten ist. Diese Zeitsteuersignale sind in Fig. 2 dargestellt.

Gemäß der Fig. 2 besteht das Zeitsteuersignal V _B, ein Videoaustastsignal, aus einem positiven Impuls, der kurz nach dem Endzeitpunkt T₁ des Vertikalrücklaufintervalls (vgl. die Wellenform V) erzeugt wird. Dieses Austastsignal V _B existiert für die Dauer des ABVR-Intervalls und wird einem Austast-Steuereingang der Leuchtdichte/Farbart-Signalverarbeitungseinheit 12 angelegt, um die Ausgänge r, g und b dieser Einheit 12 auf einen für ein schwarzes Bild charakteristischen Gleichstrom-Bezugspegel zu legen, der dem Fehlen von Videosignalen entspricht. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man durch das Signal V _B die Signalverstärkung der Verarbeitungseinheit 12 über die Verstärkungssteuerschaltungen dieser Einheit auf im wesentlichen Null reduziert und den Gleichstrompegel des Videosignalweges mittels der dafür vorgesehenen Steuerschaltungen der Einheit 12 modifiziert, um an den Signalausgängen der Einheit 12 einen für schwarzes Bild charakteristischen Bezugspegel (Schwarzwert) zu erhalten. Das Zeitsteuersignal V _G, ein positiver Gittersteuerimpuls, unmfaßt drei Horizontalzeilenintervalle innerhalb des Vertikalaustastintervalls. Das Zeitsteuersignal V _C steuert den Betrieb einer Klemmschaltung, die im ABVR-System in Verbindung mit der Signalabfrage wirkt. Das Zeitsteuersignal V _S, ein Abfrage-Steuersignal erscheint nach dem Signal V _C und dient zur Zeitsteuerung des Betriebs einer Abfrage- und Halteschaltung, die ein Gleichvorspannungs-Steuersignal zum Steuern des Schwarzstromwertes an der Kathode der Bildröhre erzeugt. Das Signal V _S umfaßt ein Abfrageintervall, dessen Beginn leicht verzögert nach dem Ende des vom Signal V _C umfaßten Klemmintervalls liegt und dessen Ende im wesentlichen mit dem Ende des ABVR- Intervalls zusammenfällt. Koinzident mit dem Abfrageintervall erscheint ein negativ gerichteter Hilfsimpuls V _P, dessen Funktion weiter unten ausführlicher beschrieben wird. Die in der Fig. 2 eingezeichneten Verzögerungszeiten T _D liegen in der Größenordnung von 200 Nanosekunden.

In der Anordnung nach Fig. 1 spannnt während des ABVR-Intervalls der positive Impuls V _G (z. B. in der Größenordnung von +10 Volt) das Gitter 18 der Bildröhre in Durchlaßrichtung, so daß der die Kathode 16 a und das Gitter 18 umfassende Strahlerzeuger in erhöhtem Maße leitet. Zu Zeiten außerhalb des ABVR-Intervalls liefert das Signal V _G die normale, weniger positive Vorspannung für das Gitter 18. Als Antwort auf den positiven Gitterimpuls V _G erscheint ein gleichphasiger, positiver Stromimpuls während des Gitterimpulsintervalls an der Kathode 16 a. Die Amplitude des so erzeugten Stromimpulses (Kathodenausgangssignal) ist proportional dem Wert des geleiteten Kathodenschwarzstroms (typischerweise einige Mikroampere).

Der erzeugte positive Kathodenausgangsimpuls erscheint am Kollektor des Transistors 22 und wird über den Widerstand 25 auf den Basiseingang des Transistors 20 gekoppelt, so daß sich die Stromleitung des Transistors 20 für die Dauer des Kathodenimpulses in proportionalem Maß verstärkt. Der nun vom Transistor 20 geleitete stärkere Strom führt zur Entwicklung einer Spannung am Fühlwiderstand 30. Infolgedessen erscheint am Fühlpunkt A eine entsprechende negativ gerichtete Spannungsänderung, deren Betrag proportional dem Betrag des für den Schwarzstrom repräsentativen Kathodenausgangsimpulses ist. Der Betrag der Spannungsänderung am Punkt A ist bestimmt durch das Produkt des Wertes des Widerstandes 30 und des Betrags des durch den Widerstand 30 fließenden Stroms.

Die am Knotenpunkt A auftretende Spannungsänderung wird über einen kleinen Widerstand 31 an einen Knotenpunkt B übertragen, wo daraufhin eine Spannungsänderung V₁ stattfindet, die im wesentlichen der Spannungsänderung am Punkt A entspricht. Der Knotenpunkt B ist mit einem Netzwerk 50 zur Erzeugung eines Vorspannungs-Steuersignals gekoppelt. Das Netzwerk 50 enthält einen eingangsseitigen Koppelkondensator 51, einen eingangsseitigen Klemm- und Abfrage-Operationsverstärker 52 (z. B. einen sogenannten Transkonduktanzverstärker) mit einem auf das Klemmsteuersignal V _C ansprechenden Rückkopplungsschalter 54 und einen Ladungsspeicherkondensator 56 mit einem zugeordneten auf das Abfragesteuersignal V _S ansprechenden Schalter 55. Die am Kondensator 56 entwickelte Spannung wird dazu verwendet, über ein Netzwerk 58 und ein Widerstandsnetzwerk 60, 62, 64 ein Korrektursignal für die Bildröhrenvorspannung an einen Vorspannungs-Steuereingang des Bildröhrentreibers zu legen, und zwar an der Basis des Transistors 20. Das Netzwerk 58 enthält Signalübertragungs- und Pufferschaltungen um die das Korrektursignal darstellende Steuerspannung mit einem passenden Pegel und niedriger Impedanz entsprechend den für den Steuereingang des Transistors 20 geltenden Erfordernissen zu liefern.

Die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1 sei nun anhand der in Fig. 2 dargestellten Wellenformen erläutert. Das Hilfssignal V _P wird dem Schaltungsknoten B in Fig. 1 angelegt, und zwar über eine Diode 35 und ein spannungsverschiebendes Impedanznetzwerk aus Widerständen 32 und 34, deren Werte z. B. 220 Kiloohm bzw. 270 Kiloohm betragen. Das Signal V _P hat zu allen Zeiten mit Ausnahme während des ABVR-Abfrageintervalls einen positiven Gleichstrompegel von ungefähr +8,0 Volt, um die Diode 35 leitend zu halten, so daß am Knotenpunkt B eine normale Gleichvorspannung entwickelt wird. Wenn das Signal V _P den erwähnten positiven Wert hat, dann wird der Verbindungspunkt der Widerstände 32 und 34 auf eine Spannung geklemmt, die gleich diesem positiven Wert des Signals V _P minus dem Spannungsabfall an der Diode 35 ist. Während des ABVR-Intervalls bildet das Signal V _P einen negativ gerichteten, weniger positiven Impuls fester Amplitude. Die Diode 35 wird durch diesen negativen V _P-Impuls nichtleitend gemacht, wodurch die beiden Widerstände 32 und 34 zwischen den Knotenpunkt B und Massepotential gekoppelt werden. Der Widerstand 31 bewirkt eine unerhebliche Dämpfung der am Knotenpunkt A erscheinenden Spannungsänderung gegenüber der entsprechenden am Knotenpunkt B erscheinenden Spannungsänderung (V₁), da der Wert dieses Widerstandes 31 (in der Größenordnung von 200 Ohm) klein gegenüber den Werten der Widerstände ­ 32 und 34 ist.

Vor dem Klemmintervall, jedoch während des ABVR-Intervalls, lädt die vorexistierende nominelle Gleichspannung (V _NOM), die am Knotenpunkt B erscheint, die positive Seite des Kondensators 51 auf. Während des Klemmintervalls, wenn der Gittersteuerimpuls V _G erzeugt wird, vermindert sich die Spannung am Knotenpunkt A aufgrund des Impulses V _G um ein Maß, das repräsentativ für den Wert des Schwarzstroms ist. Dies wiederum bewirkt, daß die Spannung am Knotenpunkt B auf einen Pegel im wesentlichen gleich V _NOM - V₁ abnimmt. Ebenfalls während des Klemmintervalls bewirkt das Zeitsteuersignal V _C, daß sich der Klemmschalter 54 schließt (d. h. leitend wird), so daß der invertierende Signaleingang (-) des Verstärkers 52 mit seinem Ausgang gekoppelt wird, wodurch der Verstärker 52 zu einem Folgerverstärker mit dem Verstärkungsfaktor 1 wird. Zu diesem Zeitpunkt ist der Speicherkondensator 56 durch den nichtleitenden Schalter 55 vom Verstärker 52 abgekoppelt. Damit ist eine Quelle fester Referenzgleichspannung V _REF (z. B. +5 Volt), die an einem nicht-invertierenden Eingang (+) des Verstärkers 52 liegt, durch Rückkopplungswirkung über den Ausgang des Verstärkers 52 und den leitenden Schalter 54 mit dem invertierenden Signaleingang des Verstärkers 52 gekoppelt. Somit ist während des Klemmintervalls die über den Kondensator 51 gemessene Spannung V₃ eine Funktion einer durch die Spannung V _REF an der negativen Klemme des Kondensators 51 bestimmten Referenz-Einstellspannung und einer Spannung an der positiven Klemme des Kondensators 51, die der Differenz zwischen dem beschriebenen vorexistierenden nominellen Gleichspannungspegel (V _NOM) am Knotenpunkt B und der Spannungsänderung V₁ entspricht, die am Knotenpunkt B während des Klemmintervalls hervorgerufen wird. Somit ist die über den Kondensator 51 gemessene Spannung V₃ während des Klemmintervalls eine Funktion der für den Wert des Schwarzstroms repräsentativen Spannungsänderung V₁, die variieren kann. Die Spannung V₃ kann ausgedrückt werden als (V _NOM - V₁) - V _REF.

Während des unmittelbar nachfolgenden Abfrageintervalls ist der positive Gittersteuerimpuls V _G nicht mehr vorhanden, so daß die Spannung am Knotenpunkt B in positiver Richtung bis zum nominellen Gleichspannungswert V _NOM ansteigt, der vor dem Klemmintervall existierte. Gleichzeitig erscheint der negative Impuls V _P, der die Diode 35 in Sperrichtung spannt und damit die normale Spannungsübertragungs- und Koppelwirkung der Widerstände 32 und 34 stört (d. h. vorübergehend ändert), so daß die Spannung am Knotenpunkt B um ein Maß V₂ vermindert wird, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Zur selben Zeit wird der Klemmschalter 54 nichtleitend gemacht und der Abfrageschalter 55 durch das Signal V _S geschlossen (d. h. leitend gemacht), wodurch der Ladungsspeicherkondensator 56 mit am Ausgang des Verstärkers 52 gekoppelt wird.

Somit ist während des Abfrageintervalls die Eingangsspannung am invertierenden Signaleingang (-) des Verstärkers 52 gleich der Differenz zwischen der Spannung am Knotenpunkt B und der über den Eingangskondensator 51 gemessenen Spannung. Die an den Eingang des Verstärkers 52 gelegte Spannung ist eine Funktion des Betrags der Spannungsänderung V₁, die mit Änderungen des Schwarzstrompegels der Bildröhre variieren kann.

Die Spannung am ausgangsseitigen Speicherkondensator 56 bleibt während des Abfrageintervalls unverändert, wenn der Betrag der während des Klemmintervalls entwickelten Spannungsänderung V₁ gleich dem Betrag der während des Abfrageintervalls entwickelten Spannungsänderung V₂ ist, was anzeigt, daß der Schwarzstrom der Bildröhre den korrekten Wert hat. Dies ist deswegen so, weil während des Abfrageintervalls die Spannungsänderung V₁ am Knotenpunkt B in einer positiven Richtung größer wird (gemessen vom klemmenden Einstell-Referenzwert), wenn der Gittersteuerimpuls fortgenommen wird und die Spannungsänderung V₂ eine gleichzeitige negativ gerichtete Spannungsänderung am Knotenpunkt B bewirkt. Wenn die Vorspannung der Bildröhre korrekt ist, haben die positiv gerichtete Spannungsänderung V₁ und die negativ gerichtete Spannungsänderung V₂ gleiche Beträge, so daß sich diese Spannungsänderungen gegenseitig während des Abfrageintervalls auslöschen und die Spannung am Knotenpunkt B unverändert lassen.

Wenn der Betrag der Spannungsänderung V₁ kleiner ist als der Betrag der Spannungsänderung V₂, dann lädt der Verstärker 52 den Speicherkondensator 56 in proportionalem Maß im Sinne einer Erhöhung des Kathodenschwarzstroms auf. Umgekehrt entlädt der Verstärker 52 den Speicherkondensator 56 in proportionaler Weise zur Verminderung des Kathodenschwarzstroms, wenn der Betrag der Spannungsänderung V₁ größer ist als der Beitrag der Spannungsänderung V₂.

Diese Vorgänge sind an den Wellenformen in Fig. 2 näher verdeutlicht. Es sei angenommen, daß die Amplitude "A" der Spannungsänderung V₁ bei richtigem Wert des Schwarzstroms etwa gleich 3 Millivolt ist und über einen Bereich von wenigen Millivolt (±Δ ) variiert, wenn der Wert des Kathodenschwarzstroms infolge von Änderungen der Betriebsparameter der Bildröhre gegenüber dem korrekten Wert ansteigt oder absinkt. Die über den Kondensator 51 gemessene Referenz-Einstellspannung V₃ des Klemmintervalls ändert sich dann mit den Änderungen des Betrags der Spannung V₁, wenn sich der Wert des Kathodenschwarzstroms ändert. Die Spannungsänderung V₂ am Knotenpunkt B hat eine Amplitude "A" von ungefähr 3 Millivolt, was der Amplitude "A" entspricht, welche die Spannungsänderung V₁ im Falle richtigen Schwarzstromwerts hat.

Wie es mit der Wellenform V _COR in Fig. 2 gezeigt ist, bleibt die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 52 während des Abfrageintervalls unverändert, wenn die Spannungsänderungen V₁ und V₂ beide die Amplitude "A" haben. Wie mit der Wellenform V _H angedeutet, erhöht sich die Eingangsspannung des Verstärkers 52 jedoch um ein Maß Δ, wenn die Spannungsänderung V₁ eine Amplitude "A +Δ" hat, was einem zu hohen Schwarzstrom entspricht. In diesem Fall entlädt der Verstärker 52 den ausgangsseitigen Speicherkondensator 56, so daß die an die Basis des Transistors 20 gelegte Vorspannungs-Steuerspannung eine Zunahme der Kollektorspannung des Transistors 22 bewirkt, wodurch sich der Kathodenschwarzstrom auf den richtigen Wert vermindert.

Wie es mit der Wellenform V _L angedeutet ist, nimmt umgekehrt die Eingangsspannung des Verstärkers 52 während des Abfrageintervalls um ein Maß Δ ab, wenn die Spannungsänderung V₁ eine Amplitude "A - Δ" hat, was einem zu niedrigen Schwarzstrom entspricht. In diesem Fall lädt der Verstärker 52 den ausgangsseitigen Speicherkondensator 56 auf, wodurch die Kollektorspannung des Transistors 52 erhöht wird, so daß der Kathodenschwarzstrom auf den korrekten Wert steigt. In beiden Fällen können einige Abfrageintervalle notwendig sein, bis der richtige Schwarzstromwert erreicht ist.

Die während der Klemm- und Abfrageintervalle des ABVR-Betriebs am Knotenpunkt B entwickelte Spannung hängt ab von den Werten der Widerstände 31, 32 und 34 und vom Wert einer Ausgangsimpedanz Z₀ am Knotenpunkt A. Wenn das Signal V _P während des Klemmintervalls den positiven Gleichspannungspegel hat (+ 8 Volt), dann wird die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 32 und 34 geklemmt, und ein über den Widerstand 31 vom Knotenpunkt A zum Knotenpunkt B geleiteter Strom ist eine Funktion der Werte der Impedanz Z₀, des Widerstandes 31 und des Widerstandes 34. Während des nachfolgenden Abfrageintervalls, wenn der negativ gerichtete Impuls des Signals V _P vorhanden ist, ist die Diode 35 nichtleitend und der Verbindungspunkt der Widerstände 32 und 34 ungeklemmt. Zu dieser Zeit leitet der Widerstand 31 einen anderen Strom vom Knotenpunkt A zum Knotenpunkt B, der eine Funktion auch des Wertes des Widerstandes 32 zusätzlich zu den Werten der Impedanz Z₀ und der Widerstände 31 und 34 ist. Die Spannungsänderung V₂, die am Knotenpunkt B als Antwort auf den negativ gerichteten Impuls des Signals V _P verursacht wird, ist proportional zur Differenz zwischen diesen Strömen.

Die Impedanz Z₀ am Knotenpunkt A kann sich in unerwünschter Weise als Funktion des Vorspannungspegels der Bildröhrenkathode ändern, der dem erwarteten korrekten Kathodenschwarzstrom zugeordnet ist (d. h. als Funktion der Sperrpunktspannung der Kathode). Der Widerstand 31 bewirkt eine Kompensation der Änderungen des Wertes der Impedanz Z₀ und dient außerdem dazu, die Unempfindlichkeit der Klemm- und Abfrageschaltungen des Netzwerkes 50 gegenüber ungewollten, lokal erzeugten Signalen wie z. B. horizontalfrequenten Störungen zu vergrößern.

Der Knotenpunkt A kann betrachtet werden als Spannungsquelle in Reihe mit der obenerwähnten Impedanz Z₀. Der Wert der Impedanz Z₀ ist eine Funktion des Wertes des Fühlwiderstandes 30 dividiert durch einen Regelschleifen-Verstärkungsfaktor, der seinerseits eine Funktion des Arbeitspunktes des Transistors 20 ist. Der Arbeitspunkt des Transistors 20 während der ABVR-Intervalle ist proportional zur Sperrpunktspannung der Kathode. Es hat sich gezeigt, daß in der Praxis die Impedanz Z₀ unter Bedingungen korrekten Schwarzstroms einen Mindestwert von 30 Ohm und einen Höchstwert von 58 Ohm haben kann. Das heißt, der Wert der Impedanz Z₀ am Punkt A kann sich um 67% gegenüber einem Mindestwert ändern.

Der Widerstand 31 kompensiert die Impedanzänderung am Knotenpunkt A, so daß diese Impedanzänderung die beabsichtigte Wirkungsweise der Hilfsimpulsschaltung nicht beeinträchtigt, die aus der Signalquelle für V _P, der Diode 35 und den Widerständen 32 und 34 besteht. Beim hier beschriebenen Beispiel liegt der Wert des Widerstandes 31, der nicht kritisch ist, in der Größenordnung von 200 Ohm. Die Gesamtimpedanz, die dem Knotenpunkt B vom Punkt A her dargeboten wird, besteht also aus dem Widerstand 31 und der Impedanz Z₀ und ändert sich von 230 Ohm bis 250 Ohm bei Änderungen der Impedanz Z₀ am Knotenpunkt A. Somit sind am Knotenpunkt B unter Bedingungen korrekten Schwarzstroms akzeptierbar kleine Impedanzänderungen von weniger als 10% fühlbar. Dies ist wesentlich weniger als die Impedanzänderungen von 67%, wie sie beim Fehlen des Widerstandes 31 fühlbar wären. Anders ausgedrückt ändert sich die dem Knotenpunkt B präsentierte Impedanz um nur ± 4% gegenüber einem Nominalwert von 40 Ohm für die Impedanz Z₀.

Der Widerstand 31 erhöht auch in vorteilhafter Weise die Unempfindlichkeit der Klemm- und Abfrageschaltung 50 gegenüber ungewollten Signalen, welche die am Speicherkondensator 56 entwickelte Vorspannungs- Steuerspannung verzerren oder verdecken können. Hierzu gehören hauptsächlich periodische ungewollte Signale wie z. B. lokal erzeugte Stör-Wechselsignale, die manchmal als "Rasterschwingimpulse" (raster rings) bezeichnet werden. Diese Signale erscheinen periodisch mit der Horizontalzeilenfrequenz (ungefähr 15 734 Hz) und bestehen aus gedämpften (abklingenden) Schwingimpulsen mit einem Mittelwert von im wesentlichen gleich Null. Sie werden erzeugt durch Ablenkschaltungen des Empfängers während der Horizontalrücklaufintervalle (also einschließlich während der Betriebsintervalle des ABVR-Systems) und können über vorhandene Versorgungsleitungen und über die Leuchtdichte- und Farbart-Signalverarbeitungsschaltungen in das ABVR- System eingekoppelt werden. Ungewollte Signale sind besonders störend in einem ABVR-System, weil sie Beträge haben können, die im Vergleich zu den vom ABVR-System verarbeiteten schwachen Signalen (in der Größenordnung von wenigen Millivolt) beträchtlich sind. Der Einfluß ungewollter Signale kann durch Anwendung gesonderter Filter- und Abschirmtechniken reduziert werden, jedoch sind solche Alternativen komplizierter und teurer.

Die am Klemmkondensator 51 (0,12 Mikrofarad) während des Klemmintervalls entwickelte Spannung kann ernsthaft gestört werden durch ungewollte Signale wie die "Rasterschwingimpulse", die eine beträchtliche, von Null verschiedene Amplitude haben und am Ende des Klemmintervalls auftreten (d. h. nahe dem Zeitpunkt, zu dem der Rückkopplungsschalter 54 geöffnet wird.) Beim Fehlen des Widerstandes 31 kann sich der Kondensator 51 auf eine Spannung von 67% der Spitzenamplitude des Rasterschwingimpulses aufladen, wodurch die am Kondensator 51 entwickelte Klemmbezugsspannung einen ernsthaften Fehler bekommt. Dieser Fehler wird durch das Vorhandensein des Widerstandes 31 wesentlich reduziert, wie es nachstehend beschrieben wird.

Während des Klemmintervalls werden Signale, die eine Gleichstromkomponente und die Rasterschwingimpulse als Wechselstromkomponente enthalten, über eine Impedanz Z _B (ungefähr 240 Ohm), die der Reihenschaltung der Impedanz Z₀ am Knotenpunkt A und des Widerstandes 31 entspricht, an die positive Klemme des Kondensates 51 übertragen. Zur negativen Klemme des Kondensators 51 gelangt die Referenzspannung V _REF über eine niedrige Impedanz Z _A, die der niedrigen Ausgangsimpedanz des Verstärkers 52 entspricht, der während des Klemmintervalls als Spannungsfolger wirkt. Die Impedanz Z _A ist wesentlich kleiner als die Impedanz Z _B. Der Kondensator 51 hat für die horizontalfrequenten Rasterschwingsignale eine reaktive Impedanz Z _C von ungefähr 84 Ohm. Die Wechselstromkomponente der über den Kondensator 51 gekoppelten ungewollten Signale wird wesentlich gedämpft entsprechend dem Verhältnis der Impedanz Z _C zur Summe der Impedanzen Z _A, Z _B und Z _C, so daß sich dieser Kondensator auf eine Spannung von nur ungefähr 25% der Spitzenamplitude des Rasterschwingimpulses aufladen kann. Somit spricht der Klemmkondensator 51 mehr auf den Mittelwert der vom Knotenpunkt A kommenden Signale an, während die Amplitudenspitzen der ungewollten Signale einen viel weniger ausgeprägten Einfluß auf die vom Kondensator 51 entwickelte Klemmbezugsspannung haben.

Das beschriebene System liefert automatisch einen Verstärkerausgangsstrom vom Wert Null an den Speicherkondensator 56, wenn die von Null verschiedene Amplitude der Spannungsänderung V₁ dem korrekten Wert des Schwarzstroms entspricht. Somit sind keine Einrichtungen zur manuellen Voreinstellung im Vorspannungsregelkreis erforderlich, um einen Offset für das Leitverhalten des Abfrageverstärkers einzustellen, damit zum Speicherkondensator ein Verstärkerausgangsstrom von Null geliefert wird, wenn das abgefragte Signal im Falle korrekter Röhrenvorspannung einen von Null verschiedenen Betrag hat.

Die beschriebene Anordnung zur Kopplung eines Eingangssignals auf den Abfrageverstärker unter Verwendung eines Hilfsimpulses V _P ist besonders vorteilhaft, wenn der Abfrageverstärker 52 ein Verstärker mit Differenzeingang ist wie z. B. ein emittergekoppelter Differenzverstärker, wie er nachstehend in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben wird. Ein Differenzverstärker dieses Typs hat eine symmetrische Übertragungskennlinie (Funktion des Ausgangssignals abhängig vom Eingangssignal), die über den größten Teil des Betriebsbereichs nichtlinear ist. Der ansonsten symmetrische Betriebsbereich des Differenzverstärkers kann asymmetrisch gemacht werden, wenn man der Vorspannung des Verstärkers einen Offset gibt, z. B. mittels einer manuell justierbaren Voreinstelleinrichtung. In einem solchen Fall wäre die Wahrscheinlichkeit größer, daß das Ausgangssignal des Verstärkers durch Einflüsse von Rauschen und anderen ungewollten Signalen verunreinigt ist, da die durch den Offset bewirkte Asymmetrie der Verstärkerkennlinie zur Folge haben kann, daß die Rausch- und Störkomponenten im nichtlinearen Betriebsbereich des Verstärkers gleichgerichtet werden. Dies wiederum hätte zur Folge, daß der Abfragewert am Verstärkerausgang und somit die an der ausgangsseitigen Ladungsspeichereinrichtung entwickelte Spannung durch die gleichgerichteten Störkomponenten verzerrt oder verdeckt werden können.

Die beschriebene, mit kombinierten Impulsen betriebene Abfrageschaltung bildet in vorteilhafter Weise auch einen bequemen Mechanismus, um Unterschiede zwischen den Verstärkungskennlinien und somit zwischen den Sperrpunktspannungen (Einsatzspannungen) der verschiedenen Strahlerzeuger der Bildröhre zu kompensieren. Solche Unterschiede können z. B. durch Herstellungstoleranzen der Bildröhre bedingt sein. Dieser Aspekt der beschriebenen Anordnung ist ausführlich in der prioritätsgleichen Patentanmeldung DE-OS 33 37 299 beschrieben und wird nachstehend kurz erläutert.

Wenn die Strahlerzeuger der Bildröhre einander genau gleich sind und somit gleiche Stromleitungskennlinien (Verstärkungskennlinien) haben, sind die von ihnen geleiteten Schwarzströme und ihre Sperrpunktspannungen (d. h. Spannung zwischen Gitter und Kathode für abbrechende Leitfähigkeit) gleich. In der Praxis unterscheiden sich jedoch die Stromleitungskennlinien der Strahlerzeuger voneinander. Das ABVR-System sollte also auch dann, wenn die Strahlerzeuger voneinander verschiedene Schwarzstromwerte und voneinander verschiedene Sperrpunktspannungen haben, in Ruhe bleiben und die Bildröhrenvorspannung nicht ändern.

Dieses Ergebnis wird mit der beschriebenen Anordnung erreicht, da der Betrag der am Knotenpunkt B entwickelten Spannungsänderung V₂ linear proportional zu der am Knotenpunkt A erscheinenden Gleichspannungskomponente ist. Diese Gleichspannungskomponente ist wiederum proportional zur Sperrpunktspannung der Kathode, wie sie dargestellt wird durch die der Kathodenspannung entsprechende Gleichspannungskomponente am Ausgang des Treibertransistors 22 während des ABVR-Intervalls (bei Vernachlässigung des Einflusses des aufgrund des positiven Gittersteuerimpulses V _G erzeugten Kathodenausgangsimpulses). Wenn also die drei Strahlerzeuger der Bildröhre voneinander verschiedene Ströme und Sperrpunkt-Vorspannungen entsprechend der anfänglichen Voreinstellung des Schwarzwertes haben, sind die Beträge der Spannungsänderung V₂ in den jeweils zugeordneten Netzwerken 14 a, 14 b und 14 c voneinander verschieden, obwohl sie von einem gemeinsamen Signal V _P abgeleitet werden. Die unterschiedlichen Beträge der Spannungsänderungen V₂ sind eine Funktion der verschiedenen Sperrpunkt-Vorspannungen, wie sie durch die verschieden großen Gleichspannungskomponenten an den Knotenpunkten A dargestellt werden. Die verschiedenen Beträge der Spannungsänderungen V₂ sind so, daß sich für die jeweils zugeordnete ABVR-Regelschleife die am Knotenpunkt B entwickelte Spannung nicht ändert, wenn die Spannungsänderungen V₁ und V₂ miteinander kombiniert werden, so daß jede ABVR-Regelschleife in Ruhe bleibt. Die ABVR-Regelschleifen bleiben so lange ruhig, bis sich die anfänglich eingestellten Schwarzstromwerte infolge einer durch Alterung der Bildröhre oder durch Temperatureinflüsse bewirkten Änderung in den Betriebsparametern der Röhre ändern.

Bei manchen ABVR-Systemen kann es zweckmäßig sein, die für den Schwarzstrom repräsentative Spannungsänderung V₁ während des Abfrageintervalls hervorzurufen und nicht während des vorangehenden Klemmintervalls, wie es oben beschrieben wurde. Bei dieser Alternative wird der Gittersteuerimpuls V _G so gelegt, daß er während des Abfrageintervalls auftritt, und für einige andere Signale ist eine abgewandelte zeitliche Beziehung zu wählen, wie mit den Wellenformen in Fig. 3 dargestellt. Die zeitliche Lage der Signale V, H, V _B, V _S und V _C bleibt unverändert.

Gemäß der Fig. 3 werden bei dieser alternativen Ausführungsform ein positiver Gittersteuerimpuls V _G′ und ein positiver Hilfsimpuls V _P′ zeitlich koinzident miteinander während des Abfrageintervalls geliefert. Während des anfänglichen Klemmintervalls ist der "Voreinstell- Referenzwert" eine Funktion der Gleichspannung, die zu dieser Zeit an den Knotenpunkten A und B erscheint. Während des nachfolgenden Abfrageintervalls hat die Spannungsänderung V₁′ eine Amplitude "A" im Falle korrekten Schwarzstroms, eine Amplitude "A +Δ" im Falle zu niedrigen Schwarzstroms und eine Amplitude "A-Δ" im Falle zu hohen Schwarzstroms. Die Spannungsänderung V₁′ wird während des Abfrageintervalls mit der Spannungsänderung V₂′ der Amplitude "A" summiert. Wenn also der Wert des Schwarzstroms korrekt ist, löscht sich die Spannungsänderung V₁′ mit der Spannungsänderung V₂′ aus, da beide Änderungen die gleiche Amplitude "A" und entgegengesetzte Polarität haben. Daher ist die Spannung, die dem Klemmkondensator 51 dann vom Knotenpunkt B angelegt wird, die gleiche wie der Referenzwert, der vom Knotenpunkt B während des vorangegangenen Klemmintervalls angelegt wurde. Somit ändert sich im Falle korrekten Schwarzstroms die Eingangsspannung des Verstärkers 52 während des Abfrageintervalls nicht, wie es die Wellenform V _COR zeigt. Der Speicherkondensator 56 wird also nicht durch Ausgangsstrom vom Verstärker 52 aufgeladen oder entladen. Bei diesem alternativen System kann die Spannungsänderung V₂′ am Knotenpunkt B hervorgerufen werden, indem man während der Abfrageintervalle selektiv eine spannungsgeteilte Version des positiven Impulses V _P′ an den Knotenpunkt B legt. Der Klemmbezugspegel, der während des Klemmintervalls im Falle zu niedrigen und im Falle zu hohen Schwarzstroms entwickelt wird, ist der gleiche wie der im Falle korrekten Schwarzstroms entwickelte Klemmbezugspegel. Wenn der Schwarzstrom zu hoch ist, löschen sich die Spannungsänderungen V₁′ und V₂′ jedoch nicht vollständig während des Abfrageintervalls aus, und die Eingangsspannung des Verstärkers 52 wird während des Abfrageintervalls um ein Maß Δ höher (vgl. Wellenform V _H). Umgekehrt erfolgt bei zu niedrigem Schwarzstrom eine unvollständige Auslöschung derart, daß die Eingangsspannung des Verstärkers 52 während des Abfrageintervalls um ein Maß Δ niedriger wird (vgl. Wellenform V₁).

Die Fig. 4 zeigt Schaltungseinzelheiten der Klemm- und Abfrageschaltung 50 nach Fig. 1, wobei entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen bezeichnet sind.

Die in Fig. 4 dargestellte Ausführungsform des Verstärkers 52 ist ein sogenannter Transkonduktanz-Operationsverstärker, welcher einen Ausgangsstrom erzeugt, der eine Funktion des Produkts der Verstärker- Eingangsspannung und der Transkonduktanz (gm) des Verstärkers ist. Der Verstärker 52 enthält zwei emittergekoppelte Transistoren 66 und 68, die einen Eingangs- Differenzverstärker bilden und einen Stromspiegel, der einen als Diode geschalteten Transistor 71 und einen Transistor 74 enthält, die im Kollektorkreis des Transistors 68 in der dargestellten Weise angeordnet sind. Eine erste Konstantstromquelle, die einen in Durchlaßrichtung gespannten Transistor 69 und einen Widerstand R enthält, liefert einen Betriebsstrom I für die Transistoren 66 und 68. Eine zweite Konstantstromquelle, die einen in Durchlaßrichtung gespannten Transistor 75 und einen Widerstand 2 R enthält, liefert einen Betriebsstrom I/2 für den Transistor 74. Die Referenzgleichspannung V _REF wird an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 52 an der Basis des Transistors 68 gelegt. Das abzufragende Eingangssignal (vom Knotenpunkt B in Fig. 1) wird über den Eingangskondensator 51 auf den invertierenden Eingang des Verstärkers 52 an der Basis des Transistors 66 gekoppelt.

Während des ABVR-Klemmintervalls ist der Kollektor des Transistors 68 über den als Diode geschalteten Transistor 71, den Transistor 74 und den leitenden Schalter 54 mit dem Eingangskondensator 41 gekoppelt, um einen Gegenkopplungs-Stromweg zu bilden. Während dieser Zeit ist der Speicherkondensator 56 durch den gesperrten Schalter 55 vom Verstärker 52 abgekoppelt. Der Eingangskondensator 51 lädt sich durch über die Transistoren 68, 71 und 74 geleiteten Ströme auf, und zwar als Funktion der Spannung V _REF und der Spannung, die zu diesem Zeitpunkt vom Knotenpunkt B nach Fig. 1 an den Eingang des Kondensators 51 gelegt wird. Diese Aufladung dauert an, bis die Basisspannungen der Transistoren 66 und 68 im wesentlichen gleich sind (d. h. bis die Differenz-Eingangsparameter des Verstärkers 52 im wesentlichen gleich Null ist). Der vom Stromquellentransistor 69 gelieferte Strom I teilt sich dann zu gleichen Teilen auf die Transistoren 66 und 68 auf, so daß die Kollektorströme der Transistoren 68 und 74 gleich dem Kollektorstrom (I/2) des Transistors 75 sind. Daher fließt der gesamte Kollektorstrom des Transistors 74 als Kollektorstrom im Transistor 75. Die beschriebene Stromrückkopplung bewirkt, daß sich ein Nullstromzustand vor dem Ende des Klemmintervalls einstellt. Zu diesem Zeitpunkt zieht der Transistor 75 den gesamten Kollektorstrom des Transistors 74 an sich, und zur Basis des Eingangstransistors 66 fließt Null Rückkopplungsstrom.

Während des nachfolgenden ABVR-Abfrageintervalls wird der Schalter 54 nichtleitend gemacht, und der Schalter 55 leitet, um den Speicherkondensator 56 mit dem Ausgang des Verstärkers 52 zu koppeln. Die vorher existierende Ladung des Speicherkondensators 56 bleibt unverändert, wenn nicht das dem Kondensator 51 angelegte Eingangssignal ausreicht, die während des vorangegangenen Klemmintervalls abgeglichene Basisvorspannung der Transistoren 66 und 68 zu ändern. Wenn also die Spannungsänderung V₁ die Amplitude "A" hat, was einem Zustand korrekten Schwarzstromwertes entspricht, bleibt die Eingangsspannung am Transistor 66 unverändert, wie es die Wellenform V _COR in Fig. 2 zeigt. Somit bleibt die abgeglichene Eingangsvorspannung der Transistoren 66 und 68 und die Ladung am ausgangsseitigen Speicherkondensator 56 unverändert. Wenn der Schwarzstrom nicht den richtigen Wert hat, so daß die Eingangsspannung am Transistor 66 beispielsweise erhöht wird, wie es die Wellenform V _H in Fig. 2 zeigt, werden die von den Transistoren 68, 71 und 74 geleiteten Ströme kleiner. Der Speicherkondensator 56 wird über den Transistor 75 um ein Maß entladen, das proportional zur Stromleitungsverminderung des Transistors 74 infolge dessen erhöhter Eingangsspannung ist. In diesem Fall wirkt der Transistor 75 als Stromsenke zur Entladung des Speicherkondensators 56. In ähnlicher Weise bewirkt eine Abnahme der an den Transistor 66 gelegten Eingangsspannung (wie mit der Wellenform V _L in Fig. 2 gezeigt) eine entsprechende Zunahme des Kollektorstroms des Ausgangstransistors 74. Der Speicherkondensator 56 lädt sich dann über den Transistor 74 infolge dessen erhöhter Stromleitung auf, wodurch die Spannung am Kondensator 56 ansteigt. In diesem Fall wirkt der Transistor 74 als Stromquelle zur Aufladung des Transistors 56.

Die Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild einer den Zeitsignalgenerator 40 nach Fig. 1 bildenden Logikschaltung. Ein Binärzähler 90 hat einen auf ein Horizontalsignal H ansprechenden Takteingang T und einen auf ein Vertikalsignal V ansprechenden Rücksetzeingang R, einen Abschalteingang X und Binärausgänge Q₁ bis Q₄. Der Zähler 90 wird durch den positiven Impuls des Signals V (vgl. Fig. 2) zurückgesetzt, der während des Vertikalrücklaufintervalls erscheint. Somit haben die Ausgänge Q₁ bis Q₄ alle einen niedrigen Logikpegel (0000), während der Rücksetzeingang R über die Dauer des Vertikalrücklaufintervalls positiv ist. Während dieser Zeit spricht der Zähler 90 nicht auf die horizontalfrequenten Taktimpulse H an.

Eine logische Verknüpfungsschaltung 92 (die z. B. eine Vielzahl logischer Verknüpfungsglieder enthält) überwacht die Binärzustände der Ausgänge Q₁ bis Q₄ des Zählers 90 über entsprechende Eingänge A bis D. Zum Zeitpunkt T₁ am Ende des Vertikalrücklaufintervalls wird der Zähler 90 betriebsfähig. Die Logikzustände der Ausgänge des Zählers 90 ändern sich und zeigen eine Binärzahl an, die der Anzahl der ab dem Ende des Vertikalrücklaufintervalls erscheinenden Taktimpulse H entspricht.

Ein Ausgang F der Verknüpfungsschaltung 92 liefert einen hohen Logikpegel ("1") während desjenigen Intervalls, das die Taktimpulse H vom zweiten bis zum achten Taktimpuls umfaßt, indem sie den erwarteten Zustand der Zählerausgänge Q₁ bis Q₄ während dieses Intervalls fühlt. Dieses Signal wird durch eine Verzögerungsschaltung 93 um eine Zeit T _D verzögert, um am Ausgang dieser Schaltung das ABVR-Zeitsteuersignal V _B zu liefern. Die von der Schaltung 93 eingeführte Verzögerung kann z. B. durch eine Vielzahl hintereinandergeschalteter Logikglieder bewirkt werden, deren jedes eine gegebene Verzögerung bringt.

Das Zeitsteuersignal V _C wird am Ausgang G der Verknüpfungsschaltung 92 während desjenigen Intervalls erzeugt, das die Taktimpulse H vom dritten bis zum fünften Taktimpuls nach dem Ende des Vertikalrücklaufintervalls enthält. Dieses Signal wird in einer Schaltung 94 um ein Maß T _D verzögert und erfährt eine Pegelverschiebung in einem Netzwerk 95, um den Gittersteuerimpuls V _G zu erzeugen. Die Pegelverschiebungsschaltung 95 (z. B. eine Spannungsübersetzungsschaltung) dient dazu, das Signal V _G mit einer Amplitude zu liefern, die sich zur Ansteuerung der Gitterelektrode der Bildröhre eignet.

Ein Logikausgang H der Verknüpfungsschaltung 92 liefert einen hohen Logikpegel ("1") während desjenigen Intervalls, das die Taktimpulse H vom sechsten bis zum achten Taktimpuls nach dem Ende des Vertikalrücklaufintervalls umfaßt. Eine Schaltung 96 verzögert dieses Signal um ein Maß T _D, um das Zeitsteuersignal V _S zu erhalten. Der Hilfsimpuls V _P wird vom Signal V _S mittels eines Signalinverters 98 und einer Pegelverschiebungsschaltung 99 abgeleitet, deren letztere dazu dient, eine Impulsamplitude einzustellen, die sich zur Beaufschlagung des Widerstandsnetzwerkes 32, 34 nach Fig. 1 eignet. Ein Ausgang E der Verknüpfungsschaltung 92 liefert nach dem Ende des ABVR-Intervalls (d. h. am Beginn des neunten Taktimpulses H) ein Steuersignal an den Abschalteingang X des Zählers 90, um den Zählvorgang zu sperren.

Claims (20)

1. Anordnung zur automatischen Regelung der Vorspannung in einer Videosignale verarbeitenden Einrichtung mit

• - einer Bildwiedergabevorrichtung, die über eine Intensitätssteuerelektrode durch Videosignale steuerbar ist,
• - einer Fühleinrichtung (30) zum Ableiten eines Fühlsignals, das repräsentativ für den während Bildaustastintervallen der Videosignale über die Intensitätssteuerelektrode fließenden Schwarzstrom ist und bei korrektem Schwarzstrom einen von Null verschiedenen Wert hat,
• - einem Signalspeicher (56),
• - einem Verstärker (52), dessen Ausgang mit dem Signalspeicher gekoppelt ist und der das gespeicherte Signal in Abhängigkeit von seinen Eingangssignalen verändert,
• - einem Koppelglied (31), über welches das Fühlsignal dem Verstärkereingang zuführbar ist,
• - einer ein Bezugssignal (V₂) solcher Größe und Richtung an das Koppelglied liefernden Quelle, daß das Fühlsignal, wenn seine Größe den korrekten Schwarzstrom darstellt, im wesentlichen aufgehoben wird,
• - und einer Einrichtung (58) zum Anlegen einer von dem Speicher abgeleiteten Vorspannungskorrekturspannung an die Bildwiedergabevorrichtung zur Aufrechterhaltung des korrekten Schwarzstroms,

dadurch gekennzeichnet, daß das Fühlsignal ein Impulssignal mit einer den Schwarzstrompegel darstellenden Impulsamplitude (AtΔ ) ist, und daß das Bezugssignal ebenfalls impulsförmig mit solcher Impulsamplitude (A) ist, daß es den Fühlsignalimpuls auslöscht, wenn dessen Amplitude dem korrekten Schwarzstrompegel ( Δ = 0) entspricht.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Koppelglied (31) eine Impedanzschaltung (32, 34) zur Einstellung einer Koppelgliedvorspannung bei vorhandenem Fühlsignal verbunden ist und daß an diese Impedanzschaltung ein Hilfsimpulssignal (V _P) anlegbar ist zur Veränderung der eingestellten Vorspannung derart, daß das impulsförmige Bezugssignal im Sinne der Signalaufhebung mit dem Fühlsignal erzeugt wird.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das impulsförmige Bezugssignal (V₂) das Fühlsignal in dem Koppelglied (31) auslöscht.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse des Fühlsignals (V₁) und des Bezugssignals (V₂) zeitlich zusammenfallen und von entgegengesetzter Polarität sind und bei den korrekten Schwarzstrompegel darstellendem Fühlsignalimpuls gleich große Amplituden haben.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des Bezugssignalimpulses (V₂) proportional zur Gleichspannungskomponente an der Intensitätssteuerelektrode während des Austastintervalls ist.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Koppelglied (31) am Eingang des Verstärkers (52) eine Klemmschaltung (51) verbunden ist,
daß mit dem Ausgang des Verstärkers, der Klemmschaltung und dem Speicher (56) eine Schalteinrichtung (54, 55) verbunden ist,
daß eine Schaltsteuereinrichtung (92) vorgesehen ist, welche die Schalteinrichtung während eines anfänglichen Klemmintervalls im Austastintervall aktiviert, um (1) durch Ankoppeln einer Referenzspannungsquelle während eines Klemmintervalls an den Verstärkereingang diesen auf eine Referenzspannung zu klemmen und (2) den Verstärkerausgang vom Speicher (56) abzukoppeln, und welche die Schalteinrichtung während eines nachfolgenden Abfrageintervalls während des Austastintervalls aktiviert, um (3) die Klemmung des Verstärkereingangs zu beseitigen und (4) den Verstärkerausgang mit dem Speicher zu koppeln,
daß das den Schwarzstrom darstellende Fühlsignal während des Klemmintervalls erzeugt und an die Klemmschaltung gelegt wird, so daß die Referenzspannung, auf welche der Verstärkereingang geklemmt wird, zusätzlich von der Größe des Fühlsignals abhängt,
und daß das Bezugssignal (V _P) während des nachfolgenden Abfrageintervalls erzeugt wird.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildwiedergabevorrichtung eine Bildröhre (15) ist, deren Strahlerzeugungssystem eine Gitterelektrode (18) und eine zugeordnete Kathode als Intensitätssteuerelektrode (16 a) aufweist,
daß ferner eine Einrichtung (40) vorgesehen ist, die das Strahlerzeugungssystem während des Klemmintervalls derart vorspannt, daß ein Kathodenausgangssignal mit einer dem Kathodenschwarzstrompegel proportionalen Größe erzeugt wird,
und daß die Fühleinrichtung (30) von diesem Kathodenausgangssignal das impulsförmige Fühlsignal ableitet.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (40) eine der Kathode eine voreingestellte Vorspannung zuführende Schaltung und eine der Gitterelektrode einen Gitterimpuls vorbestimmter Größe in Durchlaßrichtung zur Erzeugung des Kathodenausgangssignals zuführende Schaltung aufweist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine derartige Ausbildung der Fühleinrichtung, daß das Fühlsignal eine sich proportional zu der durch den Gitterimpuls bedingten Kathodenstromänderung ändernde Spannung ist.

10. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Koppelglied (31) am Verstärkereingang eine als Klemmschaltung (51) wirkende Einrichtung verbunden ist,
daß mit dem Verstärkerausgang und der Klemmschaltung und dem Speicher (56) eine Schalteinrichtung (54, 55) verbunden ist,
daß eine Schaltsteuereinrichtung (92) die Schalteinrichtung während eines anfänglichen Klemmintervalls im Austauschintervall aktiviert und so (1) den Verstärkereingang durch Ankoppeln einer Referenzspannungsquelle während des Klemmintervalls auf eine Referenzspannung klemmt und (21) den Verstärkerausgang von dem Speicher abkoppelt, und welche die Schalteinrichtung während eines nachfolgenden Abfrageintervalls im Austastintervall aktiviert und so (3) die Klemmung des Verstärkereingangs aufhebt und (4) den Verstärkerausgang mit dem Speicher koppelt,
und daß das den Schwarzstrom darstellende Fühlsignal und das Hilfssignal beide während des Abfrageintervalls abgeleitet werden.

11. Anordnung nach Anspruch 6 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung einen Kondensator (51) aufweist, über den Signale von dem Koppelglied (31) zum Verstärkereingang gelangen und daß Größe und Richtung des Bezugssignals (V₂) so gewählt sind, daß die Spannung am Verstärkereingang im wesentlichen unverändert gehalten wird, wenn die Amplitude des Fühlsignals einen korrekten Schwarzstrompegel anzeigt.

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildwiedergabevorrichtung eine Bildröhre (15) mit einem Strahlerzeugungssystem ist, das eine Gitterelektrode und eine zugehörige Kathode als Intensitätssteuerelektrode aufweist, daß ferner eine Einrichtung (40) vorgesehen ist, um die Vorspannung des Strahlerzeugungssystems der Bildröhre während eines Abfrageintervalls derart vorzuspannen, daß ein Kathodenausgangssignal mit dem Kathodenschwarzstrompegel proportionaler Größe erzeugt wird, und daß die Fühleinrichtung (30) das periodische Fühlsignal von diesem Kathodenausgangssignal ableitet.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (40) eine der Kathode eine voreingestellte Vorspannung zuführende Schaltung und eine der Gitterelektrode einen Gitterimpuls vorbestimmter Größe in Durchlaßrichtung zur Erzeugung des Kathodenausgangssignal zuführende Schaltung aufweist.

14. Anordnung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine derartige Ausbildung der Fühleinrichtung, daß das Fühlsignal eine sich proportional zu der durch den Gitterimpuls bedingten Kathodenstromänderung ändernde Spannung ist.

15. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (52) einen Differenzverstärker aufweist.

16. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Wechselspannungskoppelkondensator (51) mit dem Eingang des Verstärkers (52) gekoppelt ist und daß das impulsförmige Fühlsignal über das Koppelglied (31) dem Koppelkondensator (51) zuführbar ist, dessen Ladung dabei verändert wird, und daß das impulsförmige Bezugssignal auf den Kondensator zur Änderung seiner Ladung gekoppelt wird und solche Amplitude und Richtung hat, daß es die vom impulsförmigen Fühlsignal bewirkte Änderung der Kondensatorladung im wesentlichen aufhebt, wenn die Fühlsignalamplitude dem korrekten Schwarzstrompegel entspricht.

17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe des Bezugssignals von der Gleichspannungskomponente an der Intensitätssteuerelektrode während der Austastintervalle abhängt.

18. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühleinrichtung (30) eine sich mit Vorspannungsänderungen an der Intensitätssteuerelektrode ändernde Ausgangsimpedanz hat, daß das Koppelglied eine Impedanz (31) enthält, über die das Fühlsignal vom Ausgang der Fühleinrichtung zum Speicher (56) übertragen wird und daß diese Impedanz im Sinne einer wesentlichen Reduzierung von Impedanzänderungen, die sich der Hilfssignalquelle (Vp, 32, 34, 35) vom Ausgang des Fühlgliedes darbieten, groß im Vergleich zur veränderlichen Ausgangsimpedanz des Fühlgliedes ist.

19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Fühlsignal an einem ersten Schaltungspunkt (A) entsteht, der dem Ausgang des Fühlgliedes entspricht, und daß das impulsförmige Bezugssignal (V₂) an einem zweiten Schaltungspunkt (B) auf den Kondensator (51) gekoppelt wird, und daß die Impedanz (31) zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungspunkt (A, B) liegt.