DE3235914C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Echoauslöscher nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solcher Echoaus­ löscher ist aus der US-PS 41 29 753 bekannt.

Bei dem bekannten Echoauslöscher wird die steuer­ bare Einrichtung unter Verwendung des Restechosignals und dessen Reduzierung dann neu eingestellt oder aktuali­ siert, wenn Empfangssignale mit signifikanter Energie ankommen und der Spachdetektor keine abgehenden Sende­ signale feststellt. Das Aktualisieren der steuerbaren Einrichtung wird zugelassen unabhängig davon, ob es sich bei den Empfangssignalen um Sprache, Rauschen, Einzel­ frequenztöne, Mehrfrequenztöne od. dgl. handelt.

Die Erfindung beruht auf der Feststellung, daß dann, wenn die Aktualisierung oder Neueinstellung der steuerbaren Einrichtung aufgrund von Empfangssignalen er­ folgt, die lediglich einen Teil des interessierenden Frequenzbandes belegen, beispielsweise ein Einzelfrequenz­ ton, ein Mehrfrequenzton od. dgl. (im folgenden als Teilband­ energie bezeichnet), unerwünschte Zustände der den Echo­ auslöscher enthaltenden Nachrichtenübertragungsschaltung auftreten können. Da die steuerbare Einrichtung mittels eines Prozessors nämlich auf eine große Anzahl von Über­ tragungsfunktionen eingestellt werden kann, um dasjenige Pseudo-Echosignal zu erzeugen, das das tatsächliche Echo­ signal am besten approximiert, kann zwar die erzielte Übertragungsfunktion hinsichtlich der Frequenzanteile der Teilbandenergie optimiert sein, weicht aber spürbar von der gewünschten optimalen Einstellung ab, die sich dann ergibt, wenn eine Einstellung auf der Grundlage eines Vollbandsignals, d. h. von Sprache oder Gauß'schem Rauschen, erfolgen würde. Es entsteht dabei für nicht zur Teilband­ energie gehörige Frequenzen ein Weg mit niedriger Rückfluß­ dämpfung, die zu unerwünschten Schwingungen der Übertra­ gungsschaltung führen kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Echoauslöscher der eingangs genannten Art so auszubilden, daß Schwingungen der Übertragungsanlage aufgrund einer niedrigen Rückflußdämpfung sicher vermieden werden. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichne­ ten Merkmale gelöst. Damit wird erreicht, daß die Zufüh­ rung des Restechosignals an die steuerbare Einrichtung und damit deren Aktualisierung nur dann erfolgt, wenn das Empfangssignal Vollbandenergie enthält, so daß eine optimale Einstellung unter Vermeidung niedriger Rückfluß­ dämpfung möglich ist.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Aus­ führungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 2 Einzelheiten des in Fig. 1 verwendeten Energie­ diskriminators;

Fig. 3 Einzelheiten des in dem Energiediskriminator nach Fig. 2 verwendeten Maximumdetektors;

Fig. 4 Zeitsteuersignale zur Erläuterung der Arbeits­ weise des Energiediskriminators nach Fig. 2 und des Maximumdetektors nach Fig. 3.

Ein Echoauslöscher oder Echounterdrücker 100, der eine Ausführungsform der Erfindung enthält, ist als Block­ schaltbild in Fig. 1 dargestellt. Im Gegensatz zu herkömmlichen Echounterdrückeranordnungen, wie z. B. jenen, die in den US-PS 34 99 999 und 35 00 000 sowie in einem Aufsatz mit dem Titel "Bell's Echo-Killer Chip", IEEE Spectrum, Oktober 1980, Seiten 34-37 dargestellt sind, enthält der Unterdrücker 100 einen Energiediskriminator 103, der gesteuert das Aktuali­ sieren der Echosignalunterdrückung ermöglicht, wenn ein vom fernen Leitungs­ ende empfangenes Signal signifikante Energie im ganzen Frequenzband (Vollbandenergie) enthält. Anders ausgedrückt, das Aktualisieren der Echosignalunterdrückung wird verhindert, wenn das vom fernen Leitungsende kommende Signal signifikante Energie lediglich in einem Teil des Frequenzbandes (Teilbandenergie) enthält.

Das von einem fernen Teilnehmer über einen ersten Empfangsweg, z. B. eine Leitung 102 gelieferte Signal X(K) wird an einen ersten Eingang des Echounterdrückers 100 und darin an einen Eingang eines Echoabschätzers 101 in Form einer einstellbaren Einrichtung, einen Eingang eines Energie­ diskriminators 103 und einen ersten Eingang eines Sprachdetektors 104 gelegt. Das vom fernen Leitungs­ ende kommende Signal X(K) kann beispielsweise ein digital abgetastetes Sprachsignal sein, wobei K eine das Abtastintervall kennzeichnende ganze Zahl ist. Das Signal X(K) gelangt außerdem über eine Leitung 105, gegebenenfalls über eine Umwandlungsschaltung, z. B. einen nicht dargestellten Analog-Digital- Wandler, an einen ersten Eingang einer Gabelschal­ tung 106, die das Eingangssignal über eine doppelgerichtete Leitung 107 zum nahen Teilnehmer führt. Auf­ grund einer Impedanz-Fehlanpassung in der Gabel­ schaltung 106, die typischerweise dadurch verursacht ist, daß eine Nachbildungsimpedanz 108 nicht exakt an die Impedanz der Leitung 107 angepaßt ist, erscheint ein Teil des Ein­ gangssignals der Gabelschaltung 106 auf der abgehenden Leitung 109 und wird als Echo zu dem am fernen Leitungsende befindlichen Teilnehmer reflektiert. Das Echo gelangt vom Ausgang der Gabelschaltung 106 über die Leitung 109 zu einem zweiten Eingang des Unterdrückers 100 und dort zu einem zweiten Eingang des Sprachdetektors 104 sowie zu einem ersten Eingang einer Verknüpfungsschaltung 110. Die Leitung 109 kann ebenfalls einen Wandler enthalten, z. B. einen nicht dargestellten Analog-Digital- Wandler. Eine zweite Eingangsgröße der Verknüpfungs­ schaltung 110 bildet eine vom Echoabschätzer 101 erzeugtes Pseudo-Echosignal in Form einer Abschätzung des Echos. Die Echo­ abschätzung gelangt über eine Leitung 111 von einem Ausgang des Echoabschätzers 101 zum zweiten Eingang der Verknüpfungsschaltung 110. Die Verknüpfungs­ schaltung 110 erzeugt ein Restechosignal E(K), das der algebraischen Differenz zwischen der Echo­ abschätzung und dem das unerwünschte Echo enthalten­ den Ausgangssignal der Gabelschaltung 109 entspricht. Das Restechosignal E(K) gelangt über einen zweiten Übertragungsweg, z. B. eine Leitung 112 zum fernen Teilnehmer und zu einem steuerbaren Sperrgatter 113. Das Gatter 113 wird so gesteuert, daß es durch ein Ausgangssignal eines UND-Glieds 114 geöffnet oder gesperrt wird. Ein erster Zustand des Ausgangssignals des UND-Glieds 114, z. B. eine logische 1 öffnet das Gatter 114, um das Restechosignal E(K) an den Abschätzer 101 zu geben, während ein zweiter Zustand des Aus­ gangssignals des UND-Glieds 114, z. B. eine logische 0 das Gatter 114 daran hindert, das Restechosignal E(K) an den Abschätzer 101 zu geben.

In bekannter Weise wurde das Gatter 113 so gesteuert, daß es ein Zuführen des Restechosignals E(K) an den Abschätzer 101 verhinderte, wenn keine signifikante Energie vom fernen Leitungsende vorlag, wenn abgehende Sprache vorhanden war, oder wenn eine vorbestimmte Beziehung zwischen dem Signal E(K), dem vom entfernten Leitungsende kommenden Signal X(K) und einem Statussignal das Vorhandensein abgehender Sprachsignale anzeigt, wie es in der genannten US-PS 41 29 753 beschrieben ist. Wie oben angemerkt wurde, kann das vom fernen Leitungsende kommende Signal X(K) Sprache, Rauschen, irgendeine Anzahl einzelner Töne, Mehrfrequenztöne oder dgl. enthalten. Folglich wurde bei der bekannten Anordnung das Restechosignal E(K) nur gesperrt, wenn keine signifikante Energie vom fernen Leitungsende oder wenn abgehende Sprache erfaßt wurde. Auf der anderen Seite wurde das Signal E(K) während solcher Intervalle an den Abschätzer 101 gegeben, in denen signifikante, Energie im Signal X(K) erfaßt wurde. Bei dieser Energie konnte es sich um Teilbandenergie, d. h., um einen Einzelfrequenzton, um Mehrfrequenztöne oder dgl. handeln. Folglich konnte der Abschätzer 101 während der Intervalle, in denen nur Teilbandenergie empfangen wurde, angepaßt oder auf andere Weise eingestellt werden. Wie oben bemerkt wurde, führt dies zu unerwünschten Folgen. Speziell kann die Übertragungsfunktion, auf die der Abschätzer 101 für die Frequenzanteile des Teilbandsignals eingestellt wird, zu einer niedrigen Rückflußdämpfung für andere Frequenzanteile im interessierenden Frequenzband führen. Dies wiederum kann unerwünschte Schwingungen verursachen. Es wird daher ein Energiediskriminator 103 verwendet, der erkennt, ob das vom fernen Leitungsende kommende Signal X(K) nur Teilbandenergie oder Voll­ bandenergie enthält. Wenn X(K) Teil­ bandenergie darstellt, z. B. einen Einzelfrequenzton, Mehrfrequenztöne oder dgl., erzeugt der Diskriminator 103 ein Ausgangssignal, welches das UND-Glied 114 sperrt. Wenn andererseits Vollbandenergie festgestellt wird, erzeugt der Diskriminator 103 ein Ausgangssignal, welches das UND-Glied 114 öffnet. Das UND-Glied 114 wiederum erzeugt ein Signal zum Steuern des Gatters 113 und somit zum Steuern der Zufuhr des Signals E(K) zum Abschätzer 101.

Folglich bleibt die vom Abschätzer 101 erzeugte Echoabschätzung, das Pseudo-Echosignal, während der­ jenigen Intervalle konstant, in denen lediglich Teilbandenergie vorhanden ist, und eine unerwünschte Einstellung der Unterdrücker-Übertragungsfunktion wird vermieden.

Der Abschätzer oder die steuerbare Einrichtung 101 enthält eine mit Ab­ griffen versehene Verzögerungsleitung, die aus Ver­ zögerungseinheiten 115-1 bis 115-N besteht, um ge­ wünschte Verzögerungen an den Abgriffen zu erhalten, die Nyquist-Intervallen entsprechen. Daher werden an den entsprechenden Abgriffen verzögerte Kopien X(K-1) bis X(K-N) des vom fernen Leitungsende ankommenden Signals X(K) erzeugt. Das an jeder Ab­ griffstelle vorhandene Signal, nämlich X(K-1) bis X(K-N), wird ebenso wie X(K) ansprechend auf das Restechosignal E(K) eingestellt. Genauer gesagt, werden die Signale X(K) bis X(K-N) ansprechend auf E(K) über ein entsprechendes der Einstellnetzwerke 116-0 bis 116-N individuell gewichtet. Die Einstell­ netzwerke 116-0 bis 116-N enthalten jeweils Multi­ plizierer 117 und 118 sowie eine Rückkopplungs­ schleife 119. Die Rückkopplungsschleife 119 stellt die Wicklung in bekannter Weise auf einen gewünschten Wert ein.

Die gewichteten Signale der Einstellnetzwerke 116-0 bis 116-N werden in einem Summierer 120 summiert, um das das zu unter­ drückende Echo approximierende Abschätz- oder Pseudo-Echosignal zu erzeugen. Dieses Signal gelangt über die Leitung 111 an den zweiten Eingang der Ver­ knüpfungsschaltung 110.

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform des Energiedis­ kriminators 103, der dazu verwendet werden kann, zu bestimmen, ob sig­ nifikante Energie in dem empfangenen Signal X(K) Vollbandenergie und nicht nur Teilbandenergie ist. In diesem Beispiel handelt es sich bei dem interessierenden Frequenzband um das Sprachfrequenzband von etwa 300 Hz bis 4000 Hz. Vollbandenergie ist beispielsweise Sprache, Gauß'sches Rauschen oder dgl., d. h., Signale mit Frequenzanteilen über dem gesamten Frequenzband. Teilbandenergie besteht beispielsweise aus Einzel­ frequenztönen, Mehrfrequenztönen oder dgl., d. h. Signalen mit Frequenzteilen in relativ schmalen Frequenzabschnitten des interessierenden Frequenz­ bandes.

Das empfangene Signal X(K) wird an Bandpaß­ filter 201-0 bis 201-N angelegt, um Signale zu erhalten, die jeweils bestimmte Frequenzteile des empfangenen Signals kennzeichnen. Wenn X(K) ein digitales Signal ist, das beispielsweise durch eine M-Gesetz-Abtastung gewonnen worden ist, so wird vor den Filtern 201-0 bis 201-N ein entsprechender M-Gesetz-auf-Linear­ wandler (nicht gezeigt) verwendet. In diesem Beispiel sollten die Filter in der Lage sein, das interessierende Sprachfrequenzband abzudecken. Im speziellen Fall werden 16 Filter verwendet, d. h. N = 15, und zwar vorzugsweise Digital­ filter, die beispielsweise beschrieben sind in Digital Processing of Signals, Bernard Gold und Charles M. Rader, Mc Graw-Hill Book Co., N. Y. 1969, Seiten 84 ff. Die Digital-Bandpaß­ filter können auch durch Anwendung von Verfahren der schnellen Fouriertransformation (FFT) realisiert werden. Die Ausgangssignale der Filter 201-0 bis 201-N gelangen an Gleichrichter 202-0 bis 202-N. In einem Digital­ system wird die Gleichrichtung erreicht durch Fallen­ lassen des dem kodierten Amplitudenabtastwert zuge­ ordneten Vorzeichenbits. Die Ausgangs­ signale der Gleichrichter 202-0 bis 202-N gelangen an Mittelwertbildner 203-0 bis 203-N. Jeder der Mittelwertbildner 203 erzeugt auf Kurzzeitbasis laufend einen Mittelwert der ihm zugeführten Signalabtast­ werte. Demnach kann jeder Mittelwertbildner 203 als Tiefpaßfilter mit einer vorbestimmten Zeitkonstanten, beispielsweise 256 Milli­ sekunden, angesehen werden. Zum Erzeugen des laufenden Mittelwertes der Signalabtast­ werte kann eine Vielzahl von Anordnungen und Verfahren verwendet werden. Ein Verfahren besteht darin, eine exponentiell gewichtete Version (EMP) vergangener Signalabtastwerte zu erhalten. Die EMP-Mittelwert­ bildung ist besonders nützlich in Fällen, in denen das Interesse auf das jüngste Verhalten eines Prozessors gerichtet ist. Eine Art der EMP-Mittelwertbildung ist beschrieben in IRE Transactions on Automatic Control, Vol. AC-5, Januar 1960, Seiten 11-17. Die EMP-Mittelwertbildung einer Folge von Abtastwerten sieht vor, daß jüngere Abtastwerte stärker gewichtet werden als länger zurückliegende Abtastwerte, wobei die relative Wichtung beispielsweise ein geometrisches Verhältnis ist. Ein Beispiel einer digitalen EMP-Mittelwertbildungsschaltung ist in der US-PS 40 28 496 beschrieben.

Die Signale EMP-0 bis EMP-N werden in bekannter Weise über einen Multiplexer (TDM) 204 zur Bildung eines seriellen Signals X(KT) geführt. In diesem Beispiel enthält das Signal X(KT) eine serielle Folge digitaler Darstellungen von EMP-0 bis EMP-N. Dann wird das Signal X(KT) an einen Maximumdetektor 205 und einen Minimumdetektor 206 angelegt, wo die maximale (MAX) bzw. die minimale (MIN) EMP-Abtastung festgestellt wird. Von einem Zeitsteuersignalgeber 207 werden in bekannter Weise Zeitsteuersignale START und CLK erzeugt, die gemäß Fig. 4 zum Betreiben der Detek­ toren 205 und 206 dienen. Ein für den MAX EMP-Ab­ tastwert kennzeichnendes Signal gelangt an den ersten Eingang von Vergleichern 208 und 209, während ein für MIN EMP kennzeichnendes Signal an einen zweiten Eingang des Vergleichers 209 angelegt wird. Ein für einen bestimmten Schwellenwert (TH) kennzeichnendes Signal gelangt an einen zweiten Eingang des Vergleichers 208. Der Schwellenwert TH ist ein vorbestimmter Wert, der so ausgewählt wird, daß er das Vorhandensein signifikanter, vom fernen Leitungsende kommender Energie anzeigt. In diesem Beispiel beträgt TH = 35 dBmO. Der Vergleicher 208 erzeugt ein Ausgangssignal mit einem ersten Zustand (logisch 1), wenn MAX EMP größer als TH ist. Dies zeigt an, daß signifikante Energie vom fernen Leitungs­ ende empfangen wird. Ein Ausgangssignal des Vergleichers 208 gelangt an einen ersten Eingang eines UND-Glieds 210. Der Vergleicher 209 be­ stimmt, ob MAX EMP und MIN EMP eine vorgeschriebene Beziehung zueinander aufweisen und somit Teilband­ energie empfangen wid. Im vorliegenden Beispiel wird festgestellt, daß, wenn das Ver­ hältnis von MAX EMP zu MIN EMP größer als zehn ist, im Signal X(K) Teilbandenergie und nicht Vollbandenergie vorliegt. Dies folgt daraus, daß Teilbandenergie- Frequenzanteile nur in einem oder mehreren begrenzten schmalen Frequenzbandabschnitten des interessierenden Frequenzbandes liegen und das Verhältnis von MAX EMP zu MIN EMP groß ist. Wenn andererseits Vollband­ energie empfangen wird, gibt es Frequenzanteile über dem gesamten Frequenzband, und das Verhältnis von MAX EMP zu MIN EMP ist klein. Wenn somit MAX EMP größer als 10 MIN EMP ist, erzeugt der Vergleicher 209 ein Zustandssignal logisch 0 und das UND- Glied 210 wird gesperrt. Das Ausgangssignal ADAPT hat dann niedrigen Pegel (logisch 0). Wenn MAX EMP kleiner als 5 MIN EMP ist, erzeugt der Vergleicher 209 ein Zustandssignal logisch 1. Wenn MAX EMP somit TH überschreitet und kleiner als 10 MIN EMP ist, wird das UND-Glied 210 geöffnet, um bei Abfrage durch das Signal END ein Signal ADAPT logisch 1 zu erzeugen. Das UND-Glied 210 wird in periodischen Intervallen durch das vom Zeitsteuersignalgeber 207 gelieferte Signal END abgefragt. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, wird am Ende jeder Periodendauer T, die N + 1 Abtastungen des Multiplexers 204 enthält, das Signal END erzeugt und das UND-Glied 210 abge­ fragt.

Fig. 3 zeigt als Blockschaltbild Einzelheiten einer Anordnung, die als Maximumdetektor 205 ver­ wendet werden kann. Wie der Fachmann leicht sieht, kann eine ähnliche, in geeigneter Weise modifi­ zierte Anordnung für den Minimumdetektor 206 ver­ wendet werden. Die seriellen EMP-Abtastwerte X(KT) werden an einen ersten Eingang B eines Wählers 301, und einen ersten Eingang eines Vergleichers 302 angelegt. Das Ausgangssignal MAX EMP des Detektors 205 am Ausgang des Zwischen­ speichers 304 gelangt an einen zweiten Eingang A des Wählers 301, sowie an einen zweiten Eingang des Vergleichers 302. Der Vergleicher 302 erzeugt ein Ausgangssignal mit hohem Pegel (logisch 1), wenn der derzeit angelegte Signal- Abtastwert von X(KT) größer ist als MAX EMP. Das Ausgangssignal des Vergleichers 302 wird an den Eingang B des Wählers 301 angelegt. Normalerweise führt der Wähler 301 den Signal­ abtastwert am Eingang A zum Eingang B des Wählers 303. Wenn jedoch ein Zustandssignal logisch 1 vom Vergleicher 302 anliegt, führt der Wähler 301 den Signalabtastwert am Eingang B zum Wähler 303. Dieser dient zum Initia­ lisieren des Detektors 205. Hierzu wird ein für den Wert null repräsentativer Signalabtast­ wert an den Eingang A gegeben, während dem Ein­ gang B das Ausgangssignal vom Wähler 301 zuge­ führt wird. Normalerweise liefert der Wähler 303 den Signalabtastwert am Eingang B zum Zwischen­ speicher 304. Durch das Signal START wird der Wähler 303 veranlaßt, zu Beginn jeder Perioden­ dauer T gemäß Fig. 4 ein Null-Ausgangssignal zu liefern. Dann vergleicht der Detektor 205 die Signalabtastwerte von X(KT) und bestimmmt den Abtastwert MAX EMP. Dieser Abtastwert wird im Zwischenspeicher 304 gespeichert, dessen Inhalt bei jeder Abtastung von X(KT) durch das Signal CLK, das in Fig. 4 gezeigt ist, aktuali­ siert wird. Wenn der laufende Abtastwert MAX EMP im Zwischen­ speicher 304 größer ist als der Abtastwert von X(KT), so wird dieser Abtastwert MAX EMP erneut gespeichert und mit dem nächstfolgenden Abtastwert von X(KT) verglichen. Wenn der jeweils zugeführte Abtastwert von X(KT) größer ist als der gespeicherte Abtastwert MAX EMP, wird der neu zugeführte Abtastwert von X(KT) als neuer Abtastwert MAX EMP gespeichert. Dieser Vorgang wird für jeden Abtast­ wert von X(KT) wiederholt, und am Ende der Perioden­ dauer T bildet MAX EMP das Ausgangssignal des Detektors 205.

Claims (5)

1. Echoauslöscher mit einer an einem Empfangs­ weg (102) angeschalteten, steuerbaren Einrichtung (101) zur Erzeugung eines Pseudo-Echo-Signals aus dem Empfangssignal (X(K)), das vom tatsächlichen Echo auf dem Sendeweg (109) subtrahiert wird, wobei das resultierende Restechosignal (E(K)) der steuerbaren Einrichtung (101) zwecks Reduzierung des Restechos auf Null über ein Sperrgatter (113) zuführbar ist, wobei das Sperrgatter (113) seinerseits in Steuerab­ hängigkeit von einem an den Sende- (109) und den Empfangs­ weg (102) angeschalteten Sprachdetektor (104) steht, dadurch gekennzeichnet, daß ein Energiediskriminator (103) vorgesehen ist, der eingangsseitig an den Empfangsweg (102) und ausgangsseitig über ein UND-Gatter (114), an dessen anderem Eingang das Ausgangssignal des Sprachdetektors (104) liegt, an dem Steuereingang des Sperrgatters (113) angeschaltet ist, daß der Energiediskriminator (103) feststellt, ob das Empfangssignal (X(K)) Energie im ganzen Frequenzband (Voll­ bandenergie, z. B. Sprache) oder nur in einem Teil des Frequenzbandes (Teilbandenergie, z. B. Einzeltöne) aufweist und daß bei Energie im ganzen Frequenzband der Energie­ diskriminator (103) am Ausgang ein Steuersignal an das UND-Gatter (114) abgibt.

2. Echoauslöscher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Energiediskriminator (103) eine Vergleicherschaltung (209) enthält, die einen maxima­ len Wert (MAX EMP) und einen minimalen Wert (MIN EMP) von Frequenzanteilen des Empfangssignals (X(K)) vergleicht und bei Vorliegen einer vorbestimmten Beziehung (MAX EMP/MIN EMP10) zwischen dem maximalen und dem minimalen Wert das Steuersignal an das UND-Gatter (114) liefert.

3. Echoauslöscher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Energiediskriminator (103) eine Mittelwertbildungsein­ richtung (203) aufweist, die für eine Anzahl von Frequenzanteilen des Empfangssignals (X(K)) je einen Mittel­ wert (EMP-O bis EMP-N) erzeugt, daß ein erster Detektor (205) den größten erzeugten Mittelwert und ein zweiter Detektor (206) den kleinsten erzeugten Mittelwert fest­ stellen und daß die Ausgangssignale (MAX EMP, MIN EMP) der beiden Detektoren (205, 206) an die Vergleichsschaltung (209) angelegt sind.

4. Echoauslöscher nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Energiediskriminator (103) mehrere Bandpaßfilter ( 201-0 bis 201-N) mit je einem vor­ bestimmten Durchlaßbereich aufweist und daß den Bandpaß­ filtern (201-0 bis 201-N) je ein Gleichrichter ( 202-0 bis 202-N) und je eine Mittelwertbildungsschaltung (203-0 bis 203-N) nachgeschaltet sind, die zeitlich exponentiell gewichtete Mittelwerte (EMP-0 bis EMP-N) an den ersten und zweiten Detektor ( 205, 206) liefern.

5. Echoauslöscher nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die von den Mittelwertbildungs­ schaltungen (203-0 bis 203-N) erzeugten Mittelwerte (EMP-0 bis EMP-N) an einen Multiplexer (204) angelegt sind, der aus den Mittelwerten einen seriellen Signalstrom (X(KT)) bildet und dem ersten und zweiten Detektor (205, 206) zu­ führt, daß die beiden Detektoren je eine Einrichtung auf­ weisen, die durch Vergleichen aufeinander folgender Mittel­ werte in dem Signalstrom den größten Mittelwert (MAX EMP) bzw. den kleinsten Mittelwert (MIN EMP) bestimmt, und daß die Vergleichsschaltung (209) das Steuersignal an das UND-Gatter (114) dann liefert, wenn das Verhältnis des größten Mittelwertes (MAX EMP) zum kleinsten Mittelwert (MIN EMP) gleich oder größer als ein vorbestimmter Wert, insbesondere 10, ist.