DE3018238C2

DE3018238C2 - Adaptiver Echoausgleicher

Info

Publication number: DE3018238C2
Application number: DE3018238A
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred André Maria Snijders; Nicolaas Alphonsus Maria Eindhoven Verhoeckx
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-05-14
Filing date: 1980-05-13
Publication date: 1986-03-20
Also published as: GB2050127A; US4362909A; JPH0139257B2; NL7903759A; AU537041B2; FR2457042B1; CA1152595A; SE8003539L; IT8021965A0; AU5833180A; GB2050127B; JPS55153435A; IT1130590B; FR2457042A1; SE446241B; DE3018238A1

Description

A. Hintergrund άζτ Erfindung
A. (1) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf einen Echoausgleicher, insbesondere zum Gebrauch in einem Datenmodem für simultaaeZweirichtungsübertragung von Datensignalen über Zweidrahtverbindungen.

A. (2) Beschreibung des Standes der Technik

Moderne Übertragungssysteme bestehen meistens aus einer Kombination von Zwei- und Vierdrahtverbindungen. Vierdrahtverbinduagen bestehen aus zwei Einrichtungsstrecken, und zwar aus einer Einrichtungssendestrecke und einer Einrichtungsempfangsstrecke. Eine Zweidrahtverbindung wird durch eine Zweirichtungsstrecke gebildet, über die gleichzeitig in entgegengesetzten Richtungen Signale in ein und demselben Frequenzband übertragen werden können. Diese unterschiedlichen Strecken werden mit Hilfe eines hybriden Kopplungsnetzwerkes (Gabelschaltung) aneinander angeschlossen.

Bekanntlich wird ein hybrides Kopplungsnetzwerk durch eine Viertorschaltung gebildet Ein erstes Tor, das sogenannte Sendetor, ist mit der Einrichtungssendestrecke verbunden, ein zweites Tor, das sogenannte Empfangstor, ist mit der Einrichtunesempfangsstrecke verbunden, ein drittes Tor, das sogenannte Kabeltor, ist mit der Zweirichtungsstrecke verbunden und an das vierte Tor, das sogenannte Balancetor ist ein Balancenetzwerk angeschlossen. Dieses Baiat<ceneizwerk dient dazu, das Kopplungsnetzwerk an die Kabelimpedanz anzupassen.

Bei einwandfreier Einstellung dieses Balancenetzwerkes wird ein Signal in der Sendestrecke an dem Kabeltor erscheinen, nicht aber in der Empfangsstrecke. Wird dagegen über die Zweirichtungsstrecke ein Signal dem Kabeltor zugeführt, so wird dieses Signal in der Empfangsstrecke erscheinen, nicht aber in der Sendestrecke.

Weil jede Zweirichtungsstrecke eine oder mehrere Diskontinuitäten aufweist, an denen ein Signal reflektiert werden kann, kann in der Empfangsstrecke eine reflektierte Ausführung des Signals auftreten, das in der Sendestrecke auftritt. Durch die abweichenden Kabellängen und Kabeltypen ist die Kabelimpedanz meistens nicht genau bekannt, so daß das Balancenetzwerk niemals einwandfrei eingestellt werden kann. Dies führt dazu, daß ein Teil des Signals der Sendestrecke auch über das Kopplungsnetzwerk in die Empfangsstrecke gelangt.
Die auf die obenstehend genannte Weise in der Empfangsstrecke auftretenden Teile des Signals, das in der Sendestrecke vorhanden ist, werden üblicherweise als Echosignal bezeichnet. Derartige Echosignale beeinträchtigen besonders die Qualität des Signals in der Empfangsstrecke. Um diese Qualität zu verbessern, sind Schaltungsanordnungen entworfen worden, um die Echosignale auszuschalten oder wenigstens ihren Einfluß weitgehend zu verringern. Derartige Schaltungsanordnungen sind als Echoausgleicher bekannt.
Die Erfindung geht nun aus von einem Echoausgleicher gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1, wie

so er aus dem Bezugsmaterial 1, 2 und 3, insbesondere aber aus S im Abschnitt D hervorgeht.

Durch die Signalverarbeitungsanordnung wird ausgehend von einem Signal, das in der Sendestrecke auftritt, ein synthetisches Echosignal erzeugt, das in der Form dem zu erwartenden Echosignal möglichst entspricht. Das Ausmaß an Übereinstimmung zwischen dem synthetischen Echosignal und dem wirklichen Echosignal wird durch die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung bestimmt, wobei die Einstellung durch die Einstellan-Ordnung durchgeführt wird. Diese Einstellanordnung, der das Ausgangssignal des Steuersignalgenerators zugeführt wird, ist derart aufgebaut, daß sie aus dem Restsignal ein Signal ableitet, das ein Maß ist für das nicht unterdrückte Echosignal, das in dem Restsignal vorhanden ist, das sogenannte Restecho, und mit Hilfe dieses Signals auf literative Weise die Signalverarbeitungsanordnung derart einstellt, daß ein minimaler Wert des mittleren quadratischen Wertes des Restechos erhalten wird.

Wie in dem Bezugsmaterial 1,2 und 3 weiterhin noch angegeben wird, wird der Steuersignalgenerator meistens durch einen Analog-Digital-Wandler gebildet, dem das Restsignal zugeführt wird und der dieses Restsignal in ein digitales Signal umwandelt. Für diese Umwandlung wird das Restsignal zunächst mit einer geeignet gewählten Abtastfrequenz abgetastet. Falls dieser Echoausgleicher in einem Datenmodem verwendet wird, der zum Übertragen und Empfangen von Datensignalen eingerichtet ist, die durch eine Folge von Datensymbolen gebildet werden, die mit einer Symbolgeschwindigkeit MT auftreten, kann die Abtastfrequenz ebenfalls gleich 1/Γ gewählt werden (siehe Bezugsmaterial 1).

Die Signalverarbeitungsanordnung wird vorzugsweise durch ein nichirekursives Digitalfilter gebildet, dessen Filterkoeflizienten durch die Einstellanordnung bestimmt werden (siehe Bezugsmaterial 1 und 3).

Die Einstellanordnung enthält ihrerseits einen digitalen Korrelator, der mit einer Multiplizieranordnung sowie einem Akkumulator versehen ist Dieser Multiplizieranordnung werden das Eingangssignal des Signalverarbeitungsanordnung und das Steuersignal zugefültirt Das Ausgangssignal dieser Multiplizieranordnung wird dem Akkumulator zugeführt Der Inhalt dieses Akkumulators bildet nun den gewünschten Filterkoeffizienten, der mit der Symbolgeschwindigkeit l/T nicht destruktiv ausgelesen wird.

Obschon diese bekannten Echoausgleicher befriedigend funktionieren, stellte es sich heraus, daß die Qualität des Restsignals noch weitgehend erhöht werden kann, und zwar dadurch, daß die Signalverarbeitungsanordnung als interpolierendes Digitalfilter (siehe Bezugsma.terial 4 und 5) mit einem Interpolationsfaktor M ausgebildet wird. Meistens wird M eine gainze positive Zahl darstellen. Die Folge davon ist, daß auch die Abtastimpulse, die dem Analog-Digital-Wandler zugeführt werden, mit einer Frequenz M/T auftreten müssen.

B. Zusammenfassung der Erfindung

Bei Untersuchungen der bekannten Echoausgleicher hat die Anmelderin festgestellt, daß die Echoausgleicher völlig in Übereinstimmung mit der Theorie funktionierten, die Qualität des Restsignals jedoch nicht konstant war, sondern wider Erwarten momentan sehr stiirk abnehmen konnte.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine in dieser Hinsicht verbesserte Qualität des Restsignals auf einfache Weise zu verwirklichen.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch geliDSt, daß in dem Steuersignalgenerator in Reihe mit dem Analog-Digital-Wandler ein Hochpaßifilter vorgesehen ist.

Bei weiteren Untersuchungen über mögliche Ursachen der momentan starken Qualitätsverringerung des Restsignals konnte die Anmelderin feststellen, daß diese Qualitätsverringerung mit der Tatsache zusammenhing, daß in dem Datensignal in der Eänrichtungssendestrecke lange Reihen von aufeinanderfolgenden Datensymbolen derselben Art (z. B. mit nusr »1«-Symbolen) auftreten können.

Eine derartige Reihe gleicher Datensymbole wirkt als Gleichstromsignal. Dieses Gleichstromsignal ist nun mit jedem anderen Gleichstromsignal, das an dem Ausgang des Sieuersignalgenerators auftritt, korreliert. Letztgenanntes Gleichstromsignal wird beispielsweise durch Drifterscheinungen und Offset in dem Echoausgleicher und in Peripheriegeräten verursacht. Es stellt sich nun heraus, daß diese Gleichstromsignale eine große Änderung des Inhalts des Akkumulators in dem Korrelator verursachen und folglich eine Änderung des Wertes des Filterkoeffizienten, ohne daß das Echosignal dies erfordert. Dadurch nimmt der Wert des Restechcs stark zu.

C. Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt auf schematische Weiss einen Teil eines Datenübertragungssystems,

F i g. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel! einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung und einer Einstellan-Ordnung,

F i g. 3 zeigt detailliert ein Ausführunigsbeispiel einer Korrelatorschaltung zum Gebrauch in der Einsteilanordnung nach F i g. 2,

F i g. 4 zeigt einige Frequenzspektren zur Erläuterung der Wirkungsweise des in F i g. 1 dargestellten Übertragungssystem s,

Fig. 5 zeigt eine Abwandlung des iin Fig. 1 dargestellter: Übertragungssystems,

F i g. 6 zeigt einige Frequenzspektren zur Erläuterung der Wirkungsweise des in F i g. 5 dargestellten Übertragungssystems,

F i g. 7 zeigt auf schematische Weise «inen Eingangskreis der Signalverarbeitungsanordnung, wenn die Abtastfrequenz des Restsignals Λί-mal höher ist als die Symbolfrequenz.

D. Bezugsmaterial

1. Anordnung zur simultanen Zweirichtungsdatenübertragung über Zweidrahtverbindungen; DE-OS

27 27 242.

2. An adaptive echo canceller in a nonideal environment (nonlinear or time variant); E. J. Thomas; The Bell Systems Technical Journal, Vol. 50, Nr. 8, Oktober 1971; Seiten 2779-2795, insbesondere Fig. 1 auf Seite 2781.

3. Echo canceller with adaptive transversal filter utilizing pseudo-logarithmic coding; O. A. Horna; Comsat Technical Review, Vol. 7, Nr. 2, Fall 1977, Seiten 393-423.

4. A passbanff data-driven echo canceller for fullduplex transmission on two-wire circuits; S. B. Weinstein; IEEE Transactions on Communicatioins, Vol. COM-25, Nr. 7, JuIi 1977, Seiten 654-666.

5. Digitaler Echokompensator für einen Modem zur Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers; DE-OS 28 01 375.

6. A new digital echo canceller for two-wire fullduplex data transmission; K. H. Müller; IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-24, Nr. S¹, September 1976, Seiten 956-962.

7. Anordnung zum Umwandeln diskreter Signale in ein diskretes Einseitenband-Frequenzmultiplexsignal und umgekehrt; DE-OS 28 11 576.

8. Digitalfilter; DE-AS 24 03 233.

9. Parallel realizations of digital interpolation filters for increasing the sampling rate; H. Urkowitz; IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-22, Nr. 2, Februar 1975, Seiten V46-154.

10. Nine digital filters for decimation and interpolation; D. J. Goodman, M. J. Carey; IEEE Transactions on Acoustics, Speech, aföi Signal Processing; Vol. ASSP-25, Nr. 2, April 1977, Seiten 121-126.

E. Beschreibung der Ausfuhrungsbeispiele
E. (1) Der Aufbau

In F i g. 1 ist auf blockschematische Weise ein Teil eines Datenübertragungssystems dargestellt. Dieses System besteht aus einer Einrichtungssendestrecke 1, einer Einrichtungsempfangsstrecke 2 sowie aus einer Zweirichtungsstrecke 3. Diese unterschiedlichen Strecken sind mit Hilfe eines hybriden Kopplungsnetzwerkes 4 aneinander angeschlossen, und an dieses Kopplungsnetzwerk ist außerdem ein Balancenetzwerk 5 angeschlossen, um die Impedanz dieses Kopplungsnetzwerkes an die der Zweirichtungsstrecke anzupassen.

In dem dargestellten Übertragungssystem ist die Sendestrecke 1 mit einem Tiefpaßfilter 6 versehen. An den Eingang dieser Sendestrecke ist eine Datenquelle 7 angeschlossen, die Datensymbole a(k) liefert. Die Größe k stellt darin die Rangnummer des Datensymbols dar. Diese Datensymbole treten mit einer Frequenz MT auf. Dazu wird dieser Datenquelle ein Taktimpulssignal zugeführt, und zwar über einen Taktimpulssignaleingang 8. Die Impulswiederholungsfrequenz dieses Taktimpulssignals ist ebenfalls MT.

is Die Einrichtungsempfangsstrecke 2 ist in dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem Tiefpaßfilter 9 und einem Impulsregenerator 10 versehen. An dem Ausgang des Tiefpaßfilters 9 tritt ein Signal s{i) auf, das eine gefilterte analoge Ausführung eines Datensignals darstellt, das aus den Datensymbolen b(k) besteht, die von einer fernliegenden Datenquelle über die Zweirichtungsstrecke 3 zu dem Kopplungsnetzwerk 4 übertragen worden sind, das diese Datensymbole der Einrichtungsempfangsstrecke 2 zuführt. Es wird vorausgesetzt, daß diese Datensymbole ebenfalls mit einer Frequenz i/T auftreten. Der Impuisregenrätor 10 -wird deswegen von einem Taktimpulssignal gesteuert, dessen Impulswiederholungsfrequenz gleich MT ist. An dem Ausgang des Impulsregenerators 10 werden nun die mit dieser Frquenz MT auftretenden Datensymbole b(k) erhalten.

Das Taktimpulssignal, das dem Taktimpulsregenerator 10 zugeführt wird, wird von dem Taktimpulsextraktionskreis 11 erzeugt, der mit der Empfangsstrecke 2 gekoppelt ist und auf herkömmliche Weise dieses Taktimpulssignal aus den Signalen ableitet, die in dieser Empfangsstrecke 2 auftreten. Wird dieses Taktimpulssignal zugleich dem Taktimpulssignaleingang 8 der Datenquelle zugeführt, so heißt das dargestellte Übertragungssystem »homochron«. Wird jedoch das Taktimpulssignal, das dem Taktimpulssignaleingang 8 der Datenquelle 7 zugeführt wird, von einem einzelnen Taktimpulssignalgenerator erzeugt, so heißt das Übertragungssystem »plesiochron«.

Weil in der Praxis die Impedanz der Zweirichtungsstrecke 3 nicht genau bekannt ist, bildet das Balancenetzwerk keinen einwandfreien Abschluß des Kopplungsnetzwerkes 4. Dies führt zu einem unmittelbaren Übersprechen von der Sendestrecke 1 zu der Empfangsstrecke 2 über dieses Kopplungsnetzwerk 4 und zu Signalreflexionen. Weiterhin führen Impedanzdiskontinuitäten in der Zweirichtungsstrecke 3 ebenfalls zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, daß Echos des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 6 in der Empfangsstrecke 2 erscheinen. Diese Echosignale, die an dem Ausgang des Tiefpaßfilters 9 auftreten, werden mit Ht) bezeichnet.

Um den störenden Einfluß dieser Echosignale möglichst auszuschalten, ist das Übertragungssystem, das in r i g. 1 dargestellt ist, mit einem Echoausgleicher 12 versehen, der mit einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung 13 versehen ist, die mit der Einrichtungssendestrecke 1 verbunden ist. Diese Signalverarbeitungsan-Ordnung 13 kann auf herkömmliche Weise als Digitalfilter mit einstellbaren Filterkoeffizienten aufgebaut werden, vorzugsweise als nicht-rekursives Digitalfilter (siehe beispielsweise Bezugsmaterial 4 und 6). Diese Signalverarbeitungsanordnung 13 liefert ein synthetisches Echosignal HO in digitaler Form, das von einem Digital-Analog-Wandler 14 in ein zeitkontinuierliches und amplitudendiskretes Signal Ht) umgewandelt wird und das seinerseits von einem analogen Tiefpaßfilter 15 in ein zeitkontinuierliches und amplitudenkontinuierliches Signal e(r), auch als analoges Signal bezeichnet, umgewandelt wird. Dieses analoge synthetische Echosignal HO wird einem Subtrahierer 16 zugeführt und von den Signalen in der Empfangsstrecke 2 subtrahiert. An dem Ausgang des Kombinierkreises 16 erscheint nun ein Restsignal /it) = s(i) + Ht) - HO, das ein Restecho HO - Ht) enthält, dessen Amplitude sehr klein ist. Dieses Restsignal wird dem Impulsregenerator 10 zugeführt.

Zum Einstellen der Signal verarbeitungsanordnung 13 ist daran eine Einstellanordnung 17 angeschlossen, der ein Steuersignal in digitaler Form das von einem Steuersignalgenerator 18 herrührt, zugeführt wird. Im Abschnitt E 2) ist ein möglicher Aufbau der Signalverarbeitungsanordnung und der Einstellanordnung näher beschrieben.

Der Steuersignalgenerator 18 ist mit einem Hochpaßfilter 19 versehen, dem das Restsignal i{t) zugeführt wird und das ein analoges Ausgangssignal HU liefert Dieses Signal HO wird einer Abtastanordnung 20 zugeführt, die Abtastwerte Hi) von Ht) liefert. Dabei ist i die Rangnummer des Abtastwertes. Die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte werden einem Analog-Digital-Wandler 21 zugeführt, der jeweils einen Abtastwert HO in eine Zahl Hi) im Basis-2-Kode umwandelt. Diese Zahlen HO bilden das digitale Steuersignal, das der Einstellanordnung 17 zugeführt wird.

Die Abtastanordnung 20 wird von Abtastimpulsen gesteuert, die mit Hilfe eines Frequenzmultiplizierers 22 aus den Taktimpulsen abgeleitet werden, die der Datenquelle 7 zugeführt werden. Dieser Multiplizierer 22 hat einen Multiplikationsfaktor M, so daß die Abtastimpulse mit einer Frequenz M/T auftreten. Nachstehend wird vorausgesetzt, daß M eine ganze Zahl oder gleich eins ist

E. (2) Signalverarbeitungs- und Einstellanordnung

Ein Ausführungsbeispie! einer Signalverarbeia-ngsanordnung 13 zum Gebrauch in dem Echoausgleicher 12 ist in F i g. 2 dargestellt Diese Signalverarbeitungsanordnung ist mit einem Schieberegister 23 versehen, dem Datensymbole zugeführt werden, die hier mit e"(/) bezeichnet sind. Dieses Schieberegister 23 enthält N Schie-

beregisterelemente 23(0), 23(1).... 23(JV-I), die je eine Verzögerungszeit raufweisen. Nachstehend wird das Schieberegisterelement mit der Rangnummer q durch 23 (g) bezeichnet, wobei folglich q gleich einer Zahl der Menge 0,1,2,... /V-I ist. Dieses Schieberegisterelement 23(q) liefert die Datensymbole a Ji), die einer Multiplizieranordnutig 24(?) eines Sysilems von NMultiplizieranordnungen 24.(0), 24(1),... 24(Af-I) zugeführt werden. Dieser Multiplizieranordnuing 24(<?) wird zugleich ein Koeffizient cjl) einer Menge von N Koeffizienten C₀(Z), C₁U), ...C_n-i(0 zugeführt. Diese Koeffizienten werden von der Einstellanordnung 17erzeugt. Die NProdukte, die simultan von den N Multiplizieranordnungen 24(q) geliefert werden, werden in einer Addieranordnu„v,25 addiert, und die Summe dieser N Produkte wird an dem Ausgang dieser Addieranordnung in Form eines synthetischen Echosignalabtastwertes e(0 verfügbar.

Wie bereits erwähnt, werden die Koeffizienten cjl) von der Einstellanordnung 17 erzeugt. Diese ist dazu mit N Korrelatorschaltungen 26(0), 26(1),... 16(N-1) versehen, wobei die Korrelatorschaltung mit der Rangnummer q mit 26(</) bezeichnet wird. Der Korrelatorschaltung 26(q) wird das digitale Ausgangssignal Hi) des Analog-Digital-Wandlers 21 zugeführt, sowie das Ausgangssignal O₁₁U) des Schieberegisterelementes 23(g).

In Fig. 3 ist detailliert ein Ausführungsbeispiel der Korrelatorschaltung 26(q) dargestellt. Diese Korrelatorschaltung ist mit einem Multiplizierer 27 versehen, dem das digitale Ausgangssignal Hi) des Analog-Digital-Wandlers zugeführt wird sowie die Datensymbole a_q(i). Das auf diese Weise erhaltene Produkt wird in einem zweiten Multiplizierer 28 mit einem Faktor α multipliziert, der in seinem Absolutwert viel kleiner ist als eins, zum Erzeugen eines Produktes, das mit Δ cjt) bezeichnet wird und den Betrag angibt, um den cji) geändert werden muß, um das Rßster.ho p(j) - Ht) zu verringern. Diese Zahlen Δ cji) werden einem Akkumulator 29 zugeführt, der auf bekannte Weise durch einen Addierer 30 und eine Verzögerungsanordnung 31 mit einer Verzögerungszeit rgebildet wird. Der Akkumulator liefert infolge der ihm zugeführten Zahl Δ cji) den Koeffizienten cji + 1), der gleich C₁₁U) + A cji) ist.

Wird nun insbesondere vorausgesetzt, daß c,(0) = 0 ist, so gilt:

(1) c„U+ 1) = ^a Hn) a"(n-q)

n-0

worin a"(n-q) = a_q(n) ist.

Weiterhin gilt:

N- I

(2) Hi) = J^cJi) d'U-q)

Wird nun vorausgesetzt, daß das Restsignal Ht) unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt wird, so daß gilt, daß:

(3) Hn) = sin) + dn) - e(n)

40

so kann für den Ausdruck (1) folgendes geschrieben werden:

(4) cJLi + 1) = J^asin) a"{n-q) + ^a \e(ri) - Kn)) a"(n-q) ^

n-0 η - 0

Weil j(fl) und a"(n} unkorreliert sind, so daß gilt:

(5) lim Xw(n)fl"(n-?)=0

gilt für große Werte von / ungefähr, daß:

55

(6) ei/+ 1) = Σ ff Wn) - e(.n))ef'(n-q)

n = 0

Aus dem Ausdruck (6) folgt, daß der Koeffizient c,(/ + 1) im wesentlichen durch das Restecho e(n) - e(n) bestimmt wird. Weil der Echoausgleicher dazu eingerichtet ist, das Restecho e(n) - e(n) auf Null zu verringem, haben Drift- und Offset-Erscheinungen auf die Qualität des Restsignals nahezu keinen Einfluß. Um dies einzusehen, sei folgendes bemerkt Drift- und Offset-Erscheinungen können als Gleichstromsignal p(t) bezeichnet werden, das, wie in F i g. 1 auf schematische Weise angegeben, zu dem Restsignal addiert wird Für dieses Restsignal läßt sich daher schreiben:

65

(7) Ht) = sU) + PU) + eU) - e(Ö

Aus den Ausdrücken (4), (5) und (7) folgt nun, daß für ausreichend große Werte von / gilt, daß

(8) c,(/ + 1) = ar Σ p(n)a"(n-q) + α Σ M") " e(n)}a"(n-q)

η - O it-0

Weil das Datensignal a"(n) nun in der Allgemeinheit keinen Gleichstromterm enthält, lassen sich für / Werte finden, so daß für einen konstanten Wert von p(t) gilt:

„To

Wenn jedoch das Datensignal einen Gleichstromterm enthält, wird der Ausdruck (9) nicht völlig erfüllt. Das Gleichstromsignal p{n) wird nun einen Beitrag zu c,(/ + 1) liefern. Die Signalverarbeitungsanordnung 13 wird sich nun derart einstellen, daß das synthetische Signal e{t) nahezu gleich dem folgenden Wert wird:

e(t) = e(t) + p{t),

so daß das Restsignal /·(') nahezu gleich s(t) ist. Drift- und Offset-Erscheinungen üben auf diese Weise auf die Qualität des Restsignals KO, das in der idealen Situation dem Wert -«(0 genau entspricht, nahezu keinen Einfluß aus. Obschon Drift- und Offset-Erscheinungen im allgemeinen auf die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung keinen Einfluß haben oder durch das synthetische Echosignal nahezu vollständig ausgeglichen werden, hat es sich aus Untersuchungen ergeben, daß diese Erscheinungen dennoch eine starke Verringerung der Qualität des Restsignals herbeiführen können. Es stellt sich heraus, daß dies auf der Tatsache beruht, daß das Datensignal a(k), das dem Echoausgleicher zugeführt wird, eine lange Reihe von Datensymbolen derselben Art enthalten kann. Eine derartige Reihe führt nämlich dazu, daß während mehrerer Abtastperioden alle in dem Schieberegister 23 der Signalverarbeitungsanordnung 13 gespeicherten Datensymbole untereinander gleich sind. Durch das Vorhandensein des ersten Terms in (8) ändern sich alle Koeffizienten um einen gleichen Betrag in derselben Richtung. Daß dies die Qualität des Restsignals verringert, dürfte aus dem Nachfolgenden hervorgehen.

Ausgegangen wird von der Situation, in der /·(/) wieder unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt wird, so daß KO ~ KO ist, wobei die N Datensymbole a'{n-q), die in dem Schieberegister 23 gespeichert sind, alle gleich +1 sind und dies für alle Werte von η bleiben, für die gilt: n, < η < n₂. Die Koeffizienten, die in der Abtastperiode /η-Ι berechnet sind, werden durch c,(/ii~l) dargestellt.

Wenn nun p(n) = 0 für alle Werte von η ist, folgt aus (2), daß in der Abtastperiode n, + k + 1 mit 0 < k < W₂ - n, - 1 ein synthetischer Echosignalabtastwert e(/zi. + k + 1) bestimmt wird entsprechend:

N-I

(10) e(w, + k + 1) = Σ c„(ni + Jt + 1) = έ(η, + k) + αΝ{ε(η_λ + k) - e(w, + Jt)}
■»Ο ,-o

Wenn von der Abtastperiode W₁ zugleich die Gleichstromkomponente p(n) einen konstanten, aber von Null abweichenden Wert annimmt, folgt aus (2), (8) und (10), daß in der Abtastperiode n, +k+ 1 ein synthetischer Echosignalabtastwert e'(n, + k + V) bestimmt wird, für den gilt:

(11) e'(n, + k + 1) = e(n, + k + 1) + aN(k + \)p(n) + p(n)0(a²N²)

In (11) stellt 0(O²N²) ein Polynom in a²N² dar. In der Praxis ist die Größe gegenüber aN vernachlässigbar. Aus (11) folgt, daß durch das Vorhandensein der Datensymbole a_q(n), die alle +1 sind, der synthetische

Echosignalabtastwert, der in der Abtastperiode/I₁ +Jt+ 1 auftritt, um einen Betrag aN(k + l)p(n) größer

ist als der synthetische Echosignalabtastwert, der erzeugt worden wäre, wenn keine Drift- und Offset-Erscheinungen vorhanden gewesen wären. Um den Einfluß diesßr Drift- und Offset-Erscheinungen aufzuheben, wird, wie in Fig. 1 angegeben, das Restsignal KO nicht unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt, sondern über ein Hochpaßfilter 19, das die niederfrequenten Signalanteile in dem Restsignal

unterdrückt und folglich auch die Gleichstromanteile, die eine Folge von Drift- und Offset-Erscheinungen sind.

Die Wirkungsweise dieses Hochpaßfilters ist in F i g. 4 auf schematische Weise dargestellt Insbesondere ist in dieser Fig. 4 bei α auf schematische Weise das Frequenzspektrum R(f) des Restsignals KO dargestellt, das einen starken Gleichstromanteil p(t) hat. Bei b ist auf schematische Weise die Übertragungsfunktion H(f) eines idealen Hochpaßfilters angegeben, und bei c ist das Frequenzspektrum R{f) des Ausgangssignals KO des Hochpaßfilters 10 dargestellt Wird nun dieses Signal KO der Abtastanordnung 20 zugeführt, so liefert diese ein Ausgangssignal KO niit einem Frequenzspektrum R (f), das bei d in F i g. 4 dargestellt ist

E. (3) Modifikationen

1. Wie aus Fig. 4 hervorgeht, enthält das Signal KO und folglich auch das Regelsignal KO keine niederfrequenten Anteile und auch keine Frequenzanteile in der Nähe der Vielfachen der Abtastfrequenz MiT.

Das bei d in F i g. 4 dargestellte Frequeiisspektrum kann auch dadurch erhalten werden, daß statt eines analogen Hochpaßfilters an der Stelle, die in Fig. 1 angegeben ist, ein digitales Hochpaßfilter verwendet wird und das Steuersignal ?(/) nicht unmittelbar der Einstellanordnung zugeführt wird, wie dies in F i g. 1 angegeben ist, sondern über dieses digitale Hochpaßfilter.

2. Das Fehlen der bei Punkt 1 genannten Frecjuenzanteile, die auf niederfrequente Anteile in dem Restsignal s r(t) bezogen sind, führt dazu, daß die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung nicht auch durch diese meistens relativ starken niederfrequenten Anteile bestimmt wird. Dieser Nachteil kann auf einfache Weise aus-

■' geschaltet werden, und zwar dadurch, daß aus dem in F i g. 1 dargestellten Echoausgleicher das Tiefpaßfilter !5

entfernt und das Ausgangssignal e(t) des Digital-Analog-Wandlers 14 unmittelbar der Kombinieranordnung 16 zugeführt wird. <v

' 3. Eine andere Möglichkeit, niederfrequente Signalanteile des Restsignals mit Ausnahme derjenigen Anteile,

die durch Drift- und Offset-Erscheinungen verursacht werden, in dem Regelsignal r(0 zu erhalten, ist in F i g. 5 dargestellt. Dabei wird zwischen dem Ausgang der Kombinieranordnung 16 und dem Eingang dss Hochpaßfi)-ters 19 eine Anordnung 32 vorgesehen, die mit »track and hold« bezeichnet und durch Taktimpulse gesteuert wird, die rc it einer Frequenz M/T auftreten. Die Wirkungsweise einer derartigen »track and hold« Anordnung ist wie folgt.

Innerhalb einer Abtastperiode T/M wird ein Abtastwert des Signals r(t) = p(t) + s(i) + e(t) - e(t) währeud einer bestimmten Zeit Θ festgehalten und während der restlichen Zeit wird dem Signal /■(/) gefolgt. Wird das Ausgangssignal dieser »track and hold«-Anordnung 32 mit /■'(/) bezeichnet, so kann die Wirkungsweise dieser

i Anordnung auf mathematische Weise wie folgt zum Ausdruck gebracht werden:

■ · /■'(/) = r(mT/M) für nxT/M < t < θ + mT/M

= tit) für alle übrigen Werte von i.
m=0,±l+2, ...

Für den Gleichstromanteil p{t) kann diese »track and hoid«-Anordnung 32 als Durchverbindung betrachtet werden. Zur Erläuterung ist in F i g. 6 bei α das Frequenzspektrum R(f\ des Restsignals r(/), das einen starken Gleichstromanteil p(t) enthält, dargestellt. Bei b ist auf schematische Weise das Frequenzspektrum R'(f) des Ausgangssignals r*(i) der Anordnung 32 dargestellt. Bei c ist auf schematische Weise die Übertragungsfunktion //(/") eines idealen Hochpallfilters dargestellt. Infolge des Signals /(r) liefert dieses Hochpaßfilter 19 ein Ausgangssignal KO, dessen Frequcnzspektrum R(f) bei rf in Fig. 6 dargestellt ist. Zum Schluß ist bei e in Fig. 6 ; noch das Frequenzspektrum R(f) des zeitdiskreten Regelsignals F(O angegeben.

.; 4. Wie aus dem Vergleich der F i g. 4 und 6 hervorgehen dürfte, muß das Hochpaßfilter 19, das in der Anord-

' nung nach F i g. 1 verwendet wird, die als erste Modifikation beschrieben wurde, (siehe oben Punkt 1) eine nied-

·, rige Grenzfrequenz^ haben. In der Konfiguration, die in den obenstehenden Punkten 2 und 3 beschrieben und

; in F i g. 5 dargestellt ist, kann ein wesentlich höherer Wert dieser Grenzfrequenz/j zugelassen werden. Ein Wert

yj für/,, gleich M/2T ist in diesem Fall sogar geeignet.

■t E. (4) Allgemeine Bemerkungen

$ ..

j;. 1. Wenn in den Übertragungssystemen, die in den F i g 1 und 5 dargestellt sind, der Multiplizierfaktor M größer

>ί als eins gewählt wird, wird die Verzögerungszeit τ der Schieberegisterelemente 23 (?) (siehe F i g. 2) und die Ver-

I; zögerungszeit der Verzögerungsanordnung 30 (siehe Fi g. 3) gleich T/M, und die Steuersignalabtastwerte ?(;') tre-

i'i ten mit einer Geschwindigkeit M/T auf. Die Datensymbole a(k) können nun nicht unmittelbar dem Svhiebe-

ij'i register 23 zugeführt werden, sondern sie müssen in einem Eingangskreis in Hilfsdatensymbole a"(/) umgewan-

% delt werden, die mit einer Geschwindigkeit M/T auftreten. Dieser Eingangskreis kann auf die Art und Weise, wie

■ i im Bezugsmaterial 4 angegeben, durch einen A/-Stellungenschalter gebildet werden. In der digitalen Signalver- \ arbeitungstechnik ist es jedoch üblich, diesen Eingangskreis auf die Art und Weise auszubilden, die auf schema- : tische Weise in F i g. 7 angegeben ist. Dabei werden die Datensymbole a(k) mit Hilfe einer Abtastanordnung 33

t abgetastet, und die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte werden einem Interpolator 34 zugeführt. Der Abtast- 5"

■ anordnung werden Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Frequenz l/T auftreten. Diese Abtastanordnung 33 Γ' liefert auf diese Weise ausschließlich zu dem Zeitpunkt kT einen Signalabtastwert a'(k), dessen Größe dem ,,j Wert a(k) entspricht. Diese Signalabtastwerte a'{k) werden dem Interpolator 34 zugeführt, der jeweils zwischen I zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten a'(k), M-1 Abtastwerte mit dem Amplitudenwert Null einfügt (siehe

I Bezugsmaterial 7).

$ An dem Ausgang dieses Interpolators tritt nun das digitale Signal o"(/) auf, für das gilt:

iS '

1 a"(/) = (/(i/M) für / = 0, ± M, ± IM,...

= 0 für alle anderen Werte von /.

Wie im Bezugsmaterial 7 bereits erwähnt, wird die Reihenschaltung des Interpolators 34 und des digitalen Filters, das als Signalverarbeitungsanordnung 13 wirksam ist, als interpolierendes Digitalfilter bezeichnet. In praktischen Ausführungsformen eines interpolierenden Digitalfilters werden die Funktion des Interpolators und des Digitalfilters miteinander verwoben. Für jede Ausführung eines interpolierenden Digitalfilters sei auf das Bezugsmaterial 8, 9 und 10 verwiesen.

2. In den F i g. 1 und 5 ist eine Ausführungsfonn eines sogenannten Basisbanddatenmodems dargestellt. Dabei werden die Patensymbole a(k) einem Tiefpaßfilter 6 zugeführt, bevor diese Datensymbole dem Kopplungsnetzwerk 4 zugeführt werden.

Außer dieser Basisbanddatenübertragung ist auch die Sprachbanddatenübertragung bekannt In diesem Fall muß zwischen der Datenquelle 7 und dem Filter 6 eine Modulationsanordnung vorgesehen werden, die dafür ? sorgt, daß das Datensignal, das dem Kopplungsnetzwerk 4 zugeführt wird, in dem Frequenzband von ^! 300-3400 Hz liegt ? 5 3. Wenn die obengenannte Modulationsanordnung in der Sendestrecke zwischen dem Ausgang der Datenquelle 7 und dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke angeschlossen ist, vorgesehen wird, muß meistens bei der in Fig. 7 dargestellten Reihenschaltung der Abtastanordnung 33 und des ; Interpolators 34 ein Analog-Digital-Wandler vorgesehen werden, der Mehr-Bit-Kodeworte liefert 4

4. Die obengenannte Modulationsanordnung kann in der Sendestrecke auch zwischen dem Punkt, wo die \ 10 Signalverarbeitungsanordnung 13 an diese Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und dem Filter 6 vorgesehen wer- -:

den. Unter diesen Umständen muß auch die Signalverarbeitungsanordnung 13 einen Modulationsprozeß durch- ®

führen. Diese Signalverarbeitungsanordnung kann dann auf die Art und Weise ausgebildet werden, wie dies im ί§

Bezugsmaterial 4 beschrieben ist oder wie dies im Bezugsmaterial 5 beschrieben worden ist U

5. Zwischen dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und |j 15 dem Filter 6, kann ein lineares Kodiernetzwerk, beispielsweise ein Zweiphasenkoder verwendet werden. %,

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Adaptiver Echoausgleicher für eine Zweidraht-Vollduplex-Datenübertragungsanlage mit einem zwischen Sende- und Empfangskanal angeordneten einstellbaren Digitalfilter mit einem einen A/D-Wandler aufweisenden Steuersignalgenerator, der ein digitales Steuersignal zum Einstellen der Filterkoeffizienten des Digitalfilters erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Steuersignalgenerator (18) in Reihe mit dem Analog-Digital-Wandler (21) ein Hochpaßfüter (19) vorgesehen ist

2. Adaptiver Echoausgleicher nach. Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfangskanal in Signalflußrichtung vor dem Anschlußpunkt des Steuersignalgenerators (18) eine Abtastschaltung (32) vom

ίο Folge- und Haltetyp angeordnet ist, deren Ausgangssignal für eine bestimmt?. Zeit festgehalten wiru und während der restlichen Zeit dem Eingangssignal folgt