WO1998043266A1

WO1998043266A1 - Elektromagnetischer stellantrieb

Info

Publication number: WO1998043266A1
Application number: PCT/EP1998/001493
Authority: WO
Inventors: Karl-Günter Herrmann; Rudolf SCHÄFFER; Helmut Kunkel
Original assignee: Mannesmann Rexroth Ag
Priority date: 1997-03-21
Filing date: 1998-03-14
Publication date: 1998-10-01
Also published as: DE19711768B4; DE19711768A1

Abstract

Die Erfindung betrifft einen elektromagnetischen Stellantrieb. Eine Steuerschaltung führt einem Leistungsteil pulsweitenmodulierte Steuerimpulse zu, deren Tastverhältnis ein Maß für die Höhe einer Steuerspannung ist. Das Leistungsteil beaufschlagt einen zwischen elektronischen Schaltern angeordneten Elektromagneten in Abhängigkeit von den Steuerimpulsen mit einer Versorgungsspannung. Der Stellantrieb soll für Anwendungsfälle, in denen der über die Magnetspule fließende Strom zwischen null und einem Maximalwert verändert werden soll, vereinfacht werden. Hierzu sind die Ausgangsimpulse eines ersten Vergleichers über einen ersten Optokoppler dem Steuereingang eines ersten elektronischen Schalters und die Ausgangsimpulse eines zweiten Vergleichers über einen zweiten Optokoppler dem Steuereingang eines zweiten elektronischen Schalters zugeführt. Dem einen Vergleicher ist die Steuerspannung und eine periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt. Dem anderen Vergleicher ist die invertierte Steuerspannung und die periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt. Die Zuordnung der den Vergleichern zugeführten Spannungen zu den Eingängen der Vergleicher ist so gewählt, daß deren Ausgangsimpulse jeweils dasselbe Tastverhältnis aufweisen, wobei die Zeit der Überlappung der Ausgangsimpulse die Dauer des Stromflusses über den Elektromagneten bestimmt. Der Stellantrieb ist insbesondere für elektrisch gesteuerte Proportionalventile bestimmt. Er ist besonders für Stellantriebe geeignet, bei denen die Versorgung des Leistungsteils aus der gleichgerichteten Netzspannung erfolgt.

Description

Beschreibung

Elektromagnetischer Stellantrieb

Die Erfindung betrifft einen elektromagnetischen Stellantrieb mit einem Leistungsteil, dem von einer vorgeschalteten Steuerschaltung pulsweitenmodulierte Steuerimpulse zugeführt sind, deren Tastverhältnis ein Maß für die Höhe einer Steuerspannung ist, und das einen Elektromagneten in Abhängigkeit von den Steuerimpulsen mit einer Versorgungsspannung beaufschlagt, insbesondere für ein Proportionalventil, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiger Stellantrieb ist aus der DE 42 01 652 AI bekannt. Der Stellantrieb besitzt ein Leistungsteil, das als Brückenschaltung ausgebildet ist. In jedem der vier Brückenzweige ist ein Transistor angeordnet . Der einen Brücken- diagonale ist eine Versorgungsspannung zugeführt und an die andere Brückendiagonale ist die Reihenschaltung eines Hall- sensors und eines Elektromagneten angeschlossen. Parallel zu jedem Transistor ist eine Diode angeordnet, deren Flußrichtung der Versorgungsspannung des Leistungsteils entgegen- gesetzt ist. Dem Leistungsteil ist eine Steuerschaltung vorgeschaltet, die eine analoge Steuerspannung in pulsweitenmodulierte Steuerimpulse umformt. Die Steuerschaltung weist einen ersten Vergleicher auf, dem die Steuerspannung und eine periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt sind. Einem zweiten Vergleicher der Steuerschaltung sind die über einen Invertierer geführte Steuerspannung und die periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt . Am Ausgang der beiden Vergleicher stehen impulsför ige Spannungen an. Das Tastverhältnis der Impulse ist ein Maß für die Höhe der Steuerspannung. Die Ausgangsimpulse der beiden Vergleicher sind zusammen mit weiteren Impulsen, die durch Invertierung aus den Ausgangsimpulsen der beiden Vergleicher gebildet sind, einem als Signalaufbereitungsschaltung bezeichneten integrierten Baustein zugeführt, dessen Aufbau nicht beschrieben ist. In welcher Weise die der Signalauf - bereitungsschaltung zugeführten Signale aufbereitet werden, ist in der DE 42 01 652 AI ebenfalls nicht beschrieben. Der integrierte Baustein besitzt vier Ausgänge, deren Impulse den Transistoren des Leistungsteils über Optokoppler zugeführt sind. In welcher Reihenfolge und wie lange die Transistoren angesteuert werden, ist nicht beschrieben. Damit ein von der Versorgungsspannung getriebener Strom über den Elektromagneten fließen kann, müssen jeweils zwei diagonal gegenüberliegende Transistoren leiten. Da jeweils zwei in Reihe geschalteten Transistoren direkt mit der Versorgungsspannung des Leistungsteils beaufschlagt sind, besteht die Gefahr, daß ein Stromfluß über zwei in Reihe geschaltete Transistoren erfolgt. Ein derartiger Stromfluß würde zu einer Zerstörung dieser Transistoren führen und den Stellantrieb unbrauchbar machen. Um zu verhindern, daß zwei in Reihe geschaltete Transistoren gleichzeitig leitend sind, sind daher besondere schaltungstechnische Maßnahmen zu ergreifen. Der bekannte

Stellantrieb erlaubt es zwar grundsätzlich, die Richtung des über den Elektromagneten fließenden Stromes umzukehren. In vielen Anwendungsfällen wird aber eine Umkehrung des Stromflusses nicht benötigt. Es genügt, den Strom zwischen null und einem Maximalwert zu verändern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Stellantrieb der eingangs genannten Art für Anwendungsfälle, in denen der über die Magnetspule fließende Strom zwischen null und einem Maximalwert verändert werden soll, zu vereinfachen.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. Da jeweils ein elektronischer Schalter und eine in Sperrichtung beaufschlagte Diode hintereinander geschaltet sind, ist ein Stromfluß über zwei mit der Versorgungsspannung für das Leistungsteil beaufschlagte hintereinander geschaltete Brückenzweige nicht möglich. Dies gilt auch dann, wenn im Fehlerfall ein elektronischer Schalter ständig leiten sollte. Der erfindungsgemäße Stellantrieb erlaubt nur dann einen Stromfluß von der Versorgungsspannung für das Leistungsteil über den

Elektromagneten, wenn beide elektronischen Schalter leitend sind. Ist nur ein elektronischer Schalter leitend und der andere gesperrt, ist der Elektromagnet über den leitenden elektronischen Schalter und die in dem gegenüberliegenden Brückenzweig angeordnete Diode kurzgeschlossen. Sind beide elektronischen Schalter gesperrt, wird der Elektromagnet über die beiden Dioden mit Gegenspannung beaufschlagt . In diesem Betriebszustand wird der über den Elektromagneten fließende Strom schneller abgebaut, als wenn nur ein elektronischer Schalter gesperrt ist. Der über die Spule fließende Strom kann daher mit unterschiedlicher Geschwindigkeit abgebaut werden. Die Einschaltdauer eines elektronischen Schalters läßt sich nicht beliebig verringern. Durch die zeitversetzte Ansteuerung der beiden elektronischen Schalter ist es möglich, die Dauer des Stromflusses über den Elektromagneten gegenüber der Mindesteinschaltdauer des elektronischen Schalters wesentlich zu verkürzen. Es ist daher möglich, für die Pulsweitenmodulation eine hohe Frequenz vorzusehen. Durch Vergrößerung der Frequenz läßt sich die Amplitude der dem Mittelwert des über den Elektromagneten fließenden Stromes überlagerten Schwingung entsprechend verringern.

Ein elektromagnetischer Stellantrieb, dessen Leistungsteil als Brückenschaltung ausgebildet ist, ist aus der DE 39 27 972 AI bekannt. In dem Leistungsteil dieses Stellantriebes sind zwei Transistoren unterschiedlichen

Leitfähigkeitstyps in diagonal gegenüberliegenden Brückenzweigen angeordnet. Der erste der beiden Transistoren ist mit Massepotential verbunden und der zweite mit dem positiven Anschluß der Versorgungsspannung für das Leistungsteil. In den anderen beiden Brückenzweigen ist jeweils eine Diode angeordnet, deren Flußrichtung der Versorgungsspannung für das Leistungsteil entgegengesetzt ist. Die Ansteuerung des ersten Transistors erfolgt durch pulsweitenmodulierte Steuer- impulse, deren Frequenz durch eine periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf vorgegeben ist. Das Tastverhältnis der Steuerimpulse ist ein Maß für die Höhe einer Steuerspannung. Es ergibt sich durch einen Vergleich der dreieck- förmigen Spannung mit der Steuerspannung. Der Istwert des über den Elektromagneten fließenden Stromes wird mit zwei Grenzwerten verglichen. Der zweite Transistor wird in den leitenden Zustand geschaltet, wenn der über den Elektromagneten fließende Strom den unteren Grenzwert unterschreitet, und gesperrt, wenn der über den Elektromagneten fließende Strom den oberen Grenzwert überschreitet. Während der Einschaltdauer des ersten Transistors ergibt sich so eine Schwingung um einen oberen Strommittelwert, der zwischen den beiden Grenzwerten liegt. Die Frequenz und das Tastverhältnis dieser Schwingung stellen sich entsprechend den beiden Grenzwerten für den Strom und entsprechend der Anstiegs- geschwindigkeit sowie der Abfallgeschwindigkeit des Stromes ein. Die Frequenz dieser Schwingung beträgt ein Mehrfaches der Frequenz der dreieckförmigen Spannung. Um Funktionsstörungen zu vermeiden, darf die resultierende Einschaltzeit des zweiten Transistors die durch den Aufbau des Transistors vorgegebene Mindestdauer nicht unterschreiten. Der Mittelwert des über den Elektromagneten fließenden Stromes ergibt sich aus dem Produkt aus dem oberen Strommittelwert und dem Tastverhältnis der dem ersten Transistor zugeführten Steuerimpulse. Einer Grundschwingung mit niedriger Frequenz ist während der Einschaltdauer des ersten Transistors eine Schwingung mit höherer Frequenz überlagert.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Aufgrund der galvanischen Trennung der Versorgungsspannungen für die Steuereingänge der elektronischen Schalter voneinander und von der Versorgungsspannung für das Leistungsteil ist die Verwendung von zwei gleichen Transistoren möglich. Es können somit Transistoren desjenigen Leitfähigkeitstyps verwendet werden, der die günstigeren technischen Eigenschaften besitzt. Durch die Verwendung gleicher Transistoren vereinfacht sich die Lagerhaltung. Die Verwendung selbstsperrender Transistoren erhöht die Sicherheit im Störungsfall. Eine galvanische Trennung der Versorgungsspannung für die Steuerschaltung von den Versorgungsspannungen für die Steuereingänge und von der Versorgungsspannung für das Leistungsteil ermöglicht eine Auslegung der Steuerschaltung unabhängig von der Höhe der Versorgungsspannung für das Leistungsteil. Wird die gleich- gerichtete Netzspannung direkt als Versorgungsspannung für das Leistungsteil verwendet, ist kein gesondertes Netzteil - insbesondere kein Transformator - für das Leistungsteil erforderlich. Durch den Einsatz eines Stromreglers, dessen Stellgröße als Steuerspannung für den Stellantrieb dient, lassen sich Schwankungen der Versorgungsspannung für das

Leistungsteil, z. B. aufgrund der zulässigen Abweichungen der Netzspannung von ihrem Nennwert, ausgleichen. Ein Glättungs- glied im Istwerteingang des Stromreglers verbessert das Regelverhalten. Das Überschreiten eines maximal zulässigen Wertes des über den Elektromagneten fließenden Stromes läßt sich durch eine UND-Verknüpfung der pulsweitenmodulierten Steuerimpulse mit einem Freigabesignal auf einfache Weise verhindern. Anstelle der Spannung mit dreieckförmigem Verlauf kann den beiden ersten Vergleichern eine Spannung mit sinus- förmigem Verlauf zugeführt werden. Dies ist zulässig, da das Tastverhältnis bei einer hohen Versorgungsspannung für das Leistungsteil sehr klein ist. Bei einem kleinen Tastverhältnis liegt der Schnittpunkt zwischen der Steuerspannung und der sinusförmigen Spannung im Bereich der Nulldurchgänge, also in einem Bereich, in dem eine sinusförmige Spannung den gleichen zeitlichen Verlauf wie eine dreieckförmige Spannung besitzt. Ist der Stellantrieb Bestandteil eines überlagerten Positionsregelkreises mit einem induktiven Weggeber, kann die Primärwicklung des Weggebers von demselben Oszillator wie die Steuerschaltung des Stellantriebes mit einer sinusförmigen Spannung versorgt werden. Diese Maßnahme spart einen Oszillator ein. Außerdem entfällt die Gefahr der gegenseitigen Beeinflussung von zwei Oszillatoren, deren Frequenz in der gleichen Größenordnung liegt.

Die Erfindung wird im folgenden mit ihren weiteren Einzelheiten anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen

Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines Stellantriebes gemäß der Erfindung,

Figur 2 ein Prinzipschaltbild des Netzteils des in der Figur 1 dargestellten Stellantriebes,

Figur 3 den zeitlichen Verlauf der pulsweitenmodulierten Steuerimpulse bei positiver Steuerspannung und

Figur 4 den zeitlichen Verlauf der pulsweitenmodulierten Steuerimpulse bei negativer Steuerspannung.

Gleiche Teile sind mit denselben Bezugszeichen versehen.

Die Figur 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines Stellantriebes gemäß der Erfindung. Einem Leistungsteil 1 ist eine Steuerschaltung 2 vorgeschaltet . Die Steuerschaltung 2 formt eine Steuerspannung u_y in pulsweitenmodulierte Steuerimpulse zur Ansteuerung des Leistungsteils 1 um. Das Tastverhältnis der pulsweitenmodulierten Steuerimpulse, d. h. das Verhältnis der Einschaltzeit zu der Summe aus der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit, ist ein Maß für die Höhe der Steuerspannung Uy. Die Figur 2 zeigt das Prinzipschaltbild eines Netzteils zur Erzeugung der Versorgungsspannungen für den Stellantrieb. Die Netzwechselspannung ist über Leitungen 3 und 4 einem Brückengleichrichter 5 zugeführt . Die gleichgerichtete Netzspannung ist mit U_N bezeichnet. Das Bezugspotential der Spannung U_N ist mit U_N0 und das positive Potential mit U_N+ bezeichnet. Ein Kondensator 6 glättet die Spannung U_N. Bei einer Netzwechselspannung von z. B. 230 V beträgt die gleichgerichtete Netzspannung ca. 325 V. Die Spannung U_N dient als Versorgungsspannung für das Leistungsteil 1. Zusätzlich ist sie einem getakteten Netzteil 7 als Eingangsspannung zugeführt . Da der schaltungstechnische Aufbau getakteter Netzteile dem Fachmann bekannt ist, ist das Netzteil 7 hier nur schematisch dargestellt. Ein integrierter Baustein 8 formt die Spannung U_N in eine Wechselspannung hoher Frequenz um, die der Primärwicklung eines Übertragers 9 mit mehreren galvanisch voneinander und von der Primärwicklung getrennten Sekundärwicklungen zugeführt ist. Durch Gleichrichtung und Glättung werden drei weitere galvanisch voneinander und von der Spannung U_N getrennte Versorgungsspannungen U_L, U_H und U_B gebildet. Das Bezugspotential der Spannung U_L ist mit U_L0 und das positive Potential mit U_L+ bezeichnet. Das Bezugspotential der Spannung U_H ist mit U_H0 und das positive Potential mit U_H+ bezeichnet. Das Bezugspotential der Spannung U_B ist mit U_B0 , ihr positives Potential ist mit U_B+ und ihr negatives Potential ist mit U_B_ bezeichnet. Die Spannungen U_L und U_H dienen als Versorgungsspannungen für die Steuereingänge von elektronischen Schaltern des Leistungsteils 1. Die Spannung U_B dient als Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 2. Durch galvanisch getrennte Rückführung einer der Ausgangsspannungen des Netzteils 7, z. B. des positiven Anteils der als Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 2 dienenden Spannung U_B, auf einen hierfür vorgesehenen Eingang des integrierten Bausteins 8 und Vergleich mit einem Sollwert läßt sich in an sich bekannter Weise eine Spannungsregelung realisieren.

Wie in der Figur 1 dargestellt, ist das Leistungsteil 1 als Brückenschaltung mit den Schaltungspunkten 10 bis 13 ausgebildet. Die Spannung U_N ist dem Leistungsteil 1 als

Versorgungsspannung zugeführt. Der Schaltungspunkt 10 liegt auf dem Potential U_N0 und der Schaltungspunkt 11 liegt auf dem Potential U_N+ . Die Schaltungspunkte 10 und 11 bilden die eine Diagonale der Brückenschaltung. Zwischen den Schaltungs- punkten 10 und 12 ist ein erster Feldeffekttransistor 14 angeordnet. Ein zweiter Feldeffekttransistor 15 desselben Typs ist zwischen den Schaltungspunkten 13 und 11 angeordnet. Die Feldeffekttransistoren 14 und 15 dienen als elektronische Schalter. Die Anschlüsse der Feldeffekttransistoren 14 und 15 sind in üblicher Weise mit G für GATE, D für DRAIN und S für SOURCE bezeichnet. Die Ansteuerung der Feldeffekttransistoren 14 und 15 erfolgt jeweils über die Anschlüsse G und S. Zwischen den Schaltungspunkten 10 und 13 sowie zwischen den Schaltungspunkten 12 und 11 ist je eine Diode 16 bzw. 17 angeordnet. Die Dioden 16 und 17 sind bezüglich der Spannung U_N in Sperrichtung angeordnet. Zwischen den Schaltungspunkten 12 und 13, die die andere Diagonale der Brückenschaltung bilden, sind ein Elektromagnet 18 und ein Stromsensor angeordnet. Der Stromsensor ist in dem in der Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel als Hallsensor 19 ausgebildet. Der Hallsensor 19 formt das von dem über den Elektromagneten 18 fließenden Strom i verursachte Magnetfeld in eine Spannung u_H um, die ein Maß für den über den Elektromagneten 18 fließenden Strom ist. Die Spannung u_H ist von dem Strom i galvanisch getrennt. Anstelle des Hallsensors 19 ist auch eine Strommessung durch einen Strommeßwiderstand mit nachgeschalteter galvanischer Trennung der an ihm abfallenden Spannung, z. B durch einen Optoübertrager , möglich. Die Spannung u_H des Hallsensors 19 ist der Steuerschaltung 2 als Istwert für den über den Elektromagneten 18 fließenden Strom i zugeführt. Eine Pegelanpassungsschaltung 20 setzt die Spannung u_H in eine Spannung u^_x um. In diesem Ausführungs- beispiel wird die Pegelanpassung so vorgenommen, daß eine Spannung von 1 V einem Strom von 1 A entspricht.

Die Spannung Ui_x ist dem Istwerteingang eines Stromreglers 21 über ein Glättungsglied 22 zugeführt. Dem Sollwerteingang des Stromreglers 21 ist eine Sollwertspannung u^_w zugeführt. Wie bei der Spannung u^_x entspricht auch bei der Spannung u^_w eine Spannung von 1 V einem Strom von 1 A. Die Stellgröße des Stromreglers 21 ist mit u_y bezeichnet. Die Spannung u_y ist die Steuerspannung für die Pulsweitenmodulation. In Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Spannungen u-_j__w und U_j__x und unter Berücksichtigung des Zeitverhaltens des Stromreglers 21 nimmt die Spannung u_y positive oder negative Werte an. Besitzt das Zeitverhalten des Stromreglers 21 einen I -Anteil, nimmt die Spannung u_y im eingeschwungenen Zustand des Stromregelkreises, in dem der Istwert gleich dem Sollwert ist, einen konstanten Wert an, der dem über den Elektro- magneten 18 fließenden Strom i entspricht.

Die Spannung u_y ist einem Invertierer 23 zugeführt. Die Ausgangsspannung des Invertierers 23 ist mit u_y_ bezeichnet. Das negative Vorzeichen zeigt an, daß es sich um die invertierte Steuerspannung handelt. Die nicht invertierte Steuerspannung ist im folgenden mit u_y+ bezeichnet. Die Beträge der Spannungen u_y+ und u_y_ sind gleich groß. Die invertierte Steuerspannung u_y_ ist negativ, wenn die mit u_y+ bezeichnete Steuerspannung positiv ist. Ist dagegen die mit Uy₊ bezeichnete Steuerspannung negativ, ist die invertierte Steuerspannung u_y_ positiv. Die Steuerspannung u_y+ ist dem nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 24 zugeführt. Die invertierte Steuerspannung u_y_ ist dem invertierenden Eingang eines weiteren Vergleichers 25 zugeführt. Dem invertierenden Eingang des Vergleichers 24 und dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 25 sind von einem Oszillator 26 eine periodische Spannung u_d mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt. Die Spannung u-j__x ist dem nichtinvertierenden Eingang eines dritten Vergleichers 27 zugeführt. Dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 27 ist eine einstellbare Spannung Ui_max zugeführt. Die Spannung u._j__max ist ein Maß für den maximal zulässigen Wert i_max des über den Elektromagneten 18 fließenden Stromes i. Wie bei der Spannung U_j__x entspricht auch bei der Spannung Ui_max eine Spannung von 1 V einem Strom von 1 A. Je nachdem welche der beiden Eingangsspannungen eines Vergleichers positiver ist, steht einer von zwei verschiedenen Spannungswerten am Ausgang der Vergleicher an. Den Vergleichern 24, 25 und 27 sind als Schmitt-Trigger ausgebildete Trigger- Schaltungen 28, 29 bzw. 30 nachgeschaltet, die die Ausgangsspannungen der Vergleicher 24, 25 und 27 in Impulse umformen, die entweder den Wert „0" oder den Wert „1" annehmen. In diesem Ausführungsbeispiel ist dem Wert „0" das Bezugspotential U_B0 der Spannung U_B zugeordnet und dem Wert „1" das positive Potential U_B+ der Spannung U_B . Ein NAND-Gatter 31 verknüpft die Ausgangsimpulse der Triggerschaltungen 28 und 30. Der Ausgang des NAND-Gatters 31 nimmt nur dann den Wert „0" an, wenn sowohl am Ausgang der Triggerschaltung 28 als auch am Ausgang der Triggerschaltung 30 der Wert „1" ansteht. Dies ist dann der Fall, wenn die nicht invertierte Steuerspannung u_y+ positiver als die Spannung u_d ist und außerdem die Spannung UJ__X kleiner als die Spannung Uj__max ist . In diesem Fall fließt von dem positiven Potential U_B+ der Spannung U_B über einen Schalter 32, der während des normalen Betriebes geschlossen ist, und über die Primärseite eines Optokopplers 33 Strom zum Bezugspotential U_B0. Nimmt der Ausgang des NAND- Gatters 31 den Wert „1" (entsprechend U_B+) an, fließt kein Strom über die Primärseite des Optokopplers 33. Ist der Schalter 32 geöffnet, kann ebenfalls kein Strom über die Primärseite des Optokopplers 33 fließen. Bei einem Stromfluß über die Primärseite des Optokopplers 33 fließt zunächst von dem Potential U_L+ der Versorgungsspannung U_L für die Ansteuerung des Feldeffekttransistors 14 über die Sekundärseite des Optokopplers 33 und über die GATE-SOURCE-Strecke des Feldeffekttransistors 14 ein Strom zu dem Bezugspotential U_L0 der Spannung U_L . Dieser Strom lädt die GATE-SOURCE- Kapazität des Feldeffekttransistors 14 so lange, bis die an der GATE-SOURCE-Strecke anstehende Spannung praktisch gleich der Versorgungsspannung U_L ist. Die an der GATE-SOURCE- Strecke anstehende Spannung steuert den Feldeffekttransistor 14 in den leitenden Zustand. Ein weiteres NAND-Gatter 34 verknüpft die Ausgangsimpulse der Triggerschaltungen 29 und 30. Der Ausgang des NAND-Gatters 34 nimmt nur dann den Wert „0" an, wenn sowohl am Ausgang der Triggerschaltung 29 als auch am Ausgang der Triggerschaltung 30 der Wert „1" ansteht. Dies ist dann der Fall, wenn die invertierte Steuerspannung u_y_ positiver als die Spannung u_d ist und außerdem die Spannung u-^_x kleiner als die Spannung Ui_max is . In diesem Fall fließt von dem positiven Potential U_B+ der Spannung U_B über den Schalter 32, der während des normalen Betriebes geschlossen ist, und über die Primärseite eines Optokopplers 35 Strom zum Bezugspotential U_B0. Nimmt der Ausgang des NAND- Gatters 34 den Wert „1" (entsprechend U_B+) an, fließt kein Strom über die Primärseite des Optokopplers 34. Ist der Schalter 32 geöffnet, kann ebenfalls kein Strom über die

Primärseite des Optokopplers 35 fließen. Bei einem Stromfluß über die Primärseite des Optokopplers 35 fließt zunächst von dem Potential U_H+ der Versorgungsspannung U_H für die Ansteuerung des Feldeffekttransistors 15 über die Sekundär- seite des Optokopplers 35 und über die GATE-SOURCE-Strecke des Feldeffekttransistors 15 ein Strom zu dem Bezugspotential U_H0 der Spannung U_H . Dieser Strom lädt die GATE-SOURCE- Kapazität des Feldeffekttransistors 15 so lange, bis die an der GATE-SOURCE-Strecke anstehende Spannung praktisch gleich der VersorgungsSpannung U_H ist. Die an der GATE-SOURCE- Strecke anstehende Spannung steuert den Feldeffekttransistor 15 in den leitenden Zustand. Der Schalter 32 ist durch ein in der Figur 1 nicht dargestelltes externes Freigabesignal gesteuert. Ist das Freigabesignal vorhanden, ist der Schalter 32 geschlossen und die Feldeffekttransistoren 14 und 15 werden wie oben beschrieben in den leitenden Zustand gesteuert. Bei fehlendem Freigabesignal ist der Schalter 32 geöffnet und die Feldeffekttransistoren 14 und 15 sind ständig gesperrt .

Wie die Figur 2 zeigt, sind die Spannungen U_N, U_L und U_H galvanisch voneinander getrennt. Diese Maßnahme erlaubt es, wie in der Figur 1 dargestellt, den Anschluß S des Feldeffekttransistors 14 mit dem Bezugspotential U ₀ der Spannung U_L zu verbinden und den Anschluß S des Feldeffekttransistors 15 mit dem Bezugspotential U_H0 der Spannung U_H zu verbinden. Die Höhe der Spannungen U_N, U_L, U_H und U_B kann unabhängig voneinander gewählt werden. Damit ist es möglich, diese Spannungen optimal an die jeweiligen Verbraucher, nämlich das Leistungsteil 1, die Steuereingänge der Feldeffekt- transistoren 14 und 15 sowie die Steuerschaltung 2, und an den Leistungsbedarf dieser Verbraucher anzupassen.

Die Figuren 3 und 4 bestehen aus fünf jeweils zeitgleich untereinander angeordneten Diagrammen, die mit den Buchstaben a bis e bezeichnet sind. Das Diagramm a zeigt den zeitlichen Verlauf der nicht invertierten Steuerspannung u_y+ , der invertierten Steuerspannung u_y_ und der dreieckförmigen Spannung u_d sowie einer sinusförmigen Spannung u_s , die im Bereich der Nulldurchgänge dieselbe Steigung wie die Spannung u_d besitzt. Das Diagramm b zeigt die Zeiträume, in denen der Feldeffekttransistor 14 leitend ist, und das Diagramm c zeigt die Zeiträume, in denen der Feldeffekttransistor 15 leitend ist. Das Diagramm d zeigt die Zeiträume, in denen sowohl der Feldeffekttransistor 14 als auch der Feldeffekttransistor 15 leitend ist. Das Diagramm e zeigt die Zeiträume, in denen weder der Feldeffekttransistor 14 noch der Feldeffekttransistor 15 leitend ist. Die entsprechenden Zeiträume sind durch Schraffur hervorgehoben.

In der Figur 3 ist der Betriebszustand dargestellt, in dem die nicht invertierte Steuerspannung u_y+ positiv ist und die invertierte Steuerspannung u_y_ negativ ist. Solange die Spannung u_y+ positiver als die Spannung u_d ist (vgl. Figur 3a), ist der Feldeffekttransistor 14 leitend (vgl. Figur 3b). Solange die Spannung u_d positiver als die Spannung u_y_ ist (vgl. Figur 3a), ist der Feldeffekttransistor 15 leitend

(vgl. Figur 3c) . Die in den Figuren 3b und 3c dargestellten Impulsfolgen weisen jeweils dasselbe Tastverhältnis auf, sind jedoch gegeneinander phasenverschoben. Die Größe der Phasenverschiebung ist durch die Höhe der Steuerspannung u_y und ihr Vorzeichen bestimmt. Vom Zeitpunkt t₃₀ bis zum Zeitpunkt t₃₁ überlappen sich die Diagramme 3b und 3c, d. h. in diesem Zeitraum sind die beiden Feldeffekttransistoren 14 und 15 leitend. In diesen Zeitraum fließt ein von der Spannung U_N getriebener ansteigender Strom i über die Magnetspule 18. Im Zeitpunkt t₃₁ sperrt der Feldeffekttransistor 14. Der über die Magnetspule 18 fließende Strom i fließt jetzt weiter über die Diode 11 und den noch leitenden Feldeffekttransistor 15. Der Strom i klingt dabei langsam ab, bis im Zeitpunkt t₃₂ der Feldeffekttransistor 14 wieder in den leitenden Zustand geschaltet wird. Von dem Zeitpunkt t₃₂ bis zum Zeitpunkt t₃₃ überlappen sich wieder die Diagramme 3b und 3c, beide Feldeffekttransistoren 14 und 15 sind leitend (vgl. Figur 3d) . Der Strom i wird wieder von der Spannung U_N getrieben und steigt bis zum Zeitpunkt t₃₃ an. Ab diesem Zeitpunkt sperrt der Feldeffekttransistor 15. Der über die Magnetspule 18 fließende Strom i fließt in diesem Schaltzustand über den noch leitenden Feldeffekttransistor 14 und die Diode 16. Der Strom i klingt langsam ab, bis im Zeitpunkt t ₄ der Feldeffekttransistor 15 wieder in den leitenden Zustand geschaltet wird. Ab dem Zeitpunkt t₃₄ wiederholen sich die oben beschriebenen Abläufe von dem Zeitpunkt t₃₀ bis zum Zeitpunkt t₃₄. Der Zeitraum t₃₄ - t₃₀ ist die Periodendauer der dreieckförmigen Spannung u_d und damit der Kehrwert der Frequenz dieser Spannung. Der über die Magnetspule 18 fließende Strom i setzt sich aus einem Gleichstromanteil und einem diesem überlagerten Wechselstromanteil zusammen. Der Zeitraum t₃₂ - t₃₀ ist die Periodendauer des Wechselstromanteils. Die Frequenz des Wechselstromanteils, d. h. der Kehrwert der Periodendauer des Wechselstromanteils, ist doppelt so groß wie die Frequenz der dreieckförmigen Spannung u_d. Das Tastverhältnis des Wechselstromanteils ergibt sich aus dem Verhältnis der Einschaltzeit t₃₁ - t₃₀ zur Periodendauer t₃₂ - t₃₀. Wie die Figur 3 zeigt, ändert sich das Tast- Verhältnis proportional mit der Steuerspannung u_y. Bei kleinen Werten der Steuerspannung u_y nähert sich das Tastverhältnis einem Wert von 50 %. Wenn das Tastverhältnis des Wechselstromanteils zu null geworden ist, ist das Tastverhältnis des jeweils über einen der beiden Feldeffekt- transistoren 14 und 15 fließenden Stromes 50 %. Die Dauer der Flußphase des über die Magnetspule 18 fließenden Stromes i kann also wesentlich kleiner gewählt werden als die Mindest - einschaltdauer eines einzelnen Feldeffekttransistors. Die Amplitude des Wechselstromanteils des Stromes i ist durch die Frequenz der dreieckförmigen Spannung u_d bestimmt. Je höher diese Frequenz gewählt wird, desto kleiner ist die Amplitude des Wechselstromanteils des Stromes i.

In der Figur 4 ist der Betriebszustand dargestellt, in dem die nicht invertierte Steuerspannung u_y+ negativ ist und die invertierte Spannung u_y_ positiv ist. Solange die Spannung u_y+ positiver als die Spannung u_d ist (vgl. Figur 4a), ist der Feldeffekttransistor 14 leitend (vgl. Figur 4b) . Solange die Spannung u_d positiver als die Spannung u_y_ ist (vgl. Figur 4a), ist der Feldeffekttransistor 15 leitend (vgl. Figur 4c) . Die in den Figuren 4b und 4c dargestellten Impulsfolgen weisen jeweils dasselbe Tastverhältnis auf, sind jedoch gegeneinander phasenverschoben. Die Größe der Phasenverschiebung ist durch die Höhe der Steuerspannung und deren Vorzeichen bestimmt. Die Spannung u_y+ ist bi's zum Zeitpunkt t₄₀ positiver als die Spannung u_d. Bis dahin ist der Feldeffekttransistor 14 leitend (vgl. Figur 4b). Vom Zeitpunkt t₄₁ bis zum Zeitpunkt t₄₂ ist die Spannung u_d positiver als die Spannung u_y_ . In diesem Zeitraum leitet der Feldeffekttransistor 15. Vom Zeitpunkt t₄₃ bis zum Zeitpunkt t₄ leitet wieder der Feldeffekttransistor 14. In den Zeiträumen t ₀ bis t₄₁ und t₄₂ bis t ₃ (vgl. Figur 4e) leitet weder der Feldeffekttransistor 14 noch der Feldeffekttransistor 15. In diesen Zeiträumen ist die Magnetspule 18 über die Dioden 16 und 17 mit der Spannung U_N als Gegenspannung beaufschlagt. Der über die Magnetspule 18 fließende Strom i sinkt daher in diesen Zeiträumen schneller ab, als wenn einer der Feldeffekttransistoren 14 und 15 leitet. Der Strom i sinkt vom Zeitpunkt t₄₀ bis zum Zeitpunkt t₄₁ schnell ab und vom Zeitpunkt t₄₁ bis zum Zeitpunkt t₄₂ langsam ab. Vom Zeitpunkt t₄₂ bis zum Zeitpunkt t₄₃ sinkt der Strom i wieder schnell ab und vom Zeitpunkt t ₃ bis zum Zeitpunkt t ₄ wieder langsam ab. Das Tastverhältnis, also das Verhältnis des Zeitraumes t₄₁ - t₄₀ zu dem Zeitraum t₄ - t₄₀, bestimmt die resultierende Absinkgeschwindigkeit des Stromes i. Die Möglichkeit der Umkehr des Vorzeichens der Steuerspannung u_y ist insbesondere dann von Vorteil, wenn die Steuerspannung u_y - wie in dem in der Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel - die Stellgröße eines Stromreglers 21 ist.

Als Beispiel für die Versorgungsspannung U_N für das

Leistungsteil 1 wurde oben von einer Gleichspannung von 325 V ausgegangen. Dem folgenden Dimensionierungsbeispiel wird zur Vereinfachung der Rechnung eine Gleichspannung von 300 V als Spannung U_N zugrunde gelegt . Der ohmsche Widerstand der Magnetspule 18 sei 2 Ω und der größte Strom, der ständig über die Magnetspule 18 fließen darf, 3 A. Das bedeutet, die Magnetspule ist für eine Nennspannung von 6 V ausgelegt. Die über die Feldeffekttransistoren 14 und 15 an die Magnetspule angelegte Spannung U_N ist 50 mal größer als die Nennspannung der Magnetspule. Dies bedeutet, daß die Magnetspule nur kurzzeitig mit der Spannung U_N beaufschlagt werden darf, damit die Magnetspule 18 nicht thermisch zerstört wird. Aus der Spannung von 300 V und dem Widerstand von 2 Ω errechnet sich ein Strom von 150 A. Bei einer Pulsweitenmodulation stellt sich mit den obigen Annahmen ein mittlerer Strom von 3 A ein, wenn das Tastverhältnis 2 % beträgt. Ein Tastverhältnis von 2 % erhält man z. B. bei einer Einschaltdauer von 1 μs und einer Periodendauer von 50 μs . Diese Zeiten ergeben sich, wenn die Frequenz der Spannung u_d 10 kHz beträgt. Die

Frequenz des Wechselstromanteils des über die Magnetspule 18 fließenden Stromes i beträgt in diesem Fall 20 kHz. Daraus ergibt sich eine Periodendauer von 50 μs . Für eine stetige Änderung des über die Magnetspule 18 fließenden Stromes i von 0 ... 3 A ist eine stetige Änderung der Einschaltdauer von 0 ... 1 μs bei einer Periodendauer von 50 μs erforderlich. Diese Überlegungen zeigen, daß für die Steuerspannung u_y in den Figuren 3 und 4 größere Werte dargestellt sind, als sie in der Praxis auftreten werden. Da die Zeitpunkte t₃₀ und t₃₁ sehr nahe am Nulldurchgang der Spannung u_d liegen, ist es möglich, anstelle der dreieckförmigen Spannung u_d auch eine andere Spannung zu verwenden, die sich im Bereich der Nulldurchgänge wie eine dreieckförmige Spannung verhält. Wie in den Figuren 3 und 4 dargestellt, kann die dreieckförmige Spannung u_d durch eine sinusförmige Spannung u_s ersetzt werden, die im Bereich der Nulldurchgänge denselben zeitlichen Verlauf wie die dreieckförmige Spannung u_d aufweist. Ist der Stellantrieb Bestandteil eines überlagerten Positionsregelkreises mit einem induktiven Weggeber, kann die Primärwicklung des Weggebers von demselben Oszillator wie die Steuerschaltung des Stellantriebes mit einer sinusförmigen Spannung versorgt werden. Diese Maßnahme spart einen Oszillator ein. Außerdem entfällt die Gefahr^' der gegenseitigen Beeinflussung von zwei Oszillatoren, deren Schwingfrequenz in der gleichen Größenordnung liegt.

Claims

Patentansprüche

1. Elektromagnetischer Stellantrieb mit einem Leistungsteil, dem von einer vorgeschalteten Steuerschaltung pulsweitenmodulierte Steuerimpulse zugeführt sind, deren Tastverhältnis ein Maß für die Höhe einer Steuerspannung ist, und das einen Elektromagneten in Abhängigkeit von den Steuerimpulsen mit einer Versorgungsspannung beaufschlagt, insbesondere für ein Proportionalventil,

- dessen Steuerschaltung einen ersten Vergleicher aufweist, dem die Steuerspannung und eine periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt sind, und einen zweiten Vergleicher aufweist, dem die invertierte Steuerspannung und die periodische Spannung mit dreieckförmigem Verlauf zugeführt sind, - dessen Leistungsteil als mit elektronischen Schaltern versehene Brückenschaltung ausgebildet ist, deren einer Diagonale die Versorgungsspannung für das Leistungsteil zugeführt ist und an deren andere Diagonale der Elektromagnet angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet,

- daß zwei elektronische Schalter (14, 15) in diagonal gegenüberliegenden Brückenzweigen des Leistungsteils (1) angeordnet sind,

- daß in den anderen beiden Brückenzweigen des Leistungsteils (1) je eine Diode (16, 17) angeordnet ist, deren Flußrichtung der Versorgungsspannung (U_N) für das Leistungsteil (1) entgegengesetzt ist,

- daß die Ausgangsimpulse des ersten Vergleichers (24) dem Steuereingang des ersten elektronischen Schalters (14) über einen ersten Optokoppler (33) als Steuerimpulse zugeführt sind, - daß die Ausgangsimpulse des zweiten Vergleichers (25) dem Steuereingang eines zweiten elektronischen Schalters (15) über einen zweiten Optokoppler (35) als Steuerimpulse zugeführt sind und - daß die Zuordnung der den Vergleichern (24, 25) zugeführten Spannungen (u_y+, u_y_ , u_d) zu den Eingängen der Vergleicher (24, 25) so gewählt ist, daß die Ausgangsimpulse der Vergleicher (24, 25) jeweils dasselbe Tastverhältnis aufweisen, wobei die Zeit der Überlappung der Ausgangs- impulse die Dauer des Stromflusses über den Elektromagneten (18) bestimmt .

2. Stellantrieb nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannungen (U_L, U_H) für die Steuereingänge der elektronischen Schalter (14, 15) voneinander und von der Versorgungsspannung (U_N) für das Leistungsteil (1) galvanisch getrennt sind.

3. Stellantrieb nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (14, 15) selbstsperrende Feldeffekt-Transistoren desselben Leitfähigkeitstyps sind.

4. Stellantrieb nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannung (U_B) für die Steuerschaltung (2) galvanisch von den Versorgungs- spannungen (U_H, U_L) für die Steuereingänge der elektronischen Schalter (14 bzw. 15) und von der Versorgungsspannung (U_N) für das Leistungsteil (1) getrennt ist.

5. Stellantrieb nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem Leistungsteil (1) die gleichgerichtete Spannung des Wechselstromnetzes als Versorgungsspannung (U_N) zugeführt ist.

6. Stellantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß einem Stromregler (21) eine erste elektrische Größe (u-j__x) , die ein Maß für den Istwert des über den Elektromagneten (18) fließenden Stromes (i) ist, und eine zweite elektrische Größe (UJ__W) , die ein Maß für den Sollwert des über den Elektromagneten (18) fließenden Stromes (i) ist, zugeführt sind, daß die erste elektrische Größe (UJ__X) galvanisch von dem über den Elektromagneten (18) fließenden Strom (i) getrennt ist und daß die Stellgröße des Stromreglers (21) die Steuerspannung (u_y) ist.

7. Stellantrieb nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste elektrische Größe (UJ__X) dem Stromregler (21) über ein Glättungsglied (22) zugeführt ist.

8. Stellantrieb nach Anspruch 6 oder Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Vergleicher (27) vorgesehen ist, dessen einem Eingang die erste elektrische Größe (u-j__x) und dessen anderem Eingang eine dritte elektrische Größe (u-_max) zugeführt ist, die ein Maß für den maximal zulässigen Wert (i_maχ) des über den Elektromagneten (18) fließenden Stromes (i) ist, und daß eine Verknüpfung des Ausgangssignals des dritten Vergleichers (27) mit den Ausgangsimpulsen der ersten beiden Vergleicher (24, 25) in dem Sinn erfolgt, daß die Ausgangsimpulse der ersten beiden Vergleicher (24, 25) nur dann an die ihnen nachgeschalteten Optokoppler (33 bzw. 35) weitergeleitet werden, wenn der über den Elektromagneten (18) fließende Strom (i) kleiner als der maximal zulässige Wert (i_maχ) ist.

9. Stellantrieb nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden Vergleichern (24, 25) anstelle der periodischen Spannung (u_d) mit dreieckförmigem Verlauf eine periodische Spannung (u_s) mit sinusförmigem Verlauf zugeführt ist .