DE3208812A1

DE3208812A1 - Elektromagnetische Strahlungssensoren

Info

Publication number: DE3208812A1
Application number: DE19823208812
Authority: DE
Inventors: Huw David Rees
Original assignee: UK Secretary of State for Defence
Current assignee: Qinetiq Ltd
Priority date: 1981-03-11
Filing date: 1982-03-11
Publication date: 1995-05-04
Anticipated expiration: 2002-03-12
Also published as: NL194992B; NL8201002A; US5091731A; IT8247966A0; US5041839A; DE3208812C2; US5030962A; CA1336618C; FR2709603A1; NL194992C; FR2709603B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Strahlungssensoren, insbeson dere Sensoren für den Millimeterwellenbereich, die auf Strahlung mit einer Frequenz im Bereich von 30-300 GHz ansprechen, sowie Sensoren, die auf Strahlung im Zentimeter wellenbereich (3-30 GHz) oder im Submillimeterwellenbereich (300 GHz →) ansprechen. Da sie sowohl eine recht gute Winkelauflösung aufweisen als auch kompakt gebaut werden können, sind Millimeterwellenbereich-Sensoren gegenüber Radargeräten, die auf niedrigere Mikrowellenfrequenzen ansprechen, günstig, denn obwohl sie nur einen begrenzten Wirkungsbereich haben, zeigen sie einen Eigenwiderstand gegenüber Fernstörungen und arbeiten unter nahezu allen Wetterbedingungen zufriedenstellend. Sie sind von Interesse für passive Radiometer- und Radaranwendungen für die Zwecke der Überwachung, Kartografie und Bilderzeugung sowie für Nahbereichs-Nachrichtenverbindungen.

Ein typischer Millimeterwellenbereich-Sensor umfaßt einen Mikroschaltungs-Mischer, der über einen Wellenleiter an eine Parabolantenne angeschlossen ist. Diese Mikroschaltung umfaßt normalerweise eine dielektrische Tragplatte mit einem Leitermuster und damit verbundenen Halbleiter-Mischerkompo nenten - z. B. Dioden - auf einer Oberfläche und kann ferner entweder insgesamt oder teilweise auf der anderen Oberfläche metallisiert sein. Die Positionierung dieser Komponenten ist äußerst kritisch. Die Mikroschaltung ist normalerweise in dem Wellenleiterhohlraum befestigt oder über eine speziell ausgelegte Übergangsschaltung mit dem Wellenleiter verbun den. Die Positionierung dieser Schaltung relativ zum Wellen leiter ist ebenfalls kritisch. Die genaue Positionierung der Komponenten und der Mikroschaltung sind anspruchsvolle mechanische Tätigkeiten und weitgehend für die relativ hohen Herstellungskosten dieser konventionellen Sensoren verant wortlich. Diese Sensoren sind schwierig aufzubauen, sie sind zerbrechlich und teuer.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines mechanisch stabilen und kompakten Sensors alternativer Konstruktion. Die Mischerkomponente(n) des Sensors sind dabei in seinen Aufbau integrierbar, so daß ein mechanisches Verbinden entfällt; die Lagetoleranzen liegen innerhalb des Toleranz bereichs, der mit konventioneller integrierter Schaltungs technologie erreichbar ist. Die Strahlungserfassung macht einen Wellenleiterhohlraum nicht unbedingt erforderlich, so daß ähnliche Montageprobleme nicht auftreten.

Der elektromagnetische Strahlungssensor, der in Kombination eine Metallantenne und einen Mischer umfaßt, ist dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne über der Oberfläche eines Trägerkörpers mit hohem spezifischem Widerstand aus einem Werkstoff, dessen Dielektrizitätskonstante einen Zwischen- bis hohen Wert hat, angeordnet ist, und daß der Mischer wenigstens eine Mischerdiode aufweist, die zwischen entge gengesetzten Leitern der Antenne positioniert ist zur Schaffung eines Strahlungswegs zwischen diesen, wobei mindestens ein NF-Ausgang vorgesehen ist, der zu dem Mischer parallelgeschaltet ist zur Weiterleitung des aufgrund des Mischens höherfrequenter Strahlungen gebildeten NF-Signals.

Der Trägerkörper kann aus einem Dielektrikum mit einer mittleren Dielektrizitätskonstanten - einem für Halbleiter werkstoffe typischen Wert (z. B. ε ≃ 9-15) - bestehen und effektiv aus Halbleiterwerkstoff bestehen, z. B. aus Sili zium (Si) oder Galliumarsenid (GaAs). Alternativ kann zur Vereinfachung der Auslegung der zugehörigen integrierten NF-Schaltkreise der Trägerkörper ein Substrat aus isolieren dem Dielektrikum oder aus Halbleiterwerkstoff mit hohem spezifischem Widerstand sein, der auf seiner Oberfläche eine oder mehrere Dünnschichten von Halbleitermaterial mit relativ niedrigem spezifischem Widerstand aufweist. Jede Schicht kann eine auf die Substratoberfläche epitaxial aufgewachsene Schicht sein.

Zwar kann die Antenne mit der Oberfläche des Trägerkörpers in direktem Kontakt stehen, wenn sie direkt auf Halbleiter material gebildet ist, bevorzugt ist sie jedoch von diesem Material durch eine Schicht eines passiven Dielektrikums beabstandet, so daß die Oberfläche des Materials geschützt ist und die Bildung unerwünschter Verbindungen zwischen der metallischen Antenne und dem Halbleitermaterial des Träger körpers vermieden wird.

Der Trägerkörper kann aus einem Dielektrikum mit hoher Dielektrizitätskonstanten bestehen, z. B. aus Bariumtitanat (ε = 39) oder Titandioxid (ε = 80). Diese Werkstoffwahl wird für Anwendungszwecke im längeren Wellenlängenbereich bevor zugt, da sie eine Maßstabverkleinerung der Antennenabmessun gen erlaubt. In diesem Fall wird bevorzugt Halbleitermateri al für die Integration der Diode oder der Dioden und anderer Schaltungskomponenten vorgesehen. Es kann entweder als Substrat auf der Antennenrückseite oder als Dünnschicht d. h. dünn gegen die Dipollänge) zwischen der Antenne und dem Trägerkörper vorgesehen sein.

Die Antenne kann nur zwei Antennenleiter aufweisen, die in Form eines Dipols angeordnet sind. Diese Antennenleiter können schmale Streifen oder breite Streifen sein oder sich erweiternde Form aufweisen, was vom Verwendungszweck ab hängt. Bei dieser Anordnung der Antenne kann der Sensor einen Eintaktmischer aus wenigstens einer Diode aufweisen, wobei der Ausgang durch eine Übertragungsleitung gebildet ist, die aus zwei parallelen Streifen besteht, von denen jeder mit gleicher Länge wie ein entsprechender Anten nenleiter orthogonal zu einem solchen verläuft.

Die Antenne kann vier Antennenleiter aufweisen, wobei jedes Paar von entgegengesetzten Antennenleitern in Form eines Dipols angeordnet ist und einander benachbarte Antennenlei ter orthogonal zueinander verlaufen. Bei dieser Antennenan ordnung kann der Sensor einen Brückenmischer aus einem Diodenring aufweisen, in dem jede Diode einem Paar benach barter Antennenleiter parallelgeschaltet ist, wobei der Ausgang von zwei in das Substrat eingebetteten Leiterkanälen gebildet ist, deren jeder an einen von zwei benachbarten Antennenleitern angeschlossen ist. Bevorzugt ist einer oder mehrere Antennenleiter über seine Länge zweigeteilt, und die Dioden sind in dem Diodenring so angeordnet, daß der Ausgang durch einen dieser zweigeteilten Antennenleiter gebildet ist.

Alternativ kann bei dieser Ausführungsform der Antenne der Sensor einen Kohärentmischer aufweisen, der aus einem Diodenring gebildet ist, der zwischen Diodenpaaren eine Übertragungsleitung aufweist, die zwischen den oberen und den unteren Antennenleitern der Antenne verläuft und einen Teil des dadurch gebildeten Dipols bildet; die Übertragungs leitung hat eine Länge, die einer viertel Wellenlänge bei der Signalfrequenz entspricht.

In bevorzugter Ausbildung des Sensors ist jeder seitliche Antennenleiter über seine Länge in einen oberen und einen unteren Zweig aufgeteilt, wobei jeder seitliche Antennenlei ter einen Ausgang bildet, und zwar einen für die Gleich takt-Ausgangssignale und einen für die um 90° phasenver schobenen Ausgangssignale des Mischers.

Zweckmäßigerweise wird der Sensor mit einer NF-Verstärker stufe kombiniert, die in das Substrat integriert ist. Es ist ein Vorteil, daß, wenn der Ausgang als Übertragungsleitung oder als zweigeteilter Antennenleiter ausgebildet ist, die gesamte Schaltung oder ein Teil derselben in den darunter liegenden Bereich des Halbleiters eingebaut werden kann, wo das elektrische HF-Feld parallel zu der Halbleiteroberfläche schwach ist. Da diese kombinierte Baueinheit kompakt und in sich geschlossen ist, kann sie in einem Feld oder einem System zusammen mit weiteren Sensoren angeordnet werden, wobei jeder Sensor in einem gemeinsamen Substrat gebildet ist. Wenn viele Sensoren auf diese Weise kombiniert werden, können mit jeder Verstärkerstufe Multiplex-Schaltkreise vorgesehen sein, um die Signalverarbeitung und den Zugriff zu vereinfachen.

Die Eingangsstrahlung kann mittels einer dielektrischen Linse aufgefangen werden. In diesem Fall kann der Sensor oder das Sensorsystem so angeordnet sein, daß die Unterseite des Trägerkörpers einstückig mit dem rückwärtigen Teil der Linse ausgeführt oder damit verbunden ist, so daß die Strahlung wirksam an die Antenne oder die Antennen ankoppel bar ist.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm eines Millimeterwellen-Sensors, dessen Ausgangskreis parallel zu seinem NF-Aus gang geschaltet ist;

Fig. 2 eine Draufsicht auf die Mischstufe des Sensors nach Fig. 1;

Fig. 3 eine Querschnittsansicht X-X durch den Mischer nach Fig. 2;

Fig. 4 Querschnittsansichten, die die Zwischenphasen bis 7 bei der Herstellung dieses Mischers zeigen;

Fig. 8 eine schematische Ansicht einer anderen Ausfüh rungsform des Sensors, der einen Gegentakt- bzw. Brückenmischer aufweist;

Fig. 9 eine schematische Ansicht einer weiteren Ausfüh rungsform des Sensors, der gegenüber demjenigen nach Fig. 8 abgewandelt ist;

Fig. 10 eine Draufsicht auf ein weiteres Ausführungsbei spiel des Sensors, der gegenüber demjenigen nach Fig. 9 abgewandelt ist;

Fig. 11 bis 13 Schaltbilder;

Fig. 14 eine Draufsicht auf ein Ausführungsbeispiel des Sensors mit einem Kohärenzmischer;

Fig. 15 eine Draufsicht auf eine andere Ausführungsform des Sensors, der gegenüber demjenigen nach Fig. 14 abgewandelt ist;

Fig. 16 und 17 einen Querschnitt und eine Draufsicht einer auf einer Linse befestigten Sensoranordnung;

Fig. 18 und 19 eine Draufsicht auf einen Gegentaktmischer mit Begrenzerdioden; und

Fig. 20 eine Ansicht eines Empfangssystems mit zwei Sensoranordnungen.

Der Sensor nach Fig. 1 umfaßt eine Schmalband-Metalldipolan tenne 1 mit einem oberen Antennenleiter 3 und einem unteren Antennenleiter 5. Diese Metallantenne liegt auf der Oberflä che eines Substrats mit hohem spezifischem Widerstand, und die beiden Antennenleiter 3, 5 der Antenne 1 sind im Zentrum des Dipols voneinander beabstandet und durch einen Eintakt- Mischer zusammengeschaltet, der eine Schottky-Mischerdiode 7 ist, die zwischen den Antennenleitern 3, 5 in die Oberfläche des Substrats eingebettet ist. Eine Übertragungsleitung 9 ist parallel zu dieser Diode 7 geschaltet und verläuft von den beiden Antennenleitern 3, 5 orthogonal zur Dipolachse der Antenne; die Übertragungsleitung besteht aus zwei parallelen Verlängerungszweigleitungen 11, 13, die ebenfalls aus einem schmalen Metallband bestehen.

Die Übertragungsleitung 9 dient zur Weiterleitung des NF-Ansprechsignals, d. h. des an der Diode 7 anstehenden Signals, wenn Strahlung einer geeigneten Frequenz von der Antenne 1 empfangen und von der Diode 7 gemischt wird. Die Übertragungsleitung 9 ist an von der Antenne 1 fernen Stellen parallel zum Eingang eines NF-Kreises 15 nahe dem Sensor geschaltet, wobei der NF-Kreis 15 in die Oberfläche des Substrats integriert ist.

Länge und Breite der Antenne 1 sind beide so gewählt, daß sich die Antenne 1 zum Empfang von Strahlung eignet, deren Frequenz im Bereich von 25-500 GHz liegt. Die gezeigte Antenne 1 hat eine Länge gleich einer halben Wellenlänge entsprechend einer Strahlung mit einer Frequenz von 100 GHz. Diese Länge ist durch die Geometrie der Antenne, die Dielek trizitätskonstante ε des Substrats und die Dielektrizitäts konstante ε′ des umgebenden Mediums, also Luft (ε′ = 1) bestimmt. Die genaue Berechnung zeigt, daß die Resonanzlänge einer gehalterten Antenne einem Normierungsfaktor umge kehrt proportional ist und daß die Antennenadmittanz diesem Normierungsfaktor direkt proportional ist, wobei der Faktor in guter Näherung von der Geometrie der Antenne unabhängig ist und zu den Medienkonstanten die folgende Beziehung hat:

d. h. die Quadratwurzel des Mittelwerts der Dielektrizitäts konstanten der beiden Medien, deren eines bei dem vorliegen den Ausführungsbeispiel Luft ist. Dabei besteht das Substrat aus einem Silizium-Halbleitermaterial (ε ≃ 11,7). Somit hat der Normierungsfaktor einen Wert von ungefähr 2,5, und die Länge der Antenne 1, also eine halbe Wellenlänge (λ/2) bei einer Resonanzfrequenz von 100 GHz wird mit ca. 600 µm errechnet. Bei einer Antennenbreite von 10% der Antennen länge ist die Resonanz so errechnet, daß sie vom ca. 0,75- bis 1,1fachen der halben Wellenlängenfrequenz verläuft, so daß eine Antenne mit einer Länge von 600 µm und einer Breite von 60 µm für Frequenzen von 75-110 GHz gut geeignet ist.

Die Übertragungsleitung 9 ist so ausgelegt, daß sie eine elektrische Länge von ca. einer viertel Wellenlänge (λ/4) bei der Resonanzfrequenz hat. Es ist zu beachten, daß diese Länge von ca. 300 µm sich geringfügig von dem Wert einer viertel Wellenlänge, der für die Antenne errechnet wurde, unterscheiden kann, da hier im Ausbreitungsmodus der HF- Stromfluß in den beiden Zweigleitungen 11 und 13 der Über tragungsleitung 9 zwei gleich großen Komponenten, die in entgegengesetzte Richtungen fließen, entspricht. Eine Parallelkapazität 17 ist zu der Übertragungsleitung parallel angeordnet und stellt sicher, daß an der Diode 7 ein Blind widerstand von hohem Wert, effektiv ein Leerlaufwiderstand, vorhanden ist. Die Übertragungsleitung 9 sieht also einen Ausgang vor, der gegenüber hohen Frequenzen wirksam entkop pelt ist, so daß NF-Ströme, die an der Diode 7 auftreten, zu dem NF-Schaltkreis 15 weitergeleitet werden. Die Breite der Übertragungsleitung 9 ist mit < 50 µm gewählt, und sie ist orthogonal zu der Antenne 1 angeordnet, was sicherstellt, daß die Übertragungsleitung die Wirkung der Antenne 1 nur minimal beeinträchtigen kann.

Alternativ kann die Übertragungsleitung 9 als periodische Leitung mit einem geeigneten Sperrbereich ausgelegt sein.

Der NF-Schaltkreis 15 umfaßt eine integrierte Vorverstärker stufe mit einem Transistoreingang in Basis- oder Emitter schaltung und kann auch höhere Schaltungskomponenten, z. B. Zeitmultiplexkomponenten, aufweisen.

Die Auslegung des Mischerteils des Sensors 1 ist im einzel nen in den Fig. 2 und 3 gezeigt. Der Mischer besteht aus einer Schottky-Diode 7, die in das Siliziummaterial des Substrats 21 eingebettet ist. Dieses Siliziummaterial hat einen relativ hohen spezifischen Widerstand, im vorliegenden Beispiel mehr als 100 Ω cm. Dies dient dem Zweck der Minimierung der Dämpfung der Eingangsstrahlung, die sich von der Substratunterseite her fortpflanzt.

Es ist zu beachten, daß bei einer auf einem Substrat (ε < 1) angeordneten Antenne vorwiegend eine Kopplung an die Strah lung im Medium mit der höheren Dielektrizitätskonstanten, also in dem Substrat, erfolgt.

Die Dämpfungsverluste sind ungefähr durch das Verhältnis (Z/p_s) gegeben, wobei Z der Wellenwiderstand für die Strahlungsausbreitung durch das Substrat und ρ_s der Flächenwiderstand ist. Bei dem Siliziumsubstrat (Z ≃ 100 Ω), das hier eine Nenndicke von 400 µm aufweist, entspricht ein spezifischer Widerstand von 100 Ω cm einem Dämpfungsverlust von ca. 5%, was ein annehmbarer Wert ist. Der Antennen scheinwiderstand und das Strahlungs-Polardiagramm sind ebenfalls gegenüber dem spezifischen Widerstand des Sub strats empfindlich, aber bei der vorstehend angegebenen Antenne ist die Auswirkung bei einem spezifischen Widerstand des Substrats von 100 Ω cm oder mehr gering.

Das Substrat 21 umfaßt eine Zone 23 mit überschußdotiertem N⁺-Silizium, die durch Diffusion oder ein anderes Verfah ren, z. B. durch Implantation, gebildet ist. Ein Ohmscher Kontakt besteht zwischen dem Metall eines der Antennenleiter 3 und dieser N⁺-Zone 23 durch ein Fenster 25 in einer Isolierschicht 27 aus dielektrischem Siliziumoxid, die zwischen den Antennenleitern 3 und 5 und dem Substrat 21 vorgesehen ist. Eine N-leitfähige Siliziumzone 29 in einem weiteren Fenster 31 in der Isolierschicht 27 grenzt an die N⁺-Zone 23 an, und der andere Antennenleiter 5 bildet einen Schottky-Sperkontakt auf der Oberseite der N-leitfähi gen Zone 29. Die Diode hat eine Gesamtgröße von ca. 10 µm², wobei der größte Teil der Diodenoberfläche von dem Ohmschen Metall-Halbleiterkontakt 3/23 eingenommen wird. Der Durchmesser des Sperrkontakts ist so gewählt, daß die Diodenimpedanz an den Resonanzwiderstand (≃ 25 Ω) der Antenne 1 angepaßt ist. Der Durchmesser ist nicht kritisch, typischerweise beträgt er 5 µm bei 25 GHz und nimmt mit der Frequenz auf ca. 1 µm bei 500 GHz ab.

Der monolithische Antennen-Dioden-Sensor kann mittels konventioneller Halbleiter-Herstellungsverfahren gefertigt werden, z. B. gemäß den Fig. 4-7. Ein Siliziumsubstrat 21 ist vorgesehen, und ein N⁺-leitfähiger Diffusionsbereich 23 wird erzeugt, und eine Oxidschicht 27′ wird durch Wärme einwirkung auf den Substratoberflächen erzeugt (Fig. 4). Dann wird in der Oxidschicht 27′ durch Fotolithografie und anschließendes Ätzen ein Fenster 31′ gebildet. Nachdem die freiliegenden Oberflächen gereinigt wurden, wird epitaxial eine N-leitfähige Siliziumschicht 29′ gebildet, so daß über der N⁺-leitfähigen Zone 23, die durch das Fenster 31′ der Oxidschicht 27′ freiliegt, eine Schicht gebildet wird (Fig. 5).

Durch Fotolithografie und Ätzen wird der größte Teil der Schicht 29′ entfernt, so daß nur die Zone 29 in dem und unmittelbar um das Fenster 31′ verbleibt. Siliziumoxid wird auf die exponierte Fläche des Substrats 21 aufgebracht, so daß es die Sperrzone überdeckt und eine dickere Oxidschicht 27 über der restlichen Oberfläche bildet (Fig. 6). Dann werden fotolithografisch Fenster 25 und 31 abgegrenzt und durch die Oxidschicht 27 geätzt, und Metall wird auf die Oberfläche des Substrats aufgedampft zur Bildung einer Schicht 33, so daß ein Ohmscher Kontakt durch ein Fenster 25 und ein Sperrkontakt durch das andere Fenster 31 entsteht (Fig. 7). Die Antennenleiter 3, 5 und die Zweige 11, 13 der Übertragungsleitung werden dann fotolithografisch abgegrenzt und verbleiben, nachdem überschüssiges Metall von der Metallschicht 33 weggeätzt wurde.

Alternativ kann das Fenster 31 vor dem Fenster 25 geätzt werden, und ein Metall wie Titan, Nickel oder Chrom, das mit N-leitfähigem Silizium einen guten Schottky-Sperrkontakt bildet, wird darauf aufgedampft. Dieses Metall wird foto lithografisch abgegrenzt und abgeätzt, so daß es in dem und unmittelbar um das Fenster 31 verbleibt. Das Fenster 25 wird abgegrenzt und abgeätzt, eine Metallschicht wird darauf aufgedampft, und dann werden die Antennenleiter 3, 5 und die Übertragungsleitungszweige 11, 13 abgegrenzt und geätzt.

Die monolithische Integration von Antenne und Mischer kann auch komplexere Konfigurationen aufweisen. So kann der Mischer als ein Brücken- bzw. Gegentaktmischer (Fig. 8, 9 und 10) oder noch komplexer als Kohärenzmischer (Fig. 11-15) ausgebildet sein. Eine Eigenschaft dieser Mischer ist es, daß die entwickelte Niederfrequenzkurve Null ist, wenn nur Strahlung einer Polarisation parallel zu einem Paar von Antennenleitern empfangen wird. Dies hat den großen Vorteil einer relativen Unempfindlichkeit gegenüber Amplituden schwankungen des Empfangsoszillators, d. h. gegenüber einem Amplitudenrauschen des Empfangsoszillators. Ein Signal wird erzeugt, wenn diese Strahlung mit einer Signalstrahlung orthogonaler Polarisation kombiniert wird.

Der Sensor nach Fig. 8 umfaßt eine Vierleiter-Antenne 41 auf einem Siliziumsubstrat, wobei die Antennenleiter 41A bis 41D der Antenne 41 durch einen Brückenmischer 43 zusammenge schaltet sind, der aus einem Ring von Schottky-Dioden 43A-43D gebildet ist; die Dioden sind um diesen Ring so angeordnet, daß das Vorderende der einen Diode jeweils dem Hinterende der nächsten Diode zugewandt ist. Paare von entgegengesetzten Antennenleitern 41A und 41C, 41B und 41D bilden jeweils einen Dipol, und diese Dipole sind orthogonal angeordnet, so daß sie Signal- und Referenzstrahlung mit orthogonaler Polarisation, z. B. vertikaler und horizontaler Polarisation, wie gezeigt, empfangen. Um ein korrektes Einphasen des Stroms im Sensor sicherzustellen, ist es wichtig, daß die Dioden 43A-43D symmetrisch in bezug auf die Antennenleiter 41A-41D angeordnet sind. Bei einem Phasenfeh ler von ± 1% von 2 π rad bei 100 GHz bedeutet dies eine Lagetoleranz von ca. ± 10 µm.

Der im Sensor auftretende Stromflußverlauf kann durch äquivalente Kurzschlußströme einer Amplitude a ± s durch jede Diode repräsentiert werden, wobei "a" eine Stromkompo nente ist, die sich aus der Gleichrichtung des Empfangsos zillators allein ergibt, und "s" die Stromkomponente ist, die sich aus der Kombination des Bezugswerts und des Signals ergibt. Die ringförmige Anordnung ergibt einen natürlichen Kurzschlußweg für den gleichgerichteten Empfangsoszillator strom "a" (d. h. bei Abwesenheit einer Signalstrahlung ist die Spannung an jeder Diode Null). Die kombinierte bzw. gemischte Stromkomponente "s", die das Ansprechsignal bezeichnet, kann jedoch aus jedem Paar aneinandergrenzender Antennenleiter (z. B. 41A und 41D) extrahiert und über Anschlußleitungen 47 einem Vorverstärkerglied zugeführt werden, das in das Substrat integriert ist (z. B. Glied 45).

Grundsätzlich kann eine höhere Empfindlichkeit dadurch erzielt werden, daß die NF-Signale aller vier Dioden kombi niert werden. Eine Möglichkeit hierzu ist die Herstellung von Anschlüssen über den Mischerring, also vom Antennenlei ter 41A zum Antennenleiter 41C sowie vom Antennenleiter 41B zum Antennenleiter 41D. Alternativ kann ein Verstärker jeder Diode parallelgeschaltet werden, und die Signale können nach der Verstärkung verknüpft oder kombiniert werden. Diese Verstärker sind in Fig. 8 mit 45, 45A, 45B und 45C bezeich net. In allen Fällen müssen jedoch die NF-Anschlüsse an den oder die Verstärker oder die Anschlüsse über den Mischerring derart hergestellt werden, daß die HF-Ströme nicht unannehm bar modifiziert oder vernichtet werden. Die Anschlüsse dürfen nicht metallisch sein, da hierdurch die Antennenwir kung verzerrt werden würde. Sie können aus Widerstandsmate rial, z. B. dotiertem Halbleitermaterial, bestehen, aber in diesem Fall muß der Flächenwiderstand ausreichend hoch sein, so daß eine minimale Absorption von HF-Signalen erhalten wird. Berechnungen zeigen, daß der Flächenwiderstand mehr als ca. 300 Ω cm² betragen sollte und daß der Gesamtwi derstand jeder Verbindung die Antennenimpedanz bei Resonanz, die typischerweise 25 Ω ist, stark überschreiten muß. Ein hoher Flächen- bzw. Schichtwiderstand ist besonders in der Nähe des Antennenmetalls von Bedeutung, wo die elektrischen Randfelder am höchsten sind. Für einen minimalen Verlust der HF-Energie muß der Widerstand jedes Anschlusses größer als 10³ Ω sein, und dieser Serienwiderstand bewirkt eine Verschlechterung des Rauschabstands von Mischer und Verstär ker. In Anwendungsfällen, in denen ein optimaler Rauschab stand erforderlich ist, wäre dies unannehmbar, aber in Fällen, in denen eine verminderte Empfindlichkeit toleriert werden kann, ist diese Möglichkeit anwendbar.

Eine weitere mögliche Anordnung für den NF-Ausgang unter Wegfall der Widerstandsverbindung mit dem NF-Verstärker resultiert aus der Zweiteilung eines oder mehrerer der Antennenleiter 41A-41D. Jeder zweigeteilte Antennenleiter umfaßt ein Paar von eng beabstandeten Metalleitern und wirkt als niederohmige Übertragungsleitung, so daß die HF-Spannung an jedem Leiterpaar niedrig ist. Tatsächlich sind die zweigeteilten Antennenleiter bei Hochfrequenz kurzgeschlossen, jedoch bei Niederfrequenz entkoppelt. Die HF-Impedanz zwischen den Leitern kann durch Erhöhen der Kapazität zwischen ihnen weiter vermindert werden. Eine Möglichkeit besteht in der Bildung kleiner Zonen von hochdo tiertem Halbleitermaterial, die unter beiden Metalleitern verlaufen, jedoch von dem Metall durch die Oxidschicht gleichstromentkoppelt sind. Alternativ kann eine dielektri sche Schicht auf das Metall und darauf wiederum eine weitere Metallschicht aufgebracht werden. Ein entgegengesetztes Diodenpaar ist relativ zu der Konfiguration nach Fig. 8 umgekehrt angeordnet, und der NF-Signalausgang kann zwischen dem Leiterpaar, das einen der Antennenleiter bildet, entnom men werden.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 ist der Antennenlei ter 41D zweigeteilt, die beiden Dioden 43B und 43D sind umgekehrt angeordnet, und der Ausgang wird an den beiden Zweigen dieses Antennenleiters 41D, den beiden parallelen Leitern 55 und 57 von Fig. 9, abgenommen. Ein NF-Verstärker kann zwischen diese Metalleiter 55 und 57 geschaltet sein, ohne daß nichtmetallische Widerstandsanschlüsse 47 vorgese hen werden, und infolgedessen ergibt sich auch kein Verlust hinsichtlich der Empfindlichkeit. Es ist vorteilhaft, den NF-Verstärker unter dem den zweigeteilten Antennenleiter 41D bildenden Metall anzuordnen, da das elektrische HF-Feld schwach ist und die Anwesenheit der Verstärkerkomponenten, z. B. Transistoren, die Antennenwirkung nicht merklich beeinflußt. Erforderlichenfalls kann der Verstärker bei niedriger Frequenz von dem Metall durch eine Oxidschicht entkoppelt sein. Die Stromversorgung und die Ausgangsan schlüsse für den Verstärker müssen als Widerstandsverbindun gen ausgeführt sein, dies bedingt jedoch nur eine sehr geringe Verschlechterung des Gesamtrauschabstands und einen mäßigen Energieverlust. Die Gleichströme durch die Dioden 43A-43D können nicht um den Diodenring fließen, da die Dioden nicht mehr in Vorderende-zu-Hinterende-Konfiguration angeordnet sind. Statt dessen müssen die Ströme durch externe Schaltkreise geleitet werden, diese können jedoch ohne Verschlechterung der Empfängerempfindlichkeit als Wider standsschaltkreise ausgeführt werden. Widerstandsanschlüsse 49A-49D und 49D′ für die Vorspannung der Dioden sind am Ende jedes der Antennenleiter 41A-41D in Fig. 9 vorgesehen.

Die Antennenleiter müssen nicht rechteckig ausgeführt sein. Eine andere Geometrie wird dadurch erhalten, daß das Metall vom Antennenmittelpunkt weg breiter gemacht wird. Nach Fig. 10 umfaßt die Antenne vier Antennenleiter 141A-141D, die jeweils keilförmig sind. Der seitliche Antennenleiter 141D ist in Hälften 155 und 157 wie in Fig. 9 zweigeteilt; diese Antennenleiter 141A-141D sind durch einen Ring von Dioden 143A-143D zusammengeschaltet. Diese sind wie die Dioden in Fig. 9 angeordnet, und die Gesamtanordnung wirkt als Brücken mischer. Berechnungen zeigen, daß die Resonanzfrequenz der Antenne geringfügig verringert und die Admittanz gering fügig erhöht wird durch die Konfigurationsänderung. Die erweiterte Antenne resultiert in einer größeren Fläche für integrierte NF-Schaltungskomponenten unter dem Metall.

Die Fig. 11-14 zeigen eine alternative Anordnung von Dioden und Antenne. Die Antenne 241 weist zwei seitliche Antennen leiter 241B und 241D sowie in Orthogonalrichtung quer dazu verlaufend einen oberen Antennenleiter 241A und einen unteren Antennenleiter 241C auf. Die seitlichen Antennenlei ter 241B und 241D bilden zusammen einen Dipol einer ausge wählten Länge λ/2, und jeder ist über seine Länge zweige teilt. Jeder zweigeteilte Antennenleiter muß bei Hochfre quenz als einziges Leiterelement wirken, und es kann vor teilhaft sein, die Kapazität zwischen den Hälften der zweigeteilten Antennenleiter zu erhöhen, etwa mittels der bereits unter Bezugnahme auf die zweigeteilten Antennenlei ter des Brückenmischers nach Fig. 9 erläuterten Verfahren. Der obere und der untere Antennenleiter 241A und 241C bilden zusammen mit einem zwischen ihnen verlaufenden unterteilten Metallstreifen 261 einen modifizierten Dipol, der ebenfalls eine vorbestimmte Länge λ/2 hat.

Der obere und der untere Antennenleiter haben jeweils gleiche vorbestimmte Länge von ca. λ/8, und der unterteilte Metallstreifen 261 hat eine Länge λ/4, d. h. eine Länge entsprechend einer viertel Wellenlänge gemäß der Resonanz frequenz des Dipols, der durch die seitlichen Antennenleiter 241B und 241D der Antenne 241 gebildet ist. Die zweigeteil ten Antennenleiter 241B und 241D haben einen oberen und unteren Arm 251 und 253 bzw. 255 und 257. Der unterteilte Metallstreifen 261 besteht aus drei parallelen Leitern 263, 265 und 267. Die äußersten schmalen Leiter 263 und 267 haben räumlich gleiche Erstreckung wie eine Orthogonale zu den unteren Zweigen 253 und 257 der seitlichen Antennenleiter 241B und 241D. Die drei Leiter 263, 265 und 267 vervollstän digen den durch die Antennenleiter 241A, 241C der Antenne 241 gebildeten Dipol und wirken außerdem als Übertragungs leitung mit einer Länge λ/4, die die seitlichen Antennen leiter 241B und 241D überbrücken. Für eine Strahlung verti kaler Polarisation wird kein TEM-Modus der Übertragungslei tung 261 erregt, und die beiden Diodenpaare 243A, 243D und 243B, 243C wirken als Belastungen Z, die symmetrisch auf der Antenne 241 angeordnet sind (Fig. 12). Die Strahlung wird an einen Antennenmodus gekoppelt, in dem die Lastströme gleich sind. Bei einer Strahlung horizontaler Polarisation führt die Übertragungsleitung eine Phasenverschiebung von λ/2 zwischen den Signalen an der unteren und der oberen Bela stung Z ein. Der dritte oder Mittelleiter 265 verläuft von dem oberen Zweig 251 des einen seitlichen Antennenleiters 241B zum Unterende des Trennstreifens 261, wo er an den äußersten Leiter 267 angeschlossen ist. Dieser Mittelleiter 265 stellt einen NF-Anschluß an den unteren Zweig 257 des anderen seitlichen Antennenleiters 241B her. Dies ermöglicht eine Neuverteilung des NF-Stroms, der in den seitlichen Antennenleitern fließt, und dient der Trennung von Gleich takt- und um 90° phasenverschobenen Ansprechsignalen S₁ bzw. S₂. Damit kann ein Gleichtakt-Ansprechsignal S₁ von dem durch den zweigeteilten Antennenleiter 241D gebildeten Ausgang weitergeleitet werden, und das um 90° phasenver schobene Ansprechsignal S₂ kann von dem durch den anderen zweigeteilten Antennenleiter 241B gebildeten Ausgang weiter geleitet werden.

Da der Mittenleiter 265 an seinem einen Ende (dem unteren in Fig. 14) an den Leiter 267 und an seinem anderen Ende über den Antennenleiter 241B, der eine niedrige HF-Impedanz darstellt, an den Leiter 263 angeschlossen ist, werden durch den Einschluß des Mittelleiters die HF-Eigenschaften der Übertragungsleitung 261 modifiziert. Der wesentlichste Effekt ist die Erhöhung der Anpassungsimpedanz bei einer Übertragungsleitung, deren elektrische Länge eine viertel Wellenlänge beträgt. Um eine gute Anpassung an die Mischer dioden zu erzielen, ist es vorteilhaft, eine Übertragungs leitungsimpedanz zu wählen, die nicht zu hoch ist, und dies wird erreicht, indem die Breite des Mittelleiters 265 im Vergleich zu den Breiten der Außenleiter 263 und 267 und auch im Vergleich zu dem Abstand zwischen den drei Leitern 263, 265 und 267 klein gemacht wird.

Bei dem Kohärenzmischer nach Fig. 14 ist der Querdipol 241B- 241D in einem Abstand λ/8 vom Antennenzentrum positio niert. Dies resultiert in einer erheblichen Differenz der Dipolimpedanzen, die an der von dem oberen Diodenpaar 243A und 243D und der von dem unteren Diodenpaar 243B und 243C überbrückten Trennstelle erzeugt werden. Ein höherer Sen sor-Wirkungsgrad kann durch eine einfache Modifizierung erzielt werden. Die Impedanzdifferenz kann dadurch verrin gert werden, daß der Querdipol 241B3-241D relativ näher am Antennenzentrum positioniert wird und daß die relativen Abmessungen der Dipolarme 241A, 241C und des Dreileiterab schnitts 261 geändert werden. Eine Verringerung der Verset zung zwischen dem Querdipol und dem Antennenzentrum resul tiert in einer verminderten Feldverzerrung in der Nähe des oberen Diodenpaars 243A, 243D, und infolgedessen ist die Impedanz an der Trennstelle der Impedanz an der unteren Trennstelle stärker angenähert. Es ist sorgfältig darauf zu achten, daß die erwünschten Signal-Phasenlagen aufrechter halten werden. Eine Möglichkeit der Erzielung der korrekten Phasenlagen besteht darin, den Sensor mit einem Empfangsos zillator zu verwenden, der mit einer geeigneten Anpassungs frequenz arbeitet: zur Verdeutlichung sei an den Einsatz eines Empfangsoszillators gedacht, der mit der halben Resonanzsignalfrequenz f_s läuft. Ein wirkungsvoller Kohärenzmischer für diesen Anwendungszweck kann wie folgt ausgelegt sein:

Länge des Querdipols: λ_s/2

(Dieser Dipol 241B-241D schwingt bei der Signalfrequenz f_s und ist parallel zu der Ebene der Signalpolarisation ausgerichtet);

Länge des Längsdipols: λ_s

(Dieser Dipol 241A-241C schwingt bei der Empfangsoszil latorfrequenz f_s/2 und ist parallel zu der Ebene der Empfangsoszillator-Strahlungspolarisation ausgerichtet, einer zur Ebene der Signalpolarisation orthogonalen Ebene);

Versetzung des Querdipols: -λ_s/8;

Länge des Dreileiterabschnitts: -λ_s/4.

Da der Dreileiterabschnitt 261 eine Länge entsprechend einer viertel Resonanzwellenlänge des Signals hat, werden die richtigen Phasenlagen aufrechterhalten.

Es ist möglich, die Oszillatorfrequenz, die Anpassungslänge des Längsdipols und die Querdipol-Versetzung zu ändern unter gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Länge des Dreileiterab schnitts mit λ_s/4, so daß weitere wirksame Konfiguratio nen erhalten werden.

Eine weitere Möglichkeit der Erzielung korrekter Phasenlagen besteht darin, den Dreileiterabschnitt 261 mit einer Last zu beaufschlagen, um dadurch die Signalausbreitung längs dem Abschnitt zu verlangsamen. Dies kann unter Verwendung diskreter kapazitiver Belastungen erfolgen. Eine Möglichkeit für die kapazitive Belastung besteht darin, auf die Metalleiter 263, 265 und 265 quer zu ihnen verlaufende Metall streifen aufzubringen, die durch eine dielektrische Schicht von den Metalleitern getrennt sind.

Eine Eigenschaft der Dioden-Antennen-Kombination nach den Fig. 11-14 besteht darin, daß die NF-Ausgänge einen gemein samen Anschluß, nämlich den Leiter 265, aufweisen. Eine Trennung der Ausgänge kann in einfacher Weise erreicht werden, so daß die Konstruktion der zugehörigen NF-Verstär ker vereinfacht wird. Bei der in Fig. 15 gezeigten Modifi zierung ist der Verbindungsleiter 265 über seine Gesamtlänge in zwei gesonderte Leiterhälften 271 und 273 unterteilt. Dadurch wird ferner sichergestellt, daß zwischen den beiden Leiterhälften 271 und 273 entweder eine hinreichende Kapazi tät vorhanden ist, oder die Kapazität wird erforderlichen falls in der bereits erläuterten Weise erhöht.

Es ist zu beachten, daß die Polarität jeder Diode durch das konventionelle Symbol bezeichnet ist. Die Polarität sämtli cher Dioden in jedem Ausführungsbeispiel kann jedoch umge kehrt werden, ohne daß deshalb die Mischerfunktion geändert wird, und häufig wird wohl die Wahl der einen oder anderen Richtung bevorzugt werden, um eine Kompatibilität mit den NF-Schaltkreisen zu erreichen.

Einer oder mehrere der erläuterten Sensoren können mit einer dielektrischen Linse kombiniert werden. Dies ist in den Fig. 16, 17 dargestellt, wo das tragende Siliziumsubstrat 21 auf die ebene Rückfläche einer dielektrischen Linse 81 aus Aluminiumoxidkeramik (ε ≃ 10) haftend aufgebracht ist. Die Sensoren 83 sind in regelmäßiger Anordnung auf der Rückseite des Substrats 21 angeordnet und sind in der Brennebene der Linse 81 positioniert. Jeder Sensor, der in einem jeweils verschiedenen Bereich der Brennebene liegt, spricht somit auf Strahlung an, die aus einem zur Linsenachse unterschied lichen Winkel einfällt. Eine Referenzstrahlung geeigneter Polarisation kann von einem Empfangsoszillator geliefert werden. Diese Strahlung kann von der Rückseite des Sensors her eingeführt werden, d. h. aus dem Medium Luft, wo die Antennenkopplung schwach ist. Alternativ kann das Signal des Empfangsoszillators durch Ausbreitung durch die Linse eingeführt werden - d. h. aus dem Dielektrikum/Halbleiter- Medium, wo die Antennenkopplung stark ist. In diesem Fall muß der Empfangsoszillator nahe der Linse 81 positioniert sein, so daß die Referenzstrahlung mit sämtlichen Sensoren 83 der Gruppierung gekoppelt werden kann. Ein Vorteil ist, daß die Sensoren 83 auf der Rückseite der Substrat-Linsen- Kombination angeordnet sind, denn hier sind sie leicht zugänglich, und es können konventionelle Verbindungen mit den zugehörigen NF-Schaltkreisen hergestellt werden.

Ein weiteres Verfahren zur Belegung der Empfangsantenne mit Empfangsoszillator-Energie besteht darin, Energie in die dielektrische Linse abzustrahlen unter Einsatz einer Über tragungsantenne an einer Stelle auf ihrer Oberfläche, so daß Strahlung, die intern an der Linsenoberfläche reflektiert wird, auf den die Antenne tragenden Halbleiterchip fällt.

Alternativ kann die innere Reflexion auch auf einer Spiegel fläche erfolgen, die innerhalb der Linse z. B. durch ein Metalldrahtgitter gebildet ist, das parallel zu der Polari sation der vom Spiegel zu reflektierenden Strahlung orien tiert ist. Das Metalldrahtgitter überträgt die orthogonale Polarisation, was für die Trennung der Pfade des Empfangsos zillators und der Signalstrahlung vorteilhaft ist.

Eine brauchbare Sensorbeabstandung über die Gruppenanordnung entspricht der Auflösung der Linse entsprechend dem Rayleighschen Kriterium, demgemäß der Abstand des aufgelö sten Punkts grob 1,2 F λ/η< ist, mit F = die Lichtstärke der Linse, d. h. das Verhältnis von Linsenbrennweite zu Linsen durchmesser, das im vorliegenden Fall nahe 0,7 gewählt ist, λ = Freiraumwellenlänge und η = Brechzahl des Dielektri kums. Bei einer Frequenz von 100 GHz beträgt der Abstand des aufgelösten Punkts ca. 800 um bei einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstanten ε ≃ 10, also einem Dielektrikum, das ungefähr an Silizium (ε ≃ 11,7) angepaßt ist. Damit können die Sensoren zur Anpassung an diese Auflösung mit Mittenabständen von jeweils 800 µm angeordnet werden, wobei jeder Sensor eine Zelle einnimmt, deren Fläche ca. 600 µm² beträgt. Diese Anordnung von Linse und Sensor gruppe ist vorteilhaft, da sie den Empfang der Signalstrah lung in den verschiedenen aufgelösten Strahlen der Linse zum gleichen Zeitpunkt ermöglicht.

Die Sensoranordnung erlaubt ferner einen Vergleich der gleichzeitig aus verschiedenen Richtungen empfangenen Signale, so daß ein Bild des reflektierenden Objekts kon struiert werden kann. Die zusammengefügte Anordnung kann dann in einem Abstand von der Brennebene liegen, so daß einfallende Strahlung aus einer ausgewählten Richtung an einige oder sämtliche Sensoren gekoppelt wird. Es ist dann möglich, das Muster des Fraunhofer-Felds durch Kombination von Sensorsignalen während der anschließenden Signalverar beitung zu konstruieren. Auf diese Weise kann eine höhere Winkelauflösung erzielt werden, als dies mit dem Rayleighschen Kriterium möglich ist.

Die Dielektrizitätskonstante des Linsenwerkstoffs ist ein Hauptfaktor bei der Bestimmung der Resonanzlänge einer Antenne bei einer bestimmten Frequenz. Solange der Halblei terkörper sehr viel dünner als die Wellenlänge im Halbleiter ist, werden die Resonanzfrequenz und Impedanz der Antenne hauptsächlich durch die Dielektrizitätskonstante der Linse anstatt diejenige des Halbleiters bestimmt. Eine Alternative zum Einsatz eines Linsenwerkstoffs, dessen Dielektrizitäts konstante nahe derjenigen des Halbleiters ist, ist die Verwendung eines Linsenwerkstoffs mit einer höheren oder niedrigeren Dielektrizitätskonstanten. Bei einer höheren Dielektrizitätskonstanten werden die Antennenlänge und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor verringert, der ungefähr gleich ist, mit ε₁ = Dielektrizi tätskonstante der Linse und ε_s = Dielektrizitätskonstante des Halbleiters. Dies kann hinsichtlich einer Größenvermin derung eines Empfängers oder einer Empfängeranordnung für niedrigere Frequenzen günstig sein, wobei die Wellenlänge im Halbleiter eine ungünstig große Schaltungsgröße bedingen würde. Diese Wahl der Dielektrizitätskonstanten der Linse ist somit für Frequenzen unterhalb ca. 60 GHz am geeignet sten. Ein geeigneter Werkstoff für die Linse ist Bariumnona titanat-Keramik (Ba₂Ti₉O₂₀-Keramik) mit einer Dielek trizitätskonstanten von nahezu 39, wobei die Resonanzlänge der Antenne und die Größe des aufgelösten Punkts um einen Faktor von ca. 2 im Vergleich zu einer Linse aus Aluminium oxid-Keramik verringert werden.

Der Einsatz eines Werkstoffs mit niedrigerer Dielektrizi tätskonstante, z. B. Kieselerde oder Polytetrafluoräthylen, erhöht die Resonanzlänge der Antenne und die Größe des aufgelösten Punkts, was vorteilhaft sein kann, wenn die erforderlichen Schaltungsdimensionen sonst unerwünscht klein wären, wie z. B. für Frequenzen von mehr als 250 GHz. Es besteht nunmehr ein potentielles Problem, nämlich, daß Strahlung in dem Halbleiterkörper eingefangen werden könnte, da dessen Dielektrizitätskonstante höher als diejenige der Medien auf beiden Seiten ist. Dies könnte eine unerwünschte Kopplung zwischen Antennen bewirken. Das Problem kann dadurch verringert werden, daß der Halbleiterkörper entweder dünner ausgeführt wird oder daß seine Leitfähigkeit zwecks Vergrößerung der eingefangenen Wellenverluste erhöht wird oder daß beide Maßnahmen ergriffen werden.

Die Linse braucht nicht unbedingt aus einem homogenen Werkstoff zu bestehen. Die Größe von Antenne und Empfänger ist durch die Dielektrizitätskonstante des Linsenwerkstoffs angrenzend an den Halbleiterkörper bestimmt. Außenschichten der Linse können aus anderen Werkstoffen bestehen, ohne daß sich merkliche Auswirkungen auf die Antennenresonanz erge ben, aber solche Außenschichten ändern die Brennweite und das Fraunhofer-Feldmuster der Linse in gleicher Weise, wie Mehrschichtlinsen bei sichtbaren Lichtwellenlängen (z. B. in Kameras) benutzt werden. Eine Mehrschichtlinse kann somit zur Modifizierung des Blickfelds einer Sensorgruppe verwen det werden.

Eine alternative Lösung des angesprochenen Problems, die sich insbesondere für die Anwendung bei niedrigeren Frequen zen (längeren Wellenlängen) eignet, besteht darin, die Antenne oder die Antennenanordnung 83′ zwischen dem Halblei tersubstrat 21 und einem Trägerkörper 81 aus einem Werkstoff mit wesentlich höherer Dielektrizitätskonstanten anzuordnen. In diesem Fall hängen das Strahlungsmuster der Antenne und ihre Resonanz erheblich von den dielektrischen Eigenschaften des Trägerkörpers 81 (vgl. Fig. 16) ab. In diesem Fall ist jeder Sensor hauptsächlich für Strahlung empfindlich, die von der Trägerkörperseite der Antenne einfällt. Das Halblei tersubstrat 21 dient in diesem Fall nur dazu, die Mischer dioden und andere Schaltungsbauteile zu integrieren, wogegen der Trägerkörper 81 als Fortpflanzungsmedium dient und als Linse oder als Teil einer Verbundlinse geformt sein kann.

Nachstehend wird auf den Überlastschutz Bezug genommen.

Die Diodenring-Sensoren nach den Fig. 8, 9, 10, 14 und 15 sind in einfacher Weise so modifizierbar, daß die Sensor schaltkreise vor Beschädigungen durch auf das optische System der Sensoren einfallende energiereiche Strahlung geschützt sind. Eine Möglichkeit besteht im Nebenschließen jeder Mischerdiode mit einem Begrenzungselement, z. B. einer Schottky- oder PIN-Diode. Diese Möglichkeit ist in Fig. 18 gezeigt. Jede Mischerdiode 143A-143D ist durch eine Schott ky-Diode 144A-144D nebengeschlossen. Jede Begrenzerdiode - z. B. 144A - ist antiparallel - d. h. Kopf-zu-Hinterende und Hinter-zu-Kopfende - mit der entsprechenden Mischerdiode - z. B. 143A - angeordnet. Unter Normalbedingungen, wenn die Signalpegel niedrig sind, ist jede Begrenzerdiode in Sperrichtung betrieben, so daß sie sich in einem Niedrig strom-, Hochimpedanzzustand befindet. Im Fall einer Über lastung leitet jedoch jede Begrenzerdiode stark und hat eine niedrige Impedanz. Dadurch wird die an den Mischerdio den aufgebaute Spannung begrenzt. Wenn der Strahlungspegel verringert wird, kehren die Begrenzerdioden in ihren Normalzustand zurück. In diesem Fall ergibt sich ein Über lastschutz unabhängig von der Polarisation der einfallenden Strahlung.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, eines oder mehrere Begrenzerpaare - z. B. ein Paar von antiparallelen Schott ky-Dioden oder eine Schottky-Diode und eine antiparallele PIN-Diode - zwischen die entgegengesetzten Antennenleiter eines der Kreuzdipole der Antenne zu schalten. In diesem Fall (vgl. Fig. 18) werden die Begrenzerdioden 144A-144D ersetzt durch ein Begrenzerpaar 144P, das zwischen die Dipolleiter 141A und 141C der Antenne 141 geschaltet ist. Bei dieser Anordnung ergibt sich jedoch ein Überlastschutz nur für eine Polarisation der Strahlung, nämlich die zu dem überbrückten Dipol 141A-141C parallele Polarisation. Unter Normalbedingungen, d. h. im Niedrigsignalbetrieb, ist die an dem Begrenzerpaar auftretende Spannung sehr niedrig, und zwar unabhängig von der Größe der Empfangsoszillatorstrah lung, die parallel zur dem orthogonalen Dipol 141B-141D polarisiert ist, so daß ein hoher Impedanzzustand für das Diodenpaar leicht erreichbar ist.

In Fig. 19 werden zwei Begrenzerpaare 144Q, 144R eingesetzt als Überlastschutz gegen eine Signalstrahlung, die parallel zu dem anderen Dipol 141B-141C polarisiert ist. Jedes Begrenzerpaar 144Q, 144R ist zwischen einen Antennenleiter 141B und eine der Hälften 155, 157 des zweigeteilten anderen Antennenleiters 141D geschaltet. Wenn die Kapazität zwischen den zweigeteilten Leiterhälften 155 und 157 ausreichend groß gemacht werden kann, so daß hochfrequente Spannungen zwi schen den beiden Antennenleiterhälften immer niedrig sind, kann eines der Begrenzerpaare 144Q oder 144R entfallen.

Die Optik kann so ausgelegt sein, daß einfallende Signal strahlung, die parallel zu derjenigen vom Empfangsoszillator polarisiert ist, die Antenne nicht erreichen kann. Eine Möglichkeit besteht darin, ein polarisationsselektives Filter, das eine Anordnung leitender Streifen aufweist, vorzusehen. Dieses Filter hat die Eigenschaft, Strahlung zu reflektieren, deren elektrisches Feld (E-Vektor) parallel zu den Streifen verläuft, wogegen es Strahlung mit dazu ortho gonaler Polarisation durchläßt.

Die Vorspannungsglieder können ebenfalls so modifiziert werden, daß sich ein gewisser Überlastschutz ergibt, und diese Maßnahme kann als Alternative zu den Begrenzern oder in Kombination mit diesen ergriffen werden. Sowohl die Mischdämpfung als auch die HF-Überlastungsleistung der Dioden hängen vom Vorspannungspegel ab. Die Vorspannungs steuerglieder können so ausgelegt werden, daß sie den Durchlaßvorspannungspegel immer dann erhöhen, wenn eine hohe einfallende Energie erfaßt wird, so daß die Sensorschalt kreise und Dioden geschützt werden.

Der Sensor bzw. die Sensoranordnungen gemäß der vorstehenden Erläuterung können mit einem Empfangsoszillator kombiniert werden, so daß ein Radiometer für die Erfassung natürlicher Emissionen oder ein Antistrahlungs-Detektor für die Erfas sung von von Menschen erzeugten Emissionen geschaffen wird. Alternativ können sie mit einem Empfangsoszillator und einem Sender (entweder einem Orts- oder einem Fernsender) kombi niert werden, so daß ein Radar- oder Nachrichtensystem geschaffen wird.

Fig. 20 zeigt ein System mit zwei unter Vorspannung stehen den Sensorfeldern S1, S2 für die Auflösung der verschiedenen Polarisationskomponenten einer Signalemission, z. B. der Emission von einem Fernsender Tx. Die Optik des Systems umfaßt ein polarisationsempfindliches Spiegelfilter M, das zu den Antennenanordnungsebenen der beiden Sensoranordnungen S1, S2 geneigt ist. Dieser Spiegel M umfaßt ein Gitter paralleler Metallstreifen MS, und der Spiegel M ist so angeordnet, daß diese Streifen MS entweder parallel oder orthogonal zu den Antennendipolen A verlaufen. Der Spiegel reflektiert Strahlung, die parallel zu den Streifen MS polarisiert ist, wogegen er Strahlung mit orthogonaler Polarisation durchläßt.

Das System umfaßt einen Empfangsoszillator LO, der relativ zu dem Spiegel M so angeordnet ist, daß er die beiden Sensorfelder S1, S2 mit Referenzstrahlung einer Resonanzfre quenz belegt. Der Spiegel M trennt die orthogonalen Kompo nenten der Referenzstrahlung, und die Polarisation der Referenzstrahlung, die kreisförmig, elliptisch oder linear sein kann, ist derart, daß der reflektierte und der durchge lassene Strahl gleiche Amplitude haben. Der Spiegel M dient ferner dazu, die Komponenten orthogonaler Polarisation der Signalstrahlung abzutrennen. Der durchgelassene Strahl und der reflektierte Strahl, die auf jedes Sensorfeld auftref fen, sind orthogonal polarisiert (vgl. die Figur). Dieses System, das kompakt zusammengebaut werden kann, ermöglicht somit eine gleichzeitige Auflösung der Signalstrahlung.

Claims

1. Elektromagnetischer Strahlungssensor, der in Kombination eine Metallantenne und einen Mischer umfaßt, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Antenne (1; 41; 141; 241) über der Oberfläche eines Trägerkörpers (21) mit hohem spezifischem Wider stand aus einem Werkstoff, dessen Dielektrizitätskon stante einen Zwischen- bis hohen Wert hat, angeordnet ist; und
- daß der Mischer wenigstens eine Mischerdiode (7; 43A-D; 143A-D; 243A-D) aufweist, die zwischen entgegengesetzten Leitern (3, 5; 41A und C, 41B und D; 141A und C, 141B und D; 241A und C, 241B und D) der Antenne (1; 41; 141; 241) positioniert ist zur Schaffung eines Strahlungswegs zwischen diesen.
- wobei mindestens ein NF-Ausgang (9; 47 oder 55/57; 155/157; 251/253 oder 255/257) vorgesehen ist, der zu dem Mischer parallelgeschaltet ist zur Weiterleitung des aufgrund des Mischens höherfrequenter Strahlungen gebildeten NF-Signals.

2. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß angrenzend an die Antenne (1; 41; 141; 241) Halbleiter material (21) vorgesehen ist, in das jede Mischerdiode (7; 43A-D; 143A-D; 243A-D) integriert ist.

3. Sensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägerkörper aus Halbleitermaterial besteht und jede Mischerdiode (7; 43A-D; 143A-D; 243A-D) in den Trägerkörper integriert ist.

4. Sensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleitermaterial als Schicht (21) zwischen der Antenne (83) und dem Trägerkörper (81) vorgesehen ist, wobei die Dielektrizitätskonstante des Trägerkörpermaterials einen höheren Wert hat und die Dicke der Schicht (21) klein gegen die Antennendipollänge ist.

5. Sensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (83′) zwischen einem Substrat (21) des Halbleitermaterials und dem Trägerkörper (81) liegt, wobei die Dielektrizitätskonstante des Materials des Trägerkörpers höher ist.

6. Sensor nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (41) zwei Kreuzdipole (41A/C und 41B/D) aufweist, die orthogonal zueinander angeordnet sind, daß der Mischer (43) Mischerdioden (43A-D) aufweist, die ringförmig so angeordnet sind, daß das Kopfende der einen zum Hinteren de der nächsten Diode weist, und daß jede Diode (43A-D) zwischen orthogonale Dipolleiter (41A und B, 41B und C, 41C und D, 41D und A) geschaltet ist.

7. Sensor nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (41; 141; 241) zwei Kreuzdipole (41A/C und 41B/D; 141A/C und 141B/D; 241C/C und 241B/D) aufweist, die orthogonal zueinander angeordnet sind, daß wenigstens ein Antennenleiter (41D; 141D; 241B oder D) eines Dipols (41B/D; 141B/D; 241B/D) entlang seiner Länge zweigeteilt ist zur Bildung eines NF-Ausgangs (55/57; 155/157; 251/253 oder 255/257), daß der Mischer (43; 143; 243) Mischerdioden (43A-D; 143A-D; 243A-D) aufweist, die abwechselnd aufeinan derfolgend Kopf-zu-Kopf und Hinterende-zu-Hinterende ring förmig angeordnet sind, wobei jede Diode (43A-D; 143A-D; 243A-D) zwischen einen Dipolleiter (43A, B, C oder D; 143A, B, C oder D; 243A, B, C oder D) und einen orthogonalen Dipolleiter (43B, C, D oder A; 143B, C, D oder A; 243B, C, D oder A) geschaltet ist.

8. Sensor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß angrenzend an die Antenne (41; 141; 241) Halbleiterma terial (21) vorgesehen ist und daß darin integrierte Sen sor-Schaltungskomponenten (15) unter einem zweigeteilten Antennenleiter (41D; 141D; 241B oder D) positioniert sind.

9. Sensor nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß beide Leiter (241B und D) eines Antennendipols (241B/D) über ihre Länge unterteilt sind, daß der andere Dipol (241A/C) zwischen seinen äußeren Leitern (241A und C) einen unterteilten Metallstreifen (261) aufweist, der eine Über tragungsleitung zwischen einem oberen Paar (243A und D) und einem unteren Paar (243B und C) der Mischerdioden bildet und der an die Leiter (241B und D) des Dipols mit unterteilten Leitern und an das untere Paar Mischerdioden (243B und C) angeschlossen und so ausgelegt ist, daß der Sensor als Kohärentmischer für parallel zu den Dipolen polarisierte Strahlungen wirkt.

10. Sensor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Streifen (261) über einen Teil seiner Länge in vier Abschnitte (263, 267, 271 und 273) unterteilt ist, wobei der Streifen (261) an die Leiter (241B und D) des Dipols mit zweigeteilten Leitern und an das untere Paar (243B und C) Mischerdioden angeschlossen und so ausgelegt ist, daß sich zwischen den beiden durch die zweigeteilten Antennenleiter gebildeten Ausgängen (251/253 und 255/257) eine NF-Entkopp lung ergibt.

11. Sensor nach einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge des Streifens (261) der halben Länge des die zweigeteilten Leiter aufweisenden Dipols (241B/D) ent spricht.

12. Sensor nach einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Streifen (261) mit einer kapazitiven Belastung beaufschlagt ist, so daß er im Resonanzzustand eine elektri sche Länge hat, die gleich der halben Länge des Dipols (241B/D) mit den zweigeteilten Leitern ist.

13. Sensor nach einem der Ansprüche 6-12, gekennzeichnet durch Begrenzerdioden (144A-D), von denen jeweils eine mit jeder Mischerdiode (143A-D) im Nebenschluß liegt und die damit in Kopfende-an-Hinterende- und Hinterende-an-Kopfende-Konfigu ration angeordnet sind.

14. Sensor nach einem der Ansprüche 6-12, gekennzeichnet durch mindestens ein Paar Begrenzerdioden (144P, Q oder R), die paarweise parallel in Kopfende-an-Hinterende- und Hinteren de-an-Kopfende-Konfiguration angeordnet sind und die zwi schen die entgegengesetzten Antennenleiter (141A und C; 141B und D) eines einzigen der Antennendipole (141A/C oder 141B/D) geschaltet sind.

15. Sensorsystem, gekennzeichnet durch

- einen Trägerkörper (21) mit hohem spezifischem Wider stand aus Dielektrikum, dessen Dielektrizitätskonstante einen Zwischen- bis hohen Wert hat;
- eine Gruppierung (83; 83′) von im Abstand voneinander vorgesehenen Metallantennen (41; 141; 241), deren jede über der Oberfläche des Trägerkörpers (21) in solcher Nähe desselben angeordnet ist, daß die Resonanz jeder Antenne von den dielektrischen Eigenschaften des Träger körpers (21) abhängt;
- an die Antennen (41; 141; 241) angrenzendes Halbleiter material (21);
- wobei jede Antenne (41; 141; 241) einen Mischer (43; 143; 243) aufweist, der mindestens eine in dem Halblei termaterial integrierte Mischerdiode (7; 43A-D; 143A-D; 243A-D) aufweist, und wobei jede Mischerdiode zwischen den entgegengesetzten Leitern (3, 4; 41A und C, 41B und D; 141A und C, 141B und D; 241A und C, 241B und D) ihrer Antenne positioniert ist zur Schaffung eines Strahlungs wegs zwischen diesen Antennenleitern; und
- wobei jede Antenne (41; 141; 241) einen NF-Ausgang (9; 47 oder 55/57; 155/157; 251/253 oder 255/257) zur Weiterleitung von Signalen vom Mischer (43; 143; 243) aufweist.

16. Sensorsystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägerkörper (81) so ausgelegt ist, daß er als Linse (81) wirkt.

17. Sensorsystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Trägerkörper (81) ein einheitlicher Teil einer Verbundlinse ist.

18. Sensorsystem nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Antennenabstand nahezu gleich 1,2 Fλ/η ist, mit F = Linsenlichtstärke, λ = Freiraumwellenlänge der Resonanz strahlung und η = Brechzahl des Linsenkörpers (81).

19. Radiometer oder Antistrahlungsdetektor, gekennzeichnet durch folgende Kombination:

- einen elektromagnetischen Strahlungssensor nach einem der Ansprüche 1-14; oder
- ein Sensorsystem nach einem der Ansprüche 15-18; an die Antenne(n) angeschlossene Vorspannschaltkreise; und
- einen Empfangsoszillator (LO), der eine Strahlungsquelle mit einer Frequenz ist, die mit der Antenne oder den Antennen schwingt.

20. Radar- oder Nachrichtensystem, gekennzeichnet durch folgende Kombination:

- einen elektromagnetischen Strahlungssensor nach einem der Ansprüche 1-14; oder
- ein Sensorsystem nach einem der Ansprüche 15-18;
- an die Antenne(n) angeschlossene Vorspannschaltkreise; einen Empfangsoszillator (LO), der eine Strahlungsquelle mit einer mit der Antenne oder den Antennen schwingenden Frequenz ist; und
- einen Sender (Tx) für Strahlung einer Frequenz, die mit der Antenne oder den Antennen schwingt oder nahezu schwingt