DE3141503A1 - Schaltungsanordnung zur zweidraht-vierdraht-umsetzung, insbesondere digitale teilnehmeranschlussschaltung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur zweidraht-vierdraht-umsetzung, insbesondere digitale teilnehmeranschlussschaltungInfo
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Description
-l 3U1503
Patentanwalt
Dipl.-Phys. Leo Thul
Kurze Str. 8
Dipl.-Phys. Leo Thul
Kurze Str. 8
7000 Stuttgart 30
R. Treiber - 7
INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK
Schaltungsanordnung zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung insbesondere digitale Teilnehmeranschlußschaltung.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Generell betrifft sie
das Gebiet der Fernsprech-Teilnehmeranschlußschaltungen und der dazugehörigen Femmeldeschaltungen, die eine
Schnittstelle zwischen analogen Fernsprech-Teilnehmerleitungen oder Fernsprech-Verbindungsleitungen und einer digi-r
talen Vermittlung bilden. Speziell bezieht sich die Erfindung auf eine digitale Teilnehmeranschlußschaltung, die
eine automatische Anpassung des Scheinwiderstandes der mit einer elektronischen Gabelschaltung abgeschlossenen Fernsprechleitungen
und auf die automatische Einstellung innerhalb der Gabelschaltung einer an die Fernsprechleitung angepaßten
Impedanz ohne Verwendung diskreter Bauelemente und bei minimalem Leistungsverbrauch.
Bei bekannten Einrichtungen zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung ist das Problem der Scheinwiderstandsfehlanpassung in
der Fernsprechzentrale zwischen den Teilnehmerleitungen oder Verbindungsleitungen und dem diese abschließenden Scheinwiderstand
hinreichend bekannt. Eine solche Fehlanpassung verursacht schlechte Echodämpfungseigenschaften und Reflexionen
oder Echos aufgrund der unzureichenden Arbeitsweise der Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltung, die, um ideal funktionieren
zu können, verlangt, daß der Leitungs-Scheinwiderstand und der Abschluß-Scheinwiderstand nach Betrag
und Phase über die Bandbreite des
Kg/R
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R. Treiber-
Fernsprechkanals gleich sind. Passive feste Abschluß-Scheinwiderstände
stellen einen Kompromiß dar, abgesehen von einer spezifischen Frequenz, weil ein solcher Kompromiß-Scheinwiderstand
entweder eine Reihenschaltung oder eine Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators ist. Ein solch einfacher
Scheinwiderstand ergibt eine unzureichende Anpassung an den Leitungs-Scheinwiderstand.
Die Gabelschaltung, welche die Zweidraht-Vierdrahtumwandlung durchführt, ist abhängig von einer relativ
engen Anpassung zwischen dem Scheinwiderstand der Leitung und dem Abschluß-Scheinwiderstand, und es ist eine gute Scheinwiderstandsanpassung
über den interessierenden Frequenzbereich erforderlich, wenn iüe Gabelschaltung optimale Eigenschaften
haben soll. Eine Kompensation der Fehlanpassung wurde bei bekannten Gabelschaltungen mit Nachbildungs- oder Ergänzungsnetzwerken
versucht, die ein Teil der Gabelschaltung sind und die bei einer vorgegebenen Leitung eine spezielle Auslegung der
Gabelschaltung darstellen.
Ein weiteres Problem, das auf der Scheinwiderstandsfehlanpassung am fernen Ende der Leitung beruht, entsteht, wenn dieses
Ende in ungeeigneter Weise abgeschlossen ist. Eine unerwünschte Reflexion oder Echo kommt dann zum nahen Ende zurück. Falls der
Abschluß-Scheinwiderstand am nahen Ende gleich dem Leitungsscheinwiderstand ist und falls die Gabelübergangsdämpfung gleich
Null ist, hat die Schaltung am nahen Ende optimale Eigenschaften.
Das Echo vom fernen Ende kann auch unter Verwendung der bekannten Echokompensationsverfahren minimiert werden.
Diese bekannte Echokompsn sation hängt davon ab, daß man das lokal ausgesendete Signal von vornherein kennt und daß man von
einer nicht korreüerten Beziehung zwischen dem am nahen Ende ausgesendeten Signal und dem vom fernen Ende empfangenen Signal
ausgeht.
Kg/R
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R. Treiber"7
Unter Verwendung der Technik der adaptiven Entzerrung, mit oder ohne Trainingssignale, kann der im beim nahen Ende
empfangenen Signal enthaltene korrelierte Anteil des am fernen Ende reflektierten Signals regeneriert und von diesem
örtlich empfangenen Signal subtrahiert werden.
An den adaptiven Entzerrer müssen hinsichtlich einer geeigneten Arbeitsweise gewisse Bedingungen gestellt werden. Der Entzerrer
muß einen angemessenen Geräuschabstand haben, um eine Konvergenz zu ermöglichen, und er muß eine lineare Netzwerkcharakteristik
haben. Es muß über das Frequenzband genügend Energie zur Verfugung
stehen, damit korrekte Rückkopplungs-Steuersignale zur Einstellung der Koeffizienten des digitalen Filters möglich sind.
Während des Entzerrungsvorgangs darf kein übersprechen stattfinden.
Die nächste und bedeutendste Schwierigkeit liegt darin, daß die örtliche digitale Fernsprechzentrale die mit analogen
Teilnehmerleitungen zusammenarbeiten muß, nun Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer hinzufügen muß, um mit diesen Leitungen zusammenarbeiten
zu können. Früher, bei analogen Fernsprechzentralen, waren keine Gabelschaltungen erforderlich.
Diese neuerdings eingeführten Schnittstellen in Form von Gabelschaltungen
können Reflex ionen oder unerwünschte Rückflußsignale bewirken. Da diese zusätzlichen Gabelschaltungen früher bei
den analogen Vermittlungsstellen nicht vorhanden waren ,ist die digitale Vermittlung möglicherweise in ihrer Leistung schwächer
als ihre in Analog-Technik ausgeführte Vorgängerin, wenn man nicht die Eigenschaften der Gabelschaltung selbst verbessert.
Das Problem des Pfeifens oder, genauer ausgedrückt, der möglichen
Instabilität des Netzes im Sinne von Nyquist ist das Ergebnis der unerwünschten Rückkopplung, die bei der Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung
entsteht. Dadurch neigt das System zum Schwingen, wenn keine geeigneten Maßnahmen getroffen werden.
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-' --3U1503
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In klassischer Weise berücksichtigt der Dämpfungsplan diesen Zustand, in dem in vorgeschriebener Weise geeignete
Dämpfungen verteilt über das Fernsprechnetz eingefügt werden und in dem vorgeschrieben ist, daß an den Stellen
im Netzwerk, an denen eine Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung stattfindet, die Gabelübergangsdämpfung bestimmte Minimalkriterien
erfüllen soll.
Früher wurden im Zusammenhang mit der Dämpfung, die in bestehende Netze eingefügt werden könnte, jene Vermittlungsstellen
(oder Schaltungen), welche Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer verwendeten, betrachtet, nämlich die Verbindungsleitungen. Für Ortsvermittlungsstellen in Analog-Technik,
die keine Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer brauchen, war eine Dämpfung von Null erlaubt, und die zulässige Einfügungsdämpfung
war und ist nur gleich einige Zehntel dB. Somit ist das Problem der Auslegung einer Ortsvermittlungsstelle
in Digital-Technik mit äquivalenten Leistungseigenschaften in einer Umgebung von Analog-Technik durch den bestehenden
Plan erschwert. Versuchsergebnisse zeigen, daß die Hinzufügung einer Dämpfung (4dB) in der Ortsvermittlungssteile
zur Lösung dieses Problems lediglich dazu führt, daß die Betriebsgüte herabgesetzt wird, d. h., daß die Fernsprechteilnehmer
die aufgrund der hinzugefügten Dämpfung herabgesetzten Leistungseigenschäften feststellen können. Automatische
Entzerrer an sich sind auf dem Gebiet der digitalen Datenübertragung wohl bekannt, beispielsweise aus der US-PS
3 579 109 und aus der US-PS 3 984 789. Ein adaptiver digitaler Entzerrer ist in der US-PS 3 633 105 beschrieben
und die US-PS 3 789 560 beschreibt einen adaptiven transversalen Entzerrer, der ein digitales Filter zweiten Grades
im Zeit-Multiplexbetrieb verwendet. Es ist die Aufgabe der Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung,
insbesondere eine Teilnehmeranschlußschaltung zum Anschluß von im Vollduplex betriebenen Fernsprechleitungen
an eine digitale Vermittlung anzugeben, bei der eine weitgehend digitale Signalverarbeitung im Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer
Kg/R
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■ '-" ·:-'--" ■- ;-3Η1503
- 9
R. Treiber -
stattfindet, die eine Scheinwiderstandsanpassung an den Scheinwiderstand der Fernsprechleitung bewirkt, die eine
Entkopplung und Entzerrung der von der Fernsprechleitung empfangenen Signale bewirkt und die in integrierter
Schaltungstechnik herstellbar ist.
Die Aufgabe wird wie im Patentanspruch 1 angegeben gelöst. Weiterbildungen sind den ünteransprüchen entnehmbar.
Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine bekannte elektronische Gabelschaltung,
Fig. 2 eine Schnittstelleneinrichtung, gemäß der Erfindung,
Fig. 3a das Prinzip der digitalen Einstellung eines Ausgangs-Scheinleitwerts,
Fig. 3b ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Scheinwiderstandsanpassung in einer digitalen Gabelschaltung,
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Steilheitsverstärkers ,
Fig. 5 das Prinzip der Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
eines automatischen rekursiven Entzerrers,
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines verallgemeinerten
Kg/R
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R. Treiber-?
digitalen Filters,
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
für einen Entzerrer,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines verallgemeinerten Zweidraht-Vierdraht-Umsetzers in digitaler
Technik,
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
gemäß der Erfindung,
Fig. 10 einen ersten Speicherteil der Nachstelleinheit nach Fig. 9,
Fig. 11 einen zweiten Speicherteil der Nachstelleinheit
nach Fig. 9,
Fig. 12 ein Flußdiagramm des Filterkoeffizienten-Nachs
tellpro ζ e s s es,
Fig. 13 den gemäß der Erfindung verwendeten Multiplexer
und
Fig. 14 die Schnittstellenverbindungen zwischen der Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit nach Fig.
9 und dem erfindungsgemäß verwendeten Multiplexer.
Kg/R
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R. Treiber -"7t
Die Fig. 1 zeigt, mit 10 bezeichnet, eine bekannte elektronische Gabelschaltung, die folgende Funktionen ausübt:
(1) Anpassung an den Eingangs-Scheinwiderstand der Leitung
an ihren Anschlüssen 12 und 14, der in Fig. 1 als konzentrierter Scheinwiderstand Z_ (16) dargestellt
ist;
(2) Minimierung des unerwünschten Echosignals vom Sendeweg 1 durch Bereitstellung eines Kompensationssignals auf dem Sendeweg 2, derart, daß am Ausgang
0 des Empfangsverstärkers 18 das Sendesignal reduziert
oder minimiert ist. Die Gabelschaltung 10 arbeitet wie folgt:
Die Scheinwiderstände Z0 (20), ZT und Z0 (22) und Z. (24)
Die Scheinwiderstände Z0 (20), ZT und Z0 (22) und Z. (24)
O -Li O 4
bilden eine Brückenschaltung, bei der ein Sendeverstärker 26 die Spannungsquelle darstellt und ein Empfangsverstärker
18 als das Null-Instrument wirkt. Wenn die Brücke abgeglichen
ist, ist das Ausgangssignal des Empfangsverstärkers 18 gleich Null bei jedem Sendesignal. Gleichzeitig wird
jedes an den Adern a und b erscheinende Signal am Ausgang des Verstärkers 18 empfangen. Somit sind unerwünschte Rückflüsse
vom Sendesignal eleminiert, so daß die Gabelsehaltung die Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung bewirkt. Der von ZT
gesehene Scheinwiderstand ist Z0 und der dazu parallele
Scheinwiderstand Z (28). Wenn Z viel größer als Z„ ist,
dann ist für die übertragungsleitung der Leitüngsabschlußwiderstand gleich Z0. In der Praxis ist Z0 gleich einem
ο ο
festen Wert, typischerweise 900 0hm in Reihe mit 2,2 Mikrofaradv Z0 und Z. werden verändert oder so ausgewählt, daß
der geeignete Abgleich stattfindet und dadurch das unerwünschte Rückflußsignal minimiert wird.
Kg/R
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R. Treiber ~T~
Die Nachteile dieser Schaltung sind die folgenden:
(1) Da Z0 nicht bei allen Übertragungsleitungen gleich
Z1. ist, ist die Rückflußdämpfung der Schaltung 10,
L
die definiert ist durch: z z
L + 8 (Gl.1)
Rückflußdämpfung = 20 1Og1n
2L-V
Nicht unendlich, was der optimale Wert zum Minimieren von Reflexionen von Signalen ist, die vom fernen Ende her empfangen
werden.
(2) Z-, und Z. müssen auf einer Kompromißbasis, daß die
Schaltung für unterschiedliche Leitungen geeignet ist
ausgewählt werden, oder Z_ und Z. müssen manuell oder automatisch
durch einen geeigneten Satz von Steuersignalen eingestellt werden. Diese Steuersignale aktivieren dann ein
analoges Schaltnetzwerk, das geeignete Werte von Z und Z4
in die Schaltung einschaltet, entsprechend einem Regelungsprozess.
(3) Die Mehrzahl der in der Schaltung nach Fig. 1 dargestellten Scheinwiderstände sind komplexe Scheinwiderstände
und verlangen daher obsowohl Widerstände als auch Kondensatoren.
(4) Die Schaltung nach Fig. 1 ist grundsätzlich analoger
Art und eignet sich nicht zur Herstellung in kostengünstiger, verbrauchsgünstiger und hochintegrierter digitaler
Technik.
(5) Die Schaltung nach Fig. 1 erfordert teuere , stabile und hochgenaue Bauelemente, damit sie während der
Kg/R
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R. Treiber -'
Lebensdauer der Einrichtung, mit der zusammen sie verwendet wird, zuverlässig funktioniert.
(6) Eingang und Ausgang der Vierdraht-Seite der Schaltung nach Fig. 1 sind die Decodierer und Codierer
in dem in einem digitalen Vermittlungssystem verwendeten Codec. Somit muß die Teiiiehmeranschlußschaltung für eine
Vermittlungsstelle in digitaler Technik, um gut funktionieren zu können, einen eigenen Codec und einen eigene Gabelschaltung
enthalten, zusätzlich zu den normalen Codec-Filtern.
Die Fig. 2 zeigt allgemein, mit 100 bezeichnet,■ein Blockschaltbild
einer digitalen Teilnehmeranschlußschaltung gemäß der Erfindung, wobei die Funktion einer Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltung
unter Verzicht auf die früher ver-
'5 wendeten diskreten analogen Bauelemente ausgeführt ist.
Auch die Schaltung 100 bildet für jede übertragungsleitungscharakteristik
einen Leitungsabschlußscheinwiderstand, der auf digitale Weise automatisch angepaßt wird. Diese Merkmale
ermöglichen den Aufbau einer hochintegrierten (LSI) Schaltung, die die vollständigen Funktionen der elektronischen
Gabelschaltung und der Scheinwiderstandsanpassung als Teil einer gesamten Codec-Funktion mit umfaßt, wobei
diese Funktionen auf einem einzigen hochintegrierten Baustein (LSI) realisiert sind, ohne umfassende externe Abgleiche- oder Einstell-Schaltkreise
in Analogtechnik.Dies ergibt eine leistungsgünstige
Fernsprech-Teilnehmeranschlußschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch, hoher Dichte und hoher Zuverlässigkeit.
Die Technik, auf der diese Schaltung beruht, wird nachstehend beschrieben.
Kg/R
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,If
R. Treiber -
Wenn bei Fig. 1 der Scheinwiderstand Zg exakt gleich dem
Scheinwiderstand ZT über den Bereich von Übertragungsleit-
JLj
ungen, für den der Scheinwiderstand bestimmt ist, gemacht werden könnte, dann könnten die Scheinwiderstände Z- und Z.
gleich Ohmschen Widerständen gemacht werden, und es gäbe keine Rückflußsignale und die Scheinwiderstandsanpassung
wird derart exakt, daß die Rückflußdämpfung, wie oben beschrieben, maximal wäre. Die Schaltung nach Fig. 2 erreicht
dies durch Verwendung von digitalen Filterungs- und Rückkopplungsverfahren ohne die Verwendung der früher gebräuchlichen
analogen Bauelemente. Bei der Fig. 2 ist der Ausgangsscheinwiderstand der Schaltung 100, betrachtet
zwischen der a - und b -- Ader 102 und 104 so ausgelegt, daß er dem Eingangs-Seheinwiderstand der Leitung angepaßt ist.
Der Leitungsabschluß-Scheinwiderstand Z0, der im Zusammen-
hang mit Fig. 1 erwähnt ist, wird durch die digitale Schleife der Schaltung 100 in digitaler Weise gebildet, wenn ein
Schalter 106 geschlossen ist, der über eine Leitung 112-einen
Rückkopplungsweg vom Codiererweg 108 zum Decodierweg no herstellt.
Die Fig. 3B zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer derartigen digitalen Bildung des Scheinwiderstandes. Ein
Steilheitsverstärker oder g-Verstärker 200 ist eine Schaltungsanordnung,
die eine Eingangsspannung V. in einen Ausgangsstrom - g V umwandelt. Sie hat einen unendlichen
Ji
Ausgangs-Scheinwiderstand oder einen Ausgangsscheinleitwert von Null. Diese Art von Schaltungsanordnung ist an sich
wohl bekannt. In ihrer einfachsten Form kann sie eine Pentoden-Vacuumröhre sein oder ein Feld-Effekt-Transistor
wobei der Anodenstrom bzw. der Drainstrom proportional zur
Kg/R
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- ' ■'■''--' '-' "31A1503
R. Treiber - τ
Gitterspannung bzw. zur Gatter-Drain-Spannung ist. In dem in Fig. 4 mit 200 bezeichneten Ausführungsbeispiel
ist ein Operationsverstärker mit hoher Leerlaufverstärkung ( Verstärkung gleich 10 ) verwendet, mit einem Widerstand,
dessen Leitwert gleich g Siemens ist. In der Praxis ist der Verstärker 200 der normale Ausgangsverstärker des Decodierers
114 und stellt kein zusätzliches Bauteil dar. Nur zum
Zwecke der Erläuterung ist er als funktionell getrennt gezeigt.' Der Decodierer 114 ist eine Schaltungsanordnung,
die ein digitales Signal in eine analoge Spannung umwandelt, und diese Funktion kann mit bekannten Digital-Analog-Wandlern
verwirklicht werden. Das Η-Filter ist ein digitales Filter mit programmierbaren Koeffizienten, wie es im Zusammenhang
mit der digitalen Filterung wohl bekannt ist und nachstehend noch erläutert wird. Dem H-Filter 116 ist eine
digitale Summierschaltung 118 (Fig. 3B) vorgeschaltet. Das Vorfilter 120 dient dazu, die Bandbreite des Eingangssignals
des Decodierers 114 auf den interessierenden Bereich, d. h. auf den Frequenzbereich unterhalb der Abtastfrequenz des Codierers
122, zu begrenzen, um eine spektrale Faltung zu vermeiden und um den Geräuschabstand des Codierers 122 möglichst groß
zu machen. Das Vorfilter 120 kann aus einem einfachen passiven Zweipol-Tiefpaß bestehen, da es Analog-Signale zu verarbeiten
hat.
Der Codierer 122 ist vorzugsweise ein Sigma-Delta-Codierer,
wie er vom Candy et al beschrieben ist. Das Nachfilter 124
bewirkt eine Bandbreitebegrenzung und sorgt in Kombination mit dem Vorfilter 120 für eine insgesamt flache Tiefpaßfilterkurve,
so daß die zusammengesetzte Verstärkung im interessierenden Frequenzband gleich 1 ist und außerhalb
dieses Bandes monoton abfällt.
Kg/R
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R. Treiber —
In der derart definierten Anordnung gilt für den Frequenzgang an den in Fig. 3B angegebenen Punkten:
^l =22WObei Y! = '
Vin Y ' + gH
JLj
Y1! = YT ■+ Y^ +y
L L bf pf
Der Ausgangs-Scheinleitwert kann dargestellt werden als:
Yaus = YL + & (gl.3).,
wobei die Batteriespeisung 125, das Vorfilter 120 und die
Leitungslasten berücksichtigt sind.
In Fig. 3A ist die digitale Bildung eines Ausgangs-Scheinleitwerts
mit einer vereinfachten und verallgemeinerten Schaltung dargestellt, die für vielfältige Anwendungsfälle
verwendet werden kann, bei denen ein spezifischer Ausgangs-Scheinleitwert digital gebildet werden soll und bei denen
auch andere Analog-Digital- und Digital-Analog- Wandler als die speziell für Fernsprecheinrichtungen vorgesehenen verwendet
werden. Die Schaltung kann auch als Codierer/Decodierer verwendet werden. Das Vorfilter 250 hat die Funktion,
die Bandbreite des Eingangssignals Vin auf der Leitung 252
zu begrenzen, um eine spektrale Faltung aufgrund eines Abtastens mit einer zu niedrigen Abtastfrequenz zu verhindern.
Nach der Analog-Digital-Umwandlung im Analog-Digital-Wandler sorgt das Nachfilter 254 insgesamt für eine Tiefpaß-Charakteristik
des Analog-Digital-Wandler-Weges 256 mit einem
Verstärkungsfaktor 1. Der g-Verstärker 200 und das digitale H-Filter 116 sind an anderer Stelle beschrieben. Das Vorfilter
258 des Digital-Analog-Wandlers sorgt für einen Verstärkungsfaktor
gleich gH im Digital-Analog-Wandler-Weg 260.
Kg/R
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- vf- f? ·'"'"' ' -"3U1503
R. Treiber -
Das Nachfilter 262 eleminiert oder minimiert die im Digital-Analog-Wandler
264 auftretenden Quantisierungseffekte. Quantisierungseffekte sind als das Rauschen definiert, das infolge
eines Fehlers bei der Annäherung an ein kontinuierliches analoges Ausgangssignal entsteht.
Für den Fall, daß die Scheinwiderstände des Vorfilters und der Eatteräespeisung groß im Vergleich zu dem Scheinwiderstand
der Leitung sind, können sie vernachlässigt werden. ( in anderen Worten: wenn die Scheinleitwerte klein gegen
den Scheinleitwert der Leitung sind, können sie vernachlässigt werden). Normalerweise ist die Batteriespeisung
so ausgelegt, daß sie diese Eigenschaft hat, um Signalverluste und das Koppeln von unerwünschten Signalen in dem
Codec zu verhindern. Auch das Vorfilter kann so ausgelegt werden, daß es diese Eigenschaft hat, wenn man einen großen
Reihenwiderstand oder den großen Eingangs-Scheinwiderstand des Gattereingangs eines Feldeffekt-Transistors verwendet.
Unter diesen Bedingungen ist Y' = YT t und der Ausgangs-
Xj Jj
Scheinleitwert ist:
Yaus = YL + gH (Gl.4).
Yaus = YL + gH (Gl.4).
ttfenn gH gleich YT gemacht wird ist:
JLi
Vo' = _ 1/2 (Gl.5)
Vin
und der Ausgangs-Scheinwiderstand der Schaltung ist an den Leitungs-Scheinwiderstand angepaßt.
Kg/R
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R. Treiber -Ύ
Entsprechend, erscheint das verzögerte ausgesendete Signal
Vin gedämpft mit dem Faktor - 1/2 an der Summierschaltung 270 der Fig. 3B. Wenn das digitale F-Filter 272 eine
Dämpfung mit dem Faktor 1/2 und eine absolute Verzögerung, die der Umlaufverzögerung vom Eingang des H-Filters 116 zum
Ausgang des Nachfilters 125 entspricht, bewirkt, dann wird das Ausgangssignal des F-Filters 272 das unerwünscht zurück
kommende Sendesignal Vin in der Summierschaltung 270 kompensieren,
so daß an deren Ausgang eine Spannung Vo erscheint, die keinerlei Anteile des gesendeten Signals Vin enthält.
Die Realisierung des F-Filters272 vereinfacht sich unter diesen Bedingungen, da es aus einem einfachen Verzögerungselement von der Art eines Schieberegisters bestehen kann.
Die Dämpfung mit dem Faktor . 1/2 wird durch eine Rechtsver-Schiebung
des Binärwerts der Spannung Vin um eine Stelle und Abrundung bewirkt.
Im Hinblick auf eine allgemeinere Anwendung dieser Technik auf Fälle, bei denen die Immittanzen von der Art des Vorfilters
und der Batteriespeisung nicht vernachlässigbar, jedoch bekannt sind, kann gH so geändert werden, daß die
Belastungen der Leitung durch die Immittanzen eleminiert werden, d.h.:
= YL - Yx , (Gl.6)
wobei Y deren kombiniertem Scheinleitwert entspricht.
Unter diesen Umständen ändert sich die Umlaufverstärkung
( über den Codiererweg 108 und den Decodiererweg 110 ) in:
ν1 γ
ο = - 1/2 + χ , (Gl.7)
Vin 2YT
Kg/R
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3U1503
R. Treiber -*?
und der Nettoscheinleitwert an den Anschlüssen 102 und
103 von der Leitung aus gesehen bleibt gleich Y .
103 von der Leitung aus gesehen bleibt gleich Y .
JLt
Der zweite Term in Gleichung 7 bedeutet, das das H-Filter
116 modifiziert werden muß, um Y zu kompensieren, und daraus
folgt, daß das F-Filter 272 so modifiziert wird, das gilt:
, (Gl.8)
2YL
damit die unerwünscht zum Empfänger-Ausgang bei V zurückkommenden
Sendesignalanteile ausgelöscht werden.
In der Darstellung nach der Z-Transformation gilt für das
H-Filter:
H(Z) = Ko Z2 + K1Z + K2 = Ro
ο D(Z)
Z + ZK3 + K4
-1-2 -1 (G1-9)
+KZ N(Z Ί
12 1
Ko I+K1Z +K2Z = Ko N(Z Ί)
D(Z"1)
wobei Z ein Verzögerungsoperator ist und die Werte K programmierbare
Koeffizienten sind und wobei N und D Zählerund Nenner- Polynome sind. Die Pole und die Nullstellen des
Filters sind derart beschränkt, daß sie innerhalb des
Einheitskreises der Z-Ebene liegen.
Einheitskreises der Z-Ebene liegen.
Kg/R
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R. Treiber -
Bezieht man das obige auf die Bildung von X^, so bedeutet dies/
daß Y irgend eine Kombination von Widerständen! Kondensatoren
und Spulen sein kann, die nicht mehr als zwei Elemente, die nicht Widerstände sind, enthält. Diese Beschränkung ist aber
keine zwingende Folge der Technik, sondern wurde nur gewählt, um die Form des H-Filters 116 im Hinblick auf seine
Realisierung in hochintegrierter Technik zu vereinfachen, derart, daß man ein einfaches rekursives digitales Filter
mit fünf Koeffizienten erhält. Außerdem stellt die vorstehend erwähnte Beschränkung der Anzahl von Elementen, die
YT bilden, eine gute praktische Näherung der Funktion dar.
Für andere Anwendungsfälle als Fernsprech-Teilnehmeranschluß-Schaltungen
kann die Definition des H-Filters 116 entsprechend
der Komplexität der zu berücksichtigenden Immit- ■ tancen auf der Basis der hier beschriebenen Technik erweitert
werden. Beispielsweise kann gH, das Y L~Y X entspricht,
in dem Fall,, daß Y ein Bauelement enthält, das kein Widerstand ist, derart ausgelegt werden, daß diese Funktion in
ihrem Zähler und in ihrem Nenner Polynome dritten Grades hat. Somit ist es möglich, daß Yn. die oben angegebene
Jj
Beschränkung auf nicht mehr als zwei Elemente, die nicht Widerstände sind, erfüllt.
Anhand von Fig. 5 wird nun die Filterkoeffizienten-Nachstell-Einheit
130 beschrieben. Die Aufgabe, die Koeffizienten H-Filters 116 so einzustellen, daß gH gleich YT ( oder
Jj
YT - Y ) wird, erfüllt diese Nachstell-Einheit 130.
Jj X
Die Nachstell-Einheit 130 prüft unter der Steuerung eines Überwachungssystems routinemäßig, ob die Koeffizienten des
digitalen Filters richtig eingestellt ist und besorgt deren Anfangseinsteilung. Die Nachstell-Einheit arbeitet
im sogenannten " OFF-Line-Betrieb " ( nicht im Zeitintervall eines Verbindungsaufbaus oder einer Verbindungsaus-
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber —^
lösung ). Die Koeffizienten-Nachstelleinheit kann Leitungsindividuell
sein oder sie kann im Zeitmultiplex-Betrieb an
N Leitungen angeschaltet werden. Wenn die Filterkoeffizienten
einmal eingestellt sind, müssen sie nur noch unter der Steuerung des Überwachungssystems in periodischen Zeitabständen
überprüft werden, da irgendeine vorgebene Fernsprechleitungscharakteristik sich normalerweise nicht von
einem Tag zum nächsten ändert. Dies erlaubt es, daß die Koeffizienten-Nachstelleinheit von einer Vielzahl von
Teilnehmeranschlußschaltungen im Zeitmultiplexbetrieb verwendet wird, so daß sich ihre Kosten auf eine Anzahl von
Leitungen aufteilen. Fig. 5 zeigt die Bedingungen, unter denen die Nachstelleinheit nach der Erfindung arbeitet.
Die Schalter 106 und 107 nach Fig. 2 trennen das F-Filter 272 und die Rückkopplung über die Leitung 112 vom Codiererweg
108 ab, wenn sie geöffnet sind. Das H-Filter 116 befindet
sich im überbrückten Zustand ( es ist zwischen seinem Eingangs- und Ausgangsanschluß effektiv kurzgeschlossen,
d. h. es ist gH = 1 ).
Die Fig. 2 kann wie folgt beschrieben werden:
Der Codiererweg 108 enthält ein Codierer-Vorfilter 133, einen Sigma-Delta-Codierer 135 und ein Filter 137 mit
Dezimator- und Tiefpaßfunktionen. Das Ausgangssignal des
Filters 137 und das Ausgangssignal des F-Filters 272 werden in einer digitalen Summierschaltung 139 zueinander addiert,
und es entsteht dabei ein zwischenzeitliches Empfängerausgangssignal auf der· Leitung 141, das in einem Empfangsfilter
143 gefiltert wird.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
""'it
R. Treiber -
Das Filter 143 liefert an seiner Ausgangsleitung 145 das Vierdraht-Empfangssignal der Teilnehmeranschlußschaltung.
Das Vierdraht-Sendesignal auf der Leitung 147 wird in einem
Sendefilter 149 gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters
149, ein zwischenzeitliches Sende-Eingangssignal, wird über eine Summierschaltung 151 dem digitalen Filter 116 zugeführt,
wo dieses zwischenzeitliche Sende-Signal zu dem
Signal addiert wird, das auf der Leitung 112 dann als Rückkopplungssignal
erscheint, wenn unter der Steuerung des Multiplexers 130 der Schalter 106 geschlossen ist. Vor der
Decodierung im Decodierer 114 wird das gefilterte Signal nochmals in einem interpolierenden Filter 153 gefiltert.
Der Vollständigkeit wegen sind programmierbare Signalgeneratoren
155 gezeigt, bezüglichen deren Einzelheiten auf die US-PS 4 161 633 verwiesen wird. Der Zentralteil 130,
der im wesentlichen den Multiplexer 157 und die Koeffizienten-Nachstelleinheit 159 enthält, weist Mittel auf, um
Steuerkoeffizienten für 1 bis N Teilnehmeranschlußschaltungen, wie bei 157 allgemein gezeigt, zu verteilen. Außerdem
enthält der Zentralteil einen digitalen Referenzgenerator 161 .
Ein Fernsprechapparat am teilnehmerseitigen Ende der Leitung wird durch eine Betriebsüberwachungshandlung in den Zustand
des Schleifenschlußes gebracht. Der Referenzgenerator 161
liefert an einen Testsignal-Eingang ein Bezugssignal· mit gleichmäßiger Energieverteilung innerhalb des normalen
Betriebsfrequenzbandes und mit verschwindender Energie
außerhalb dieses Bandes. Das Ausgangssignal 0 (Z) ist dann korrekt, wenn (Fig. 5)
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber -?
E(Z) =0, wobei Z der Verzogerungsoperator ist, und (Gl.10)
E(Z) = 0(Z) = R(Z) Z"L (Gl. 11)
Der Term Z kompensiert die bekannten absoluten Abtastverzögerungen,
die das Signal auf dem Weg über die Schleife erfährt. Unter diesen Bedingungen gilt:
Dies ist das erwünschte Ergebnis,und die daraus folgenden
Koeffizienten K , K1, K-., K. sind richtig eingestellt ge-
^O wesen und können in das H-Filter 116 für den normalen Betrieb
geladen werden. Zu Beginn des Nachstellvorgangs wird das H-Filter 116 mit Versuchskoeffizienten oder mit den
zuvor gültigen Koeffizienten geladen, damit die Einstellung
rasch konvergieren kann. Die Nachstell-Einheit löst einen Satz von simultanen partiellen Differenzialgleichungen,
um das mittlere Quadrat G zwischen R (nT -LT) und 0(nT)
als Funktion der Koeffizienten K, zu minimieren. Dies wird dargestellt als:
- R(nT-lTj ^O (nT) (Gl. 13)
3Kk
Entsprechend der bekannten Theorie, die beispielsweise von Lucky & Rudin in BSTJ, Nov. 1967 und von Weiner in MIT
Press, veröffentlicht 1964, Appendix B, " Time Series Analysis " beschrieben ist.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3U1503
R. Treiber -?
Die Ausgangssignale P (nT), P.(nT), usw., stellen die
partiellen Ableitungen O (nT) nach den Filterkoeffizienten dar.
Diese Ausgangssignale werden multipliziert mit E (nT), summiert,
und in periodischen Zeitabständen wird die Summe abgerundet und ergibt die Ausgangssignale C, , die eine Aktualisierung
-1 -1
der Polynome N(Z ) und D(Z ) mit neuen Koeffizienten ermöglichen
gemäß der Gleichung:
Kkneu = Kkalt - CkA
wobei Δ ein Incrementwert oder Faktor zur Einstellung
der Schrittweite ist. Diese Abrundungstechnik und die Mittel zur Anwendung der Gleichung 14 ist auf dem Gebiet
der automatischen Entzerrer für nichtrekursive Entzerrerstrukturen bekannt. Die Schaltung nach Fig. 5 jedoch realisiert
die Funktion eines automatischen Entzerrers bei einer rekursiven Entzerrerstruktur. Die Schaltung nach
Fig. 5 liefert die Werte P, , welche die Wechselwirkung der Koeffizienten K, berücksichtigen, die bisher als einer
der begrenzenden Faktoren bei rekursiven Entzerrerstrukturen betrachtet worden ist. Dies mag einer der Gründe sein, daß
nichtrekursive Entzerrerstrukturen bisher vorherrschend waren, nämlich wegen der ihnen eigenen Einfachheit der
partiellen Funktionen der automatischen Entzerrer aufgrund der Kriterien des mittleren Fehlerquadrats. Solche nichtrekursiven
Strukturen der bisher bekannten Art erfordern 30 bis 60 komplexe Koeffizienten, wogegen eine rekursive
Struktur entsprechend der vorliegenden Erfindung nur fünf Koeffizienten benötigt und somit zu einer erheblichen Vereinfachung
der Schaltungskomplexität führt.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3U1503
rr-
rr-
IS
R. Treiber — "ψ
Aus dem Blockschaltbild der Fig. 5, das die Arbeitsweise des rekursiven Entzerrers zeigt, hat sich ergeben, daß die
relevanten Gleichungen die folgenden sind:
Po(Z) = A(Z) 1
D(Z"')
K z"1
P1(Z) = A(Z) O
P1(Z) = A(Z) O
' , (Gl.16)
. D(Z ')
P2(Z) = Z 1 P1 (Z) (Gl.17)
-K Z"1
P3(Z) = ο Po(Z) (Gl.18)
P3(Z) = ο Po(Z) (Gl.18)
D(Z"1)
P4(Z) = Z-1P3(Z) (Gl.19)
O(Z) = K P (Z) (Gl.20)
ο ο
E(Z) = 0(Z)-R(Z) (Gl. 21)
Ckneu = χ Pk (nT) " E (nT), abge- (Gl.22)
Pk (nT) - E (η
rundet.
(Gl.23)
Unter Verwendung der vorstehenden Gleichungen in einem iterativen Prozess werden die Koeffizienten des H-Filters
116 kontinuierlich aktualisiert bis zu einem Punkt, wo die Werte Ck vernachlässigbar gegenüber Werten <f, sind:
Kg/R
1-6.10.1981
1-6.10.1981
R. Treiber —
C *<f
^k k (Gl.24)
Die Werte für a, sind vom Geräusch, und von anderen Faktoren
abhängig und werden empirisch vorausbestimmt. Wenn das Kriterium nach Gleichung 24 erfüllt ist, hat die
Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit ihre Aufgabe erfüllt und kann einer anderen Fernsprechleitung zugewiesen werden.
Die für die Koeffizienten K, erhaltenen Werte werden in das Η-Filter geladen. Für den Fall, daß Y=O ist, so ist die
Übertragungscharakteristik des F-Filters einfach 1/2 bei
einer absoluten Verzögerung, die der Umlaufverzögerung durch
die digitalen Filter entspricht, welche in der Darstellung nach der Z-Transformation mit Z angegeben v/erden kann.
Für den Fall, daß Y ^O ist, ergibt der Entzerrungsvorgang:
^ ]- K = Y1. (Z) + Yv (Z) (Gl.25)
D(Z"1)
Um den erforderlichen Wert für gH zu erhalten, muß die bekannte
Größe Y , multipliziert mit zwei, subtrahiert werden:
Ji.
gH(Z) = N(Z"1) K - 2 Y '(Z) = Y1-(Z) - Y (Z)
D(Z"1) (Gl.26)
In diesem Falle muß die Anzahl der partiellen Funktionen
P, vergrößert werden, um Polynome dritten Grades für N(Z )
-1
und D (Z ) verwenden zu können, was notwendig ist, wenn für Y (Z) ein Polynom ersten Grades gelten soll.
und D (Z ) verwenden zu können, was notwendig ist, wenn für Y (Z) ein Polynom ersten Grades gelten soll.
Kg/R
16.10.1981:
16.10.1981:
3H1503
R. Treiber -
Unter diesen Bedingungen gilt für das F-Filter:
rr ·γ
F = gH = L χ
(Gl.27)
J-I Ij
Dieser Wert für das F-Filter 272 kann im Betriebsüberwachungsystem
aus den Entzerrungsergebnissen, die bei der Bestimmung von gH erhalten worden sind und aus dem bekannten Wert
für Y berechnet werden. Alternativ dazu kann der Wert von χ
F auch direkt bestimmt werden. Diese Operation wird wie folgt durchgeführt:
Die Koeffizienten des H-Filters 116 werden geladen, der
Schalter 106 im Rückkopplungsweg 112 der Fig. 2 wird durch
SchalterSteuersignal aus dem Multiplexer 157 geschlossen,
der Schalter 107 im Weg des F-Filters 272 wird geöffnet, und der Nachstellvorgang in der Nachstelleinheit 130 läuft
an. Diese Operationsfolge ergibt:
-1 PY
N(Z ') K = ^L
_i O _γ (Gl.28)
D(Z ') *L χ
und somit ist:
F = ^iZ L' i_ (Gl.29)
. N(Z"1) Ko
Das vorstehende liefert Koeffizienten für ein rekursives
Filter der gleichen Art wie das H-Filter 116 mit P olynomen
— 1 —1
dritten Grades für N(Z ) und D(2 ) bei einem Polynom ersten Grades für Y . Die jeweilige Schaltungsrealisierung des H- und F-Filters kann in bekannter Technik geschehen.
dritten Grades für N(Z ) und D(2 ) bei einem Polynom ersten Grades für Y . Die jeweilige Schaltungsrealisierung des H- und F-Filters kann in bekannter Technik geschehen.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber —
Die Fig. 6 zeigt verallgemeinerte H- und F-Filter 116
und 272 zur Verarbeitung von Polynomen mit dem Grad k/2 für N(Z ) und D(Z ) entsprechend der Gleichung 30.
Y(Z) =
X(Z)
Js+1
Die Koeffizienten und Daten werden in einem Halbleiter-Schreib-Lese-Speicher
gespeichert, der aus Stapelspeichern 300 und 302 und aus umlaufenden Stapelspeichern 304 und
306 aufgebaut ist, um das Holen und das Speichern der Information zu erleichtern. Zu jedem AbtastZeitpunkt T werden
Ausgangsdaten von Stapelspeichern 300 bis 306 einer Multiplizier/Summierschaltung
308 zu geführt, die das erforderliche Ausgangssignal Y , das auf der Leitung 310 erscheint, durch
aufeinanderfolgendes Multiplizieren und Akkumulieren der Ergebnisse entsprechend der Gleichung 31 berechnet.
Y= Ko (X +K1X .+K0X -...K1X .) η
η 1 n-1 2 n-2 k n-k
2 2
(Gl.31)
(Kk
k+1
2 '
2 '
Wenn die Schalter S1 (312) und S2 (314) in der Stellung 1
sind, wird der erste Ausdruck K X berechnetes, wird in die
on 1
Stellung 3 gebracht, und die x-Terme werden berechnet.
Nach dieser Berechnung werden S und S0 in die Stellung 2
1 ^ gebracht und die Y-Terme berechnet. Somit werden k+1
Multiplikations/Additionsoperationen durchgeführt.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3 H1503
R. Treiber -
Dies kann leicht innerhalb der Abtastperiode geschehen, wenn der gleiche Speicher und Multiplizierer 308 und
Akkumulator 316 für das H- und das F-FiIter verwendet wird.
Somit handelt es sich bei einem H- und F-Filter mit jeweils
sechs Koeffizienten (k=6) um 14 Multiplikations/Additionsoperationen,
wobei etwa eine Mikrosekunde für jede solche Operation erlaubt ist, so daß eine Abtastperiode von T von
14 Mikrosekunden ausreichen kann. Polynome höheren Grades können verarbeitet werden, wenn bei den Rechen- und Speicher-Operationen
um- einiges mehr im Parallelbetrieb gearbeitet wird. Andere Formen von rekursiven Filtern sind möglich, und die
Filterstruktur nach Fig. 6 soll nur. ein Beispiel darstellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können verschiedene Ausführungen der Koeffizienten-Nachstelleinheit realisiert
werden. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel verwendet HaIbleiter-Schreib-Lese-Speicher,
ein Rechen- und Steuerwerk und eine Ansteuerlogik zur digitalen Signalverarbeitung unter
Anwendung der den oben angegebenen Gleichungen zu Grunde liegenden Prinzipien. Im übrigen können auch andere Algorithmen
als der Algorithmus des mittleren Fehlerquadrats zur Bestimmung der Koeffizienten des H- und F-Filters verwendet
werden, auch wenn dieser Algorithmus in dem hier behandelten Ausführungsbeispiel als Basis für die Arbeitsweise
der Nachstelleinheit dient. Beispielsweise beruht der beschriebene Algorithmus auf der Bestimmung der Werte von
C. über eine Periode von Abtastintervallen, die gleich NT ist. Jedes Mal, wenn die Werte für C, berechnet werden,
ic
werden die Koeffizienten Kk nach jeweils N Abtastintervallen
aktualisiert, so daß gilt:
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3U1503 ?■
R. Treiber -
irtNT
C1 (itiNT) T P1 (nT)E(nT) , , , ,„, _.„.
k ^L. k / abgerundet (Gl. 32)
η = (m-1)NT+1
und die neuen Koeffzientenwerte werden aufgrund der Komponenten
C, des Gradientenvektors gemäß der Gleichung 33 berechnet:
Kk(m) = Kk(m-1) - Ck (m) (Gl.33)
Vereinfacht man die Berechnung von C, durch die Näherung:
ic
Ck(nT) = Signum Pk(nT) * Signum E (nT), (Gl.34)
so können die Koeffizienten K nach jedem Abtastintervall
k
T aktualisiert werden, wodurch eine schnellere Konvergenz gegen die Endwerte möglich ist und wodurch sich der erforderliche Schaltungsaufwand reduzieren läßt. Dieser Algorithmus ist eine Vereinfachung, die eine Näherung an die Leistungsfähigkeit des auf dem mittleren Fehlerquadrat beruhenden Algorithmus eines rekursiven Filters darstellt, und die besonders dann Vorteile hat, wenn auf eine rasche Konvergenz und auf einen verringerten Schaltungsaufwand Wert gelegt wird.
T aktualisiert werden, wodurch eine schnellere Konvergenz gegen die Endwerte möglich ist und wodurch sich der erforderliche Schaltungsaufwand reduzieren läßt. Dieser Algorithmus ist eine Vereinfachung, die eine Näherung an die Leistungsfähigkeit des auf dem mittleren Fehlerquadrat beruhenden Algorithmus eines rekursiven Filters darstellt, und die besonders dann Vorteile hat, wenn auf eine rasche Konvergenz und auf einen verringerten Schaltungsaufwand Wert gelegt wird.
Die zur Bildung der partiellen Ausgangssignale P, verwendeten
digitalen Filter können für das F- und Η-Filter in gleicher Weise realisiert werden.
Anhand der Fig. 9 wird nun "ein Blockschaltbild eines speziellen Ausfühxungsbeispiels der Nachstelleinheit 159 erläutert.
Ein im Zeitmultiplex betriebenes Rechen- und Steuerwerk
500 führt mit der im Speicher 502 gespeicherten Infor-
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3H1503
R. Treiber -
mation aufeinanderfolgende Rechen- und Logikoperationen aus,
unter der Steuerung von Ausgangssignalen der Ansteuerlogik 5O4| die mit dem Takt eines Taktgebers 506 synchronisiert
sind. Die Taktfrequenz des Taktgebers 506 ist wiederum synchro-■*
nisiert mit einem Daten- Abtasttaktsignal und ist ein Vielfaches davon. Der erste und der zweite Schreiblesespeicher
508 und 510, die zusammen den Speicher 502 bilden, werden von einer Reihe von Steuerwörtern gesteuert, von denen jedes
auch die Arbeitsweise des Rechen- und Steuerwerks 500 steuert.
Externe Steuerwörter auf der Leitung 512 werden von einem
Schieberegister 513 zu Steuertorschaltungen 514 weitergeschoben, um Steuerwörter auf der Leitung 516 unter der
Steuerung der Ansteuerlogik 504 bereitzustellen. Konstanten
Ί5 können unter externer Steuerung in den Speicher 502 geladen
werden, die Speicherinhalte können extern geprüft werden, und der Nachstellvorgang kann extern gestartet
werden. Wenn der Nachstellvorgang geschlossen ist, wird ein logisches Ausgangssignal EC abgegeben.
Die Fig. 10 zeigte Aufbau des ersten Speichers 508, der aus vier Stapelspeichern 520, 522, 524 und 526 besteht,
wobei die funktioneilen Einzelheiten des Stapelspeichers 502 gezeigt sind.
Die Stapelspeicher 522, 524 und 526 arbeiten in gleicher Weise wie der Stapelspeicher 520. Jeder Stapelspeicher
520 bis 526 arbeitet so, daß jedes neue Eingangswort auf den Speicher- Sammelleitungen 528 und 530 das letzte der
zuvor in den Stapelspeicher eingegebenen Wörter ersetzt.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber —
Dies ist eine sogenannte " First in - last out " ( FILO )-Arbeitsweise.
Jeder Datenplatz in jedem Stapelspeicher kann direkt adressiert oder ausgelesen werden. Der Stapelspeicher
520 speichert die Wörter A(n), A(n-1)..., der Stapelspeicher 520 speichert Po (n) , Po (n-1)..., der Stapelspeicher 524
speichert P1(n), P1(n-1)... und der Stapelspeicher 526
speichert P3 (n) , P3(n-1)... -Der Decodierer 532 decodiert die Steuerwörter, die von der Leitung 516 kommen, und leitet
daraus die einzelnen Steuersignale für jeden Stapelspeicher ab. Das Ausgangssignal jedes Lesevorgangs wird im Speicherregister
534 gespeichert und bildet ein Eingangssignal des Rechen- und Steuerwerks 500.
Die Fig. 11 zeigt die Organisation des zweiten Speichers
510 (Fig.9), das Speicherabschnitte 540, 542, 544 und
enthält. Der Speicherabschnitt 540 speichert Konstanten K, , einschließlich K bis K,. Der Speicherabschnitt 542
iC O fs
speichert Datenwörter «f, einschließlich <f bis ά . Der
iC O 4i -
Speicherabschnitt 544 speichert Datenwörter R(n) aus dem
Referenzgenerator 181, die über ein Schieberegister 548
eingespeichert werden. Der Speicherabschnitt 546 speichert E(n). Alle Einspeichervorgänge oder alle Auslesevorgänge
in oder aus allen Speicherabschnitte(n) können getrennt voneinander
durch geeignete Steuerwörter gesteuert werden, die im Decodierer 550 decodiert werden. Jedes adressierte
Datenwort in jedem der Speicherabschnitte 540 bis 546 wird bei seiner Adressierung über eine Torschaltung 554 in
ein Speicherregister 552 eingegeben. Der Speicherabschnitt 544 ist als Stapelspeicher aufgebaut,·in.dem jedes gespeicherte
Datenwort R(n), R(n-1)... R(n-1) direkt adressiert
werden kann. Das Rechen- und Steuerwerk 500 hat als Eingangsignale die Ausgangssignale der Register 534
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3-H1503
R. Treiber -
des Speichers 508 und 552 des Speichers 510 (Fig.9).
Das Rechen- una Steuerwerk führt mit seinen Eingangs-*·
Signalen die Rechenoperationen durch, und gibt darauf die Ergebnisse in seinen Akkumulator 556 ein. Darauf werden
die Ergebnisse ausgespeichert und unter der Steuerung der
Ansteuerlogik 504 in den Speicher übernommen.
Die tatsächlichen arithmetischen und logischen Operationen,
die das Rechen- und Steuerwerk 500 durchführt, werden nachstehend zusammengefaßt:
Funktion
Multipliz ieren Multiplizieren/Addieren Subtrahieren/Addieren Inkrementieren
Dekrementieren
Komplementieren von ACC falls negativ
Nullsetzen von ACC Starten
Operation
C(R1) · C(R2)—> ACC C(RD · C (R2)+C (ACC)-» ACC
C (=R1) =C (=R2) +C (ACC )-* ACC
C(M2)+ LSB—*M2 C(M2)- LSB—=>M2
falls Signum ACC negativ: 2N-C(ACC) —»ACC
Wert "O1
ACC
Beginn des Nachstellprozesses
20 im obigen bedeutet LSB das niedrigstwertige Bit ( LSB = least
significant Bit ).
Zur Durchführung der Multiplikation werden die Inhalte der Speicherregister 534 und 552 mulitpliziert und das Produkt
in den Akkumulator 556 eingespeichert.
25 Zur Durchführung der Multiplikation/Addition werden die Inhalte
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber — "?
der Speicherregister 534 und 552 multipliziert und das Ergebnis zum Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert.
Zur Durchführung der Subtraktion/Addition werden die Inhalte von einem oder von beiden Registern 534 und 552 zum
Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert, wobei unter der Steuerung eines Feldcodes geeignete Vorzeichenänderungen
vorgenommen werden.
Zur Durchführung der Inkrementierung oder der Dekrementierung
werden die Inhalte des jeweiligen Speicherplatzes vergrößert, wenn das Vorzeichen eines Akkumulatorinhalts
negativ ist und verkleinert, wenn dieses Vorzeichen positiv ist, d. h. entsprechend dem Feldcode.
Zur Durchführung der Funktion "Komplementieren von ACC, falls neg." wird das Vorzeichen des Akkumulatorinhalts in
ein positives geändert, wenn es negativ ist.
Zur Durchführung der' Funktion "Umsetzen von ACC" wird der
numerische Wert Null in den Akkumulator eingespeichert-Zur Durchführung des Startens, welches das externe Laden von
Konstanten erlaubt, wenn ein externes Schreibsteuersignal vorhanden ist, wird der Akkumulatorinhalt gelöscht, und
die Kennzeichenbit des Akkumulators bei 562 werden zurückgesetzt.
Die Struktur des von der Ansteuerlogik 504 abgegebenen
Steuerworts das über die Leitung 516 in die Speicher 534
2-" und 552 eingegeben wird, weist beispielsweise ein 6-Bit-Feld
für den Speicher M1 auf, ein 7-Bit-Feld für den Speicher
M2 und ein 5-Bit-Feld für das Rechen- und Steuerwerk 500. · Somit hat jedes Steuerwort 18 Bits. Diese Aufteilung des
des Steuerworts läßt sich wie folgt darstellen:
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber - ψ
3U1503
*"" Ίαι —
SS
Feld für Μ1 Eingeben Adressieren Auswahlen Zwischensumme Speicher M1 j 1 j 2 j 1 I 2 ■ | 6-Bits
Feld für
Speicher M2 j 1 j 1
M2 Lesen/Schreiben Adressieren Aus- Zwischen-
I wählen summe
3 2 7-Bits
Feld für
Rechenw.500
Rechenw.500
Steuerwort
Operation 5
Feld für M1
Feld für M2
Feld für Rechenw.
l·
Zwischensumme 5-Bits
Summe
18-Bits
Ein Flußäiagramm der Arbeitsweise der Nachstelleinheit zeigt
die Fig. 12. Der Ablauf ist wie folgt:
Durch ein externes Startsignal auf der Leitung 570 wird ein auf der Leitung 572 erscheinendes Kennzeichensignal, das den
Abschluß eines Nachstellvorgangs bedeutet, zurückgesetzt,
und es werden Speicherplätze und der Akkumulator 556 und die dazugehörigen Register gelöscht. Wenn ein externes Schreibsignal
auf der Leitung 574 vorhanden ist, erlaubt es die Ansteuerlogik 504, daß die Anfangswerte K und /, über ein
Schieberegister 576 extern geladen werden. Wenn kein externes Schreibsignal vorhanden ist, werden die gespeicherten Werte
K und a, über die Ansteuerlogik 504 bereitgestellt.
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
R. Treiber -
Die Werte A(n) und R(n) werden zu den AbtastZeitpunkten nT
von außen her bereitgestellt. R(n) und A(n) werden in ihre Speicher 520 bzw. 548 eingegeben, A(n-2) wird in das Register
534 des Speichers M1 geholt, und K2 wird in das Register 552 des Speichers M2 geholt. Ihr Produkt wird vom
Rechen- und Steuerwerk 500 berechnet und im Akkumulator 556 behalten. Auf ähnliche Weise wird A(n-1) · K1 darauf
berechnet und zum Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert. Darauf wird A(n) zum Inhalt des Akkumulators hinzuaddiert.
Die rückzukoppelnden Po-Terme werden vom Akkumulatorinhalt subtrahiert gemäß der Gleichung:
neues Po(n) = A(n) + K1A(n-1)+K3A(n-2) -K3PoCn) K4Po(n-1)
(Gl.35)
Diese Operation entspricht der Funktion , die
D(Z 1J
in Fig. 5 gezeigt ist. Das Ergebnis Po (n) wird in den für
Po vorgesehenen Stapelspeicher 522 eingespeichert.
Schritt 3 Berechnung von P3(n)
Der Term P3(η) am Ausgang des Filters, der der übertragungsfunktion
_„ z~1 entspricht. (Fig. 5), wird in ähn-
D(Z"1)
licher Weise berechnet gemäß:
licher Weise berechnet gemäß:
neues P3(n) = -KoPo(n-1) -P3(n) K3 - P (n-1) K4
(Gl.36)
Kg/R
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16.10.1981
3H1503
- -να- -3?
R. Treiber -
Und das Ergebnis wird in den P_. vorgesehenen Stapelspeicher
526 eingespeicnert.
Schritt 4 Berechnung von P1(n)
Auf ähnliche Weise wird P (n) berechnet und in den Stapel-Speicher
P1 eingespeichert gemäß:
neues 'P1 (n) = KoA (n-1) - P1 (n) · K3 - P^n-I) - K41
(Gl.37)
Ko Z
was der in Fig. 5 angegebenen Filterfunktion ^ ent-
D(Z"1)
spricht.
Der Fehlerterm wird berechnet nach:
E(n) = Po(n)Ko + R(n-1) (Gl.38)
E (n) wird behalten, d. h. gespeichert an dem dafür vorgeschriebenen
Platz. Diese Operation entspricht der Funktion der bei Fig. 5 oben rechts gezeigten Summierschaltung.
Schritte 6 und 7 Berechnung der Werte C, , Aktualisieren
der Werte K,
Die Werte C, werden auf der Grundlage der im vorstehenden
beschriebenen Näherung berechnet. Zu dieser Operation ge-
Kg/R
16.10.1981
16.10.1981
3H1503
. Treiber - τ
hört das Incrementieren oder Decrementieren von K, aufgrund
Jc
des Vorzeichens der Komponenten C, des Gradientenvektors,
ic
CL Ϊ2· r
Ck(n) = Pk(n) E(n)
bei negativem Vorzeichen:K, erhöhen
bei positivem Vorzeichen:K, erniedrigen
(Gl.39)
Schritte 8, 9 und 10 Prüfen, ob Nachstellvorgang abgeschlossen
Der Absolutbetrag von C, wird berechnet durch Ändern des
Vorzeichens von C, , falls es negativ ist. Der entsprechende Wert c/, ' wird vom Absolutbetrag von C, subtrahiert. Falls die
Differenz im Akkumulator positiv ist, wird das Kennzeichen gleich 1 gesetzt. Falls die Differenz'negativ ist, bleibt
das für. das Kennzeichen vorgesehene Flip-Flop unverändert, d. h. ι
Jc, J - α. = +: Kennzeichen setzen
= -: Kennzeichen zurückgesetzt lassen
Dieser Schritt wird für jede Komponente des C, des Gradientenvektors,
d. h. für C bis C. durchgeführt. Am Ende dieser Prozedur wird der Wert des Kennzeichens geprüft und falls
das Kennzeichen gleich O ist, was bedeutet, daß keine Komponente C, den entsprechenden Wert ο überschritten hat,
dann ist der Nachstellvorgang abgeschlossen. Wenn jedoch das Kennzeichen gleich 1 ist und damit andeutet, daß einer
oder mehrere Werte von C, den ihnen entsprechenden Wert
Kg/R
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16.10.1981
3U1503
R. Treiber — Τ-
ςΓ, überschritten hat, dann ist der Nachstellvorgang nicht
ic ■
abgeschlossen, und der Zyklus muß wiederholt werden. Die Ansteuerlogik 504 kehrt zurück zum Schritt 2, um das nächste
Abtastsignaüy das nach einem Intervall T auf das vorausgeh-■
ende Abtastsignal erfolgt, zu erwarten- Wenn das Kennzeichen gleich 0 ist,wird das den Abschluß eines Nachstellvorgangs
anzeigende Signal EC zur externen Erkennung ausgegeben und die Prozedur abgeschlossen, so daß das externe System die
Werte von K bis K. aus dem Speicher zum externen Gebrauch auslesen kann. Zu diesem Zeitpunkt kann dann die Nachstellschaltung
einer anderen Teilnehmeranschlußleitung zugeteilt werden.
Was die Ausführungszeiten betrifft, so muß die Nachstelleinheit die Schritte 2 bis 9 in einer Zeit abschließen,
die kleiner oder gleich dem Abtastintervall T ist. Bei der derzeit üblichen Abtastung beträgt das Abtastintervall 125
MikroSekunden, was einer Abtastfrequenz von 4kHz entspricht.
Geht man davon aus, daß während der Schritte 2 bis 9 maximal 50 Steuerwörter zu verarbeiten sind, so muß jedes Steuerwort
in etwa 2 Mikrosekunden verarbeitet werden. Im ungünstigsten Fall bedeutet ein Steuerwort das Holen zweier Wörter aus
dem Speicher 508 und dem Speicher 510/ das Multiplizieren dieser Wörter und das Addieren ihres Produkts zum Inhalt des
Akkumulators. In diesem Fall können folgende Anforderungen
an die Ausführungszeiten aufgestellt werden:
Speicherzugriff: 0.5 Mikrosekunden Multiplizieren: 1.0 Mikrosekunden
Addieren: 0.5 Mikrosekunden
Insgesamt: 2.0 Mikrosekunden.
Kg/R
16.10.1981
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R. Treiber -
Diese Anforderungen verlangen Parallelübertragungen zwischen den verschiedenen Registern und arithmetische
Operationen im Parallelbetrieb. Bei einer 13-Bit-Arithmetik,
die den Fernsprechanforderungen genügt; sind diese Leistungsmerkmale
bei der heutigen Technik der hochintegrierten Schaltkreise (LSI) erreichbar, wenn man die hier beschriebene
Entzerrerstruktur verwendet.
Gegenwärtig handelsübliche und allgemein verwendbare Mikrorechner,
die 8 bis 16 Bits parallel verarbeiten können, wären nicht in der Lage, die obigen Leistungsanforderungen zu
erfüllen, wenn eine standardmäßige Programmierung verwendet wird. Die neuen vorstehend beschriebenen Merkmale der hier
erläuterten Struktur einer Nachstelleinheit ermöglichen es aber, diese Leistungsanforderungen zu erfüllen. Eine kurze
Zusammenfassung dieser neuen Merkmale ergibt unter anderem die folgende Aufstellung:
(1) Speicheraufteilung in mehrere Speicherabschnitte,
die gleichzeitig adressierbar sind,
(2)spezielle Speicherorganisation, die die erforderlichen
Operationen erleichtert ( direkt adressierbare Stapelspeicher ) ,
(3) die Fähigkeit der Parallelarithmetik in Bezug auf
das Multiplizieren und Addieren,
(4) Mikrocodierte Steuerwörter, die gleichzeitig die
Speicher und das Rechen- Steuerwerk steuern,
(5) Steuerwörter, die direkt auf die erforderliche spezifische Operation bezogen sind, z. B. Multiplizieren/
Addieren, Komplementieren von ACC, falls neg., Inkrementieren, Dekrementieren.
Kg/R
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3U1503
R. Treiber -
Eine alternative Ausführungsform der vorstehend beschriebenen
Nachstelleinheit läßt sich verwirklichen, wenn man einen allgemein verwendbaren Signalprozessor zugrunde legt,
der spezielle Fähigkeiten hinsichtlich arithmetischer Operationen und Speicheroperationen hat. Ein vereinfachtes
Blockschaltbild eines solchen allgemein verwendbaren Prozessors ist in Fig. 7 gezeigt.
Die beschriebenen Schaltungen sind alle in digitaler hochintegrierter
Technik realisierbar. Fügt man die .Rückkopplungs- und Vorwärtskopplungsschleifen und die F- und
Η-Filter hinzu und ersetzt man den standardmäßigen Ausgangsverstärker des Decodierers durch einen Steilheitsverstärker,
so ist es möglich,eine vollständige Teilnehmeranschlußschaltung
auf einem einzigen hochintegrierten Baustein zu verwirklichen. Die F- und Η-Filter sind einfache rekursive
Filter, die in einem Codec - Baustein oder in einem Codec Filter - Baustein mit eingebaut werden können. Somit ermöglicht
die vorliegende Erfindung den Verzicht auf eine analoge Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltung nach dem Stand
der Technik und auf diskrete Abschluß- und Abgleichs-Netzwerke, da diese durch die programmierbaren digitalen
vorstehend beschriebenen hochintegrierten Schaltkreise ersetzt werden können. Dies führt zu geringeren Kosten bei
der Herstellung, bei der Installation und bei der Betriebsüberwachung und bringt darüberhinaus eine Verbesserung
der Leistungsmerkmale.
Wenn auch nichtrekursive Filter als H- und F-FiIter verwendbar
sind, so würden doch ihre Kosten höher sein als bei den beschriebenen rekursiven Filtern.
Kg/R
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3ΗΊ503 -"
R. Treiber -
Man hätte auch eine nichtrekursive Filterkoeffizienten-•
Nachstelleinheit gemäß dem Stand der Technik entweder für nichtrekursive oder rekursive F- und Η-Filter verwenden
können, jedoch wäre dies ungünstiger als die vorstehend beschriebene Lösung. Die nichtrekursiven Filterstrukturen,
die durch eine nichtrekursive Nachstelleinheit gegeben sind, könnten in eine rekursive Struktur der beschriebenen Art
umgewandelt werden, wenn man den Algorithmus yon Fletcher-Powell
anwendet. Dieser ist beschrieben von Deczky:
"Synthesis of Recursive Digital Filters", IEE Trans. Audio Electro Acoust. Vol. AÜ-20, Oct. 1972, Seiten 257 bis 263.
Aber auch diese Technik erfordert einen wesentlich größeren Schaltungsaufwand als die vollkommen rekursive Struktur
gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Speicher 330 nach
Fig. 7 enthält verschiedene Speicherabschnitte, den Speicherabschnitt 336 zur Speicherung der Koeffizienten Ck, den
Speicherabschnitt 338 zur Speicherung von Koeffizienten K, ,
den Speicherabschnitt 340 zur Speicherung von Korrelationssummen den Speicherabschnitt 342 zum Speichern der Werte
A und cC , den Speicherabschnitt 344 zum Speichern von
Zwischenergebnissen A(n) , Pk(n) , .. . P^nJc, f und den Speicher-
abschnitt 346 zum Speichern eines Steuerprogramms zum Zugriff zu den gespeicherten Daten entsprechend den von einer Ansteuerlogik 332 bereitgestellten Adressen. Die Berechnung
erfolgt mit Hilfe eines Rechenwerks 334.
Die Fig. 8 zeigt einen verallgemeinerten digitalen Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer
für Vollduplex-Signale auf der Leitung 400.
3H1503
ti
R.Treiber - τ
Der Kodierer hat eine Verstärkung von 1 und enthält ein Vorfilter 402
für den Analog-Digital-Wandler 403 und ein digitales Nachfilter 406.
Die Schaltung naeh Fig.l arbeitet in der gleichen Weise wie die nach
Fig.3,und die Impedanzanpassung an die Fernsprechleitung geschieht
ähnlich. Der Dekodiererweg, der einen Digital-Analog-Wandler 406,
ein dazugehöriges Vorfilter 408 und ein dazugehöriges Nachfilter 410
enthält, wandelt die von der Leitung 412 herkommenden Sendesignale in Analogsignale um, die über die Leitung 400 ausgesendet werden. Ein
Steilheitsverstärker 414 sorgt für einen unendlichen Ausgangs-Scheinleitwert.
Die automatische Koeffizienten-Nachstelleinheit 130 (Fig.2) liefert aktualisierte Filterkoeffizienten und Steuersignale für das
H-Filter 416 und das F-Filter 418, so daß am Ausgang einer Summierschaltung
420 unerwünschte Rückflußsignale unterdrückt sind. Die Rückkopplung
vom Kodierer und das F-Filter 418 wird durch Schalter 422 und 424 eingeschaltet,
wobei diese beiden Schalter von der Nächste!!einheit 130
(Fig.2) gesteuert werden.
Der Multiplexer 157 (der in Fig.2 allgemein beschrieben ist), ist in
Fig.13 ausführlicher dargestellt. Der Multiplexer ermöglicht es, die
Nächste!!einheit in Zeitmultiplex für eine Vielzahl von Leitungen 1
bis N zu verwenden. Der Multiplexer 157 bestimmt, welche Leitung an
die Nächste!!einheit anzuschalten ist. Er verarbeitet im Zeitmultiplex
die Signale A (n) von der Vielzahl der Teilnehmeranschlußschaltungen
und verteilt die Filterkoeffizienten, die Schaltersteuersignale und die Steuersignale für die Betriebsarten der Filter und das Bezugssignal des
Referenzgenerators 161 auf die Leitung, die gesteuert vom Betriebsüberwachungssystem
jeweils ausgewählt ist.
Signale R (n) vom digitalen Referenzgenerator 161 gelangen über eine
Torschaltung 600 auf die Leitungen 1 bis n, wobei R (n) über UND-Schaltungen ADDl bis ADD N, die über eine Logik 602 vom Betriebsüberwachungssystem
angesteuert werden, an jeweils eine der n-Ausgangsleitungen gelangt.
Die geeignete Adresse wird durch ein Schieberegister 604 durchgeschoben, dekodiert in einem Dekodierer 606 und, wie gezeigt, der Logik 600 zugeführt.
3U1503
R.Treiber -τ
Die Taktsignale und die Steuersignale und die Betriebsart des Filters,
die vom Betriebsüberwachungssystem herkommen, werden über eine Torschaltung 608 den Leitungen 1 bis η zugeführt. Diese Signale werden
in Flip-flops 610 und 612eingespeichert, deren Ausgangssignale mit den
Signalen ADD 1 bis ADD η vom Dekodierer 606 in UND-Schaltungen verknüpft
werden. Die Wörter A(n) von den Leitungen 1 bis N werden von einer Torschaltung 614 ausgewählt und der Nächsten schaltung als das
Ausgangssignal einer Oder-Schaltung 616 zugeführt. Jedes Eingangssignal
A(n) von jeder der Leitungen 1 bis N wird mit Signalen ADD I bis ADD N
vom Dekodierer 606 in UND-Schaltungen der Torschaltung 614 verknüpft.
Die Filterkoeffizienten der F- und H-Filter für jede der Leitungen
1 bis N beispielsweise für das F-Filter 272 und das H-Filter 116 (Fig.2)
der Teilnehmeranschlußschaltung 1 von N werden von der Nächste!!einheit
über die Torschaltung 618 der Leitung 1 von N zugeführt. Die Filterkoeffizienten
durchlaufen dazu in der Logikschaltung 618 UND-Schaltungen,
an deren anderen Eingängen jeweils die Signale ADD 1 bis ADD N vom Dekodierer 606 liegen und gelangen somit auf die richtige Leitung.
Schließlich wird Fig.14 betrachtet, die ein Blockschaltbild der
wichtigsten Schnittstellenverbindung zwischen der Nächste!!einheit,
dem Betriebsüberwachungssystem, dem Multiplexer und den Teilnehmeranschlußschaltungen
zeigt. Das Betriebsüberwachungssystem 650 kann aus einer herkömmlichen Datenquelle, beispielsweise aus einem Rechner und
dem damit verbundenen Speicher bestehen. Die gezeigten Datensignale und
Steuersignale, die an anderer Stelle beschrieben sind, sorgen für die
erforderlichen zeitlichen Abläufe und für die Zusammenarbeit zwischen der Nachstelleinheit, dem Betriebsüberwachungssystem und den Teilnehmeranschlußschaltungen
auf dem Weg über den Multiplexer 157.
Leerseite
Claims (8)
- PatentansprücheSchaltungsanordnung zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung, insbesondere Teilnehmerschaltung zum Anschluß einer analogen, im Vollduplex betriebenen Fernsprechleitung an eine digitale Vermittlung, dadurch gekennzeichnet, daß sie enthält:- einen Analog-Digital-Wandler (135) im Vierdraht-Empfangsweg, der das von der Fernsprechleitung (102,104) empfange- < analoge Signal und das vom Vierdraht-Sendeweg her über ~ die Fernsprechleitung auszusendende analoge Signal in ein zusammengesetztes Digitalsignal umwandelt,- einen Digital-Analog-Wandler (114) im Vierdraht-Sendeweg, der eine analoge Signalspannung abgibt, welche das über die Fernsprechleitung auszusendende Informationssignal darstellt,- Mittel (159) zum Bestimmen von Koeffizienten, welche die 5 Übertragungseigenschaften der Fernsprechleitung repräsentieren,- ein erstes digitales Filter (272) mit einstellbaren Koeffizienten, dem das von der digitalen Vermittlung kommende digitale Sendesignal zugeführt wird und das durch Multiplikation seines Eingangssignals mit den Koeffizienten ein dem unerwünschten, vom Sendesignal stammenden Anteil des Empfangssignals darstellendes Signal abgibt,Kg/R
16.10.19811V
■»3U1503R. Treiber - 7wobei die einstellbaren Koeffizienten dieses Filters von den die Übertragungseigenschaften der Fernsprechleitung repräsentierenden Koeffizienten abgeleitet sind,- ein zweites digitales Filter Cl16) im Vierdraht-Sehdeweg mit einstellbarem Koeffizienten, dem das von der digitalen Vermittlung kommende digitale Sendesignal zugeführt wird, und das eine Impendanzanpassung der Schaltungsanordnung an die Fernsprechleitung bewirkt, wobei die die Übertragungseigenschaften der Fernsprechleitung darstellenden Koeffizienten als Filterkoeffizienten verwendet werden,- einen Steilheitsverstärker (200), der im Vierdraht-Sendeweg dem Digital-Analog-Wandler nachgeschaltet ist und der einen Ausgangsscheinwiderstand von nahezu unendlich hat,- eine digitale Summierschaltung (139), die das Ausgangssignal des ersten digitalen Filters (272) mit dem zusammengesetzten digitalen Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers (135) derart kombiniert r daß dessen unerwünschte, vom Sendesignal stammende Echoanteile kompensiert werden , - 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten des ersten digitalen Filters (.272) derart eingestellt werden, daß es eine Dämpfung um die Hälfte und eine Verzögerung bewirkt, die der'Umlaufverzögerung des Digital-Analog-Wandlers (114) entspricht.
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (159) zum Bestimmen der Filterkoeffizienten eine Koeffizienten-Nachstelleinheit (159) sind, die zusammen mit den digitalen Filtern jeweils einen automatischen Entzerrer bildet.Kg/R
16.10.19813U1503R. Treiber - 7 - 4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler (135) ein Sigma .-Delta-Codierer ist.
- 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler (135) ein Vorfilter (133) zur Begrenzung seiner Eingangsbandbreite und ein Nachfilter (137) zur Einstellung einer gewünschten Rückkopplungs-Verstärkungskurve hat.
- 6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, 0 dadurch gekennzeichnet, daß es einen Rückkopplungsweg mit enthält, der vom Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (135) auf den Eingang einer im im Vierdraht-Sendeweg dem zweiten digitalen Filter (116) vorgeschalteten digitalen Summierschaltung (151) führt, die das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers (135) zu dem von der digitalen Vermittlung kommenden Sendesignal addiert und daß der Rückkopplungsweg einen Schalter (106) aufweist.
- 7. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite digitale Filter (272,116) rekursive digitale Filter mit maximal fünf Filterkoeffizienten sind.
- 8. Schaltungsandordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Digital-Analog-Wandler (114) ein Vorfilter (153) vorgeschaltet ist zum Einstellen einer gewünschten Verstärkungskurve bei der Digital-Analog-Wandlung und daß ihm ein Nachfilter zur Herabsetzung von Quantisierungsrauschen nachgeschaltet ist.Kg/R
16.10.1981R. Treiber - 7Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Anpassung an den Scheinwiderstand der Fernsprechleitung dienenden Filterkoeffizienten nachgestellt werden, während die Fernsprechleitung im Fersprech-Betriebszustand ist und daß die nachgestellten Filterkoeffizienten bis zum nächsten Fernsprech-Betriebszustand gespeichert werden.
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Title |
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"A Microprocessor Echo Canceller", International Conference on Digital Satellite Communications, 23. bis 25. Oktober 1978, S. 219-224 * |
Fa. Ellemtel, Spezifikation: "Requirements for a Subscriber Line Audio Processing Circuit (SLAC)", 10. Oktober 1979 * |
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