CH655213A5 - Sprachverarbeitungsgeraet fuer teilnehmerleitungen. - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Sprachverarbeitungsgerät für Teilnehmerleitungen nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Bisher bekannte Sprachverarbeitungsgeräte zur Umwandlung von Sprachsignalen in digitale Form zur Übertragung enthalten typischerweise eine Teilnehmerleitungsschnittstellenschal-tung (SLIC), die eine Zweidraht/Vierdrahtumwandlung und eine Leitungsspeisung unter Anwendung der Technik von Übertragern umfasst. Im weiteren sind zusätzliche Schaltungen, um überwachende Prüf- und Anruffunktionen zu erfüllen, Sende-und Empfangs-Analogfilter und eine Codier-Decodier-Schaltung (CODEC) nötig, welche die eigentliche Umwandlung der Analogsignale in pulscodemodulierte (PCM) Signale vornimmt und die PCM-Signale auch wieder in Analogsignale zurückverwandelt. Hersteller von integrierten Schaltungen versuchen gegenwärtig, diese einzelnen Schaltungskomponenten durch integrierte Schaltungen zu ersetzen, welche diese verschiedenen Funktionen vollziehen, d.h. ein monolithischer Einkanal-CODEC ersetzt die CODEC-Funktion, ein Einkanalfilter ersetzt die Filterfunktion und eine monolithische SLIC ersetzt den Übertrager und die mit ihm assoziierte Hardware. Der Aufbau bekannter Systeme basiert auf Komponenten, die vor etlichen Jahren entwickelt wurden. Ein einfacher Ersatz dieser Komponenten unter Verwendung der Grossintegration (LSI) - Technologie nutzt diese Technologie nicht in der vorteilhaftesten Weise aus.

Bekannte Systeme können vom Aufbau her in drei Kategorien unterteilt werden:

(1) Hochspannungsanalogschnittstellen zur Teilnehmerleitung

(2) Verarbeitung des Sprachsignals einschliesslich Zweidraht/ Vierdrahtumwandlung, Filtern und Codieren und

(3) Schnittstelle zum Digitalbereich einschliesslich dem PCM-Signalweg und der Steuerleitung zu einem Verarbeitungsgerät oder zu einer Steuerschaltung.

Bei der Schaffung eines neuen Systems ist es sinnvoll, dieses System gemäss diesen Kategorien einzuteilen. Die Analogschnittstelle zur Teilnehmerleitung verlangt sowohl Starkstrom-als auch Hochspannungsgeräte und wird deshalb am besten mittels bipolarer Hochspannungstechnik verwirklicht. Anlagen der bipolaren Hochspannungstechnik sind keine kompakten Geräte, und deshalb sollte dieses Gerät so einfach wie möglich gehalten werden. Die Signalverarbeitungs- und Digitalschnitt-stellenfunktionen können beide mittels Niederspannungstechnik durchgeführt werden. Anlagen der Niederspannungstechnik werden in hochdichter LSI-Technologie gebaut, wobei die gegebene Wahl aus Kostengründen ein n-Kanal-Metalloxidhalbleiter (MOS) ist.

Gegenwärtig erfolgt die Signalverarbeitung in Form von analoger Zweidraht/Vierdraht-Umwandlung gefolgt durch Analogfiltrierung, analoge Abtast- und Halteoperationen und Analog/Digital- und Digital/Analog-Umwandlung. Da der n-Kanal MOS optimal für Digitalfunktionen ist, ist es vorteilhaft, ein neues Systems auf der Basis der Digitalsignalverarbeitung zu schaffen. Jedoch sind die Gestalter solcher Systeme bislang wenig geneigt ge wesen,^solche Digitalfilter zu verwenden, da diese Filter komplexe Strukturen aufweisen, die eine grosse Menge Hardware verlangen und eine beträchtliche Menge elektrischer Energie verbrauchen.

Obwohl die für die Teilnehmerleitungsfunktionen benötigten Filter komplexe Filter sind, ist das Digitalfilter im Vergleich zum Analogfilter kostengünstiger. Beim Vergleich von Filterkosten (basierend auf der erforderlichen Siliziumfläche) mit der Komplexität und der vom Filter verlangten Leistung wurde festgestellt, dass bei Analog-Filtern die Kosten in einem linearen

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Verhältnis zur Komplexität wachsen. Obwohl im Falle von Digitalfiltern hohe Anfangskosten erforderlich sind, werden doch die Kosten bei grösser werdender Komplexität stark reduziert. Ein Grund hierfür liegt darin, dass Digitalfilter Hardware mehrfach koppeln und miteinander die Zeit teilen können, während dies bei Analogfiltern nicht der Fall ist. Auch erfordert der Digitalfilter keine Präzisionskomponenten, wohingegen das Analogfilter eine grosse Anzahl solcher Präzisionskomponenten verlangt, die eventuell abgeglichen werden und sehr niedrige Trift aufweisen müssen, um den Leistungsvorschriften zu genügen.

Typische Digitalfilter erfordern schnelle Multipliziereinrichtungen, die sehr viel elektrische Energie verbrauchen. Die Verwender von Fernmeldesystemen fordern von den Geräten in der Regel aber einen niedrigen Energieverbrauch. Deshalb verwenden bekannte Anwender historisch gesehen lieber Analogfilter als Digitalfilter.

Es ist eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Sprachverarbeitungsgerät für Teilnehmerleitungen zu schaffen, in dem die Signalverarbeitung erst dann stattfindet, wenn die Eingangssprachsignale in digitale Form umgewandelt worden sind.

Im weiteren ist es das Ziel dieser Erfindung, eine verbesserte Schaltanordnung für die Analog/Digital-Umwandlung und eine verbesserte Technologie in bezug auf die digitale Filtrierung zu schaffen.

Diese Aufgaben werden erfindungsgemäss durch ein Sprachverarbeitungsgerät gelöst, wie es im Patentanspruch 1 definiert ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert:

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm, das die Systemarchitektur einer erfindungsgemässen Sprachsignalverarbeitungsschaltung für Teilnehmerleitungen veranschaulicht,

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines Nichtrekursivfilters (FIR-Filter),

Fig. 3 und 4 zeigen Blockdiagramme von zwei Arten von Rekursivfiltern (IIR-Filter),

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines bekannten interpolierenden Analog/Digital-Wandlers,

Fig. 6a und 6b illustrieren eine dreistufige bzw. zweistufige Interpolationsschaltung,

Fig. 7a und 7b illustrieren die Arbeitsweise des interpolierenden A/D-Wandlers,

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, dass die frequenzabhängige Verstärkung eines Analog/Digital-Wandlers bei Benutzung eines Wandlers der in Fig. 10 dargestellten Art illustriert,

Fig. 9 illustriert in einem Blockdiagramm einen interpolierenden A/D-Wandler, der gemäss der vorliegenden Erfindung modifiziert wurde,

Fig. 10 illustriert eine alternative Ausführungsform des interpolierenden A/D-Wandlers,

Fig. 11 illustriert die Arbeitsweise des in Fig. 10 gezeigten A/D-Wandlers,

Fig. 12 ist ein Diagramm, das die Signal/Rausch-Verhält-nisse für einen adaptiven A/D-Wandler veranschaulicht,

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das schematisch die Schaltung für den modifizierten Betrieb des in Fig. 10 gezeigten Wandlers zeigt,

Fig. 14 ist ein Blockdiagramm, welches die Arbeitsweise eines Wandlers mit und ohne die in Fig. 13 gezeigte Modifizierung illustriert,

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das ein digitales Frequenzreduktionsfilter zeigt,

Fig. 16 zeigt die Hardware-Ausführung des in Fig. 15 gezeigten Filters,

Fig. 17 ist ein Logikdiagramm, das die Ausführung eines FIR-Filters zeigt,

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Fig. 18 ist ein Logikdiagramm, das die Ausführung eines 23-Abgriff-FIR-Filters zeigt,

Fig. 19 ist ein Logikdiagramm, das die Ausführung eines Paralleladdierfilters zeigt,

Fig. 20 ist ein Logikcjiagramm, das eine kombinatorisch-logische Ausführung eines Drei-Abgriff-FIR-Filters zeigt,

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein Fünf-Abgriff-FIR-Filter, das eine ROM-Suchschaltung verwendet, zeigt und

Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, das schematisch eine Ausführung eines 8-Abgriff-FIR-FiIters zeigt, das eine ROM-Suchschaltung verwendet.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm für eine Teilnehmerleitung-SprachVerarbeitungsschaltung (SLAC) 10 zur Verwendung mit einer Teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung (SLIC) 12. Im allgemeinen besteht die SLAC aus Schaltungen, die einen Sende- und Empfangspfad bilden. Der Sendepfad umfasst Eingangsfilter 14, einen Analog/Digital-Wandler 16, eine digitale Signalverarbeitungsschaltung 18 und eine Sendeschaltung 20. Der Empfangspfad verläuft über eine Empfangsschaltung 22, eine Empfangssignalverarbeitungsschaltung 24, einen Digital/ Analog-Wandler 26 und ein Ausgangsfilter 28. Zusätzlich sind auch eine Eingabe/Ausgabe-Steuerung 30 sowie eine zusätzliche Schnittstellenschaltung 32 und eine Steuerschaltungsanordnung 34 vorhanden.

Das Eingangsfilter 14 ist ein einfaches Signalunterdrük-kungsfilter, das verwendet wird, um Signale in Nähe der Abtastrate daran zu hindern, während späteren Frequenzreduktionsstufen in das Sprachband zurückgefaltet zu werden. Filter 14 sollte eine Dämpfung von mindestens 10 dB bei 508 kHz aufweisen (bei einer Abtastfrequenz Fs = 512 kHz).

Dies kann durch Verwendung eines Einzelpolfilters erreicht werden, das auf eine Frequenz von 114 kHz eingestellt ist. Die Verzögerung in diesem Filter beträgt dann nominell 1,4 ßsec.

Wie nachstehend näher erläutert wird, ist der A/D-Wandler 16 ein interpolierendes Codiergerät, welches das Eingangsana-log-Signal bei einer relativ hohen Abtastfrequenz, wie z.B. 512 kHz (oder 256 kHz), abtastet und Multibit-Digitalwörter erzeugt, die repräsentativ für die Signalamplitude bei jedem Abtastwert sind.

Der A/D-Wandler trägt hauptsächlich zum Systemverhalten bei. Er erzeugt die meisten Fehler im System. Sein technisches Verhalten bestimmt das Signal/Rausch-Verhältnis, Leerlauf-Kanalrauschen, harmonische Verzerrung, Nebenband-Signalansprechen und Zwischenmodulationsverzerrung. Er kann auch den Frequenzgang begrenzen.

Die digitale Signalverarbeitungsschaltung 18 umfasst ein Paar Frequenzreduktionsfilter 40 und 42, ein Ausgleichsfilter 44, ein Entzerrfilter (ADC-Filter) 46, eine Verstärkungseinstellschaltung 48, ein Sendefilter 50 und einen Digitalkompressor 52. Wie nachstehend erläutert ist, wird der A/D-Wandler 16 auch Signale, die über 3,4 kHz liegen, genau umwandeln. Solche Signale müssen deshalb wie in einem herkömmlichen Filtersystem mittels Tiefpassfiltern gedämpft werden. Das Filtern wird mittels einer Reihe von Tiefpassfiltern bewerkstelligt, zu denen auch die Filter mit den Bezugszeichen 40, 42 bzw. 50 gehören. Das Sendefilter 50 ist nicht nur ein Tiefpassfilter sondern enthält zusätzlich einen Hochpassfilterabschnitt, um eine 60 Hz-Unterdrückung durchzuführen, was gewöhnlich in einem Signalunterdrückungsfilter erfolgt.

Digitale Filter erfordern eine grosse Menge an Rechenoperationen und je höher die Frequenz ist, desto mehr Rechenoperationen sind nötig. Deshalb ist es aus wirtschaftlichen Gesichtspunkten wichtig, die Anzahl an Rechenoperationen herabzusetzen und dabei die Abtastrate so schnell wie möglich zu reduzieren. Entsprechend besteht die Funktion der Filter 40 und 42 in der Herabsetzung der Abtastrate. Im einzelnen reduziert das

Filter 40 die Abtastrate durch Vorgabe einer Tiefpassfilterfunktion von 512 kHz auf 32 kHz. Dieses Filter muss gewährleisten, dass keine Signale mit Frequenzen über 32 kHz ins Durchlassband von 0 bis 3,4 kHz zurückgefaltet werden. Weiter sollte das Filter 40 Durchlasskennlinien aufweisen, die so flach wie möglich sind. Es ist jedoch weder notwendig noch übermässig kritisch, wenn die Durchlasskennlinien absolut flach gehalten werden, da dies in zusätzlichen Digitalfiltersektionen kompensiert werden kann.

Das 32 kHz-Signal aus dem Filter 40 wird nun in ein zweites Frequenzreduktionsfilter 42 geführt, das die Frequenz weiter auf 16 kHz erniedrigt. Dieses Filter muss gewährleisten, dass keine Signale mit Frequenzen höher als 12,6 kHz ins Durchlassband zurückgefaltet werden. Obwohl diese zwei Filter in einem Filteraufbau kombiniert werden können, werden sie tatsächlich in zwei Teile gespalten, um Signalstellen von 32 kHz und 16 kHz für die Verwendung durch andere Schaltungskomponenten zu liefern. Das Sendefilter 50 erfüllt sowohl Tiefpass- als auch Hochpassfilterfunktionen. Der Tiefpassteil dieses Filters hat eine Filterkante zwischen 3,4 kHz und 4,6 kHz, die mit der von Analogfiltern in vorbekannten Systemen gelieferten Funktion analog ist. Zusätzlich bewirkt dieses Filter eine Entzerrung, welche von den Filtern 40 und 42 und eventuell vom Vorfilter 14 hervorgerufen werden können. Der Hochpassteil dieses Filters unterdrückt alle zur Übertragung in einem Telefonsystem nicht erwünschten tiefen Frequenzsignale von kleiner als 60 Hz. Der Ausgang des Filter 50 besitzt einen linearen Code. Die Wahl eines linearen Codes ist erforderlich, um ein gutes Signal/ Rausch-Verhalten im System zu erhalten sowie auch eine einfache Verarbeitung von Signalen zu gestatten.

Der Digitalkompressor 52 verwendet einen Digitalalgorhyth-mus, um den linearen Code entweder in einen |i-Code oder in einen A-Code umzuwandeln, was in manchen Telefonsystemen verlangt wird. Wenn ein linearer Codeausgang gewünscht wird, so kann dieser Block im System überdrückt werden. Der Ausgang des Kompressors ist mit der Sendeschaltung 20 verbunden. In der veranschaulichten Ausführungsform wird die Verstärkungsfunktion durch eine Verstärkungseinstellschaltung 48 ausgeführt, die eine Verstärkung durch Multiplizieren des vom Frequenzreduktionsfilter 42 her empfangenen Digitalwertes mit einer Digitalkonstante liefert. Die Digitalkonstante ist durch den Benutzer programmierbar und kann so genau programmiert werden, dass die Verstärkung einen sehr weiten Variationsbereich im wesentlichen von + 12 dB bis minus unendlich dB aufweist.

Während in verbekannten Systemen die Verstärkung durch eine manuelle Einstellung des Systems programmiert werden muss, sind in der vorliegenden Erfindung, da die Digitalkonstante über eine Steuer-I/O-Sammelschiene 51 programmiert wird, keine Komponenten zu ändern, und die Verstärkung kann bei der Installation rechnergesteuert werden, was dem Hersteller viele Kosten und Zeit spart. Das Ausgleichsfilter 44 wird benutzt, um eine transhybride Ausgleichsfunktion zu erzielen, wie nachstehend näher erläutert wird.

Was nun den Empfangspfad anbetrifft, so werden am An-schluss 55 die empfangenen Signale in der Empfangsschaltung 22 zwischengespeichert und dann an den Eingang der Emp-fangssignalverarbeitungsschaltung 24, welche einen Digitalexpander 54, ein Empfangsfilter 56, eine Verstärkungseinstellschaltung 58, ein Entzerrfilter (ADC-Filter) 60, ein Paar Tief-passinterpolatoren 62 und 64 und ein Impedanzfilter 66 enthält, weitergeleitet.

Der Digitalexpander 54 wird durch den Anschluss 57 von der Eingabe/Ausgabesteuerung 30 gesteuert, um entweder einen jj.-Code oder einen A-Code zu wählen und ihn in einen 12- oder 13-Bit linearen Code umzuwandeln in umgekehrter Weise wie dies auch im Sendepfad geschieht. Die Eingangsabtastrate beträgt 8 kHz.

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Es ist das Ziel, im Empfangspfad das Empfangsfilter 56 zu vereinfachen, das gegenwärtig ein 8 kHz-Signal unter Verwendung einer Tiefpassfiltertechnologie filtern muss. Zusätzlich müssen die gegenwärtigen Empfangsfilter die durch eine niedrige Abtastrate verursachte Verzerrung kompensieren. Diese Verzerrung ist als (sinX/X)-Verzerrung bekannt und verursacht eine Dämpfung der Signale, wenn die Signalfrequenz annähernd der Abtastfrequenz entspricht. Zum Beispiel hat ein 3,5 kHz-Signal in einem 3 kHz-Abtastsystem ungefähr 2 bis 2,5 dB Dämpfung, welche ausgeglichen werden muss.

Gemäss der vorliegenden Erfindung ist eine verbesserte Di-gital-Filtertechnologie anzuwenden, um die Abtastrate zu erhöhen, d.h. eine Abtastrate von 256 kHz (oder 128 kHz) zu erreichen. Bei einer höhern Abtastrate ergeben sich zwei Vorteile. Erstens ist die (sinX/X)-Verzerrung stark reduziert. Tatsächlich wird sie so weit reduziert, dass keine Korrektur mehr erforderlich ist. Zweitens ist die Abtastfrequenz die einzige Frequenz, welche neben dem Sprachband unterhalb von 4 kHz vorhanden ist.

Je höher die Abtastfrequenz, desto leichter ist das Empfangsfilter 56 wegen der grösseren Frequenzdifferenz vom Durchlassband zum Sperrbereich des Filters zu bauen.

Das Filtern wird gemäss der vorliegenden Erfindung unter Verwendung von drei Filtern 56, 62 und 64 durchgeführt. Das Empfangsfilter 56 ist ein Tiefpassfilter ähnlich dem Sendefilter 50 und läuft mit 16 kHz, während der Hochpassteil des Filters 50 mit 8 kHz läuft. Das Filter 56 empfängt ein 8 kHz-Signal, aber gibt ein 16 kHz-Signal aus. Es muss deshalb eine beträchtliche Dämpfung im Frequenzband zwischen 4,6 kHz und 8 kHz besitzen, um die 8 kHz-Frequenz zu unterdrücken, die infolge der Abtastrate vorhanden ist. Während das Sendefilter 50 sowohl ein Tiefpass- als auch ein Hochpassfilter ist, ist das Empfangsfilter 56 nur ein Tiefpassfilter.

Der Grund für die Tief- und Hochpasskomponenten im Sendekreis und für nur eine Tiefpasskomponente im Empfangskreis liegt darin, dass es im Sendepfad sehr leicht ist, 60 Hz bzw. 50 Hz-Signale von Nezleitungen in Telefonleitungen einzu-k Oppeln.

Das Ausgangssignal des Filters 56 durchläuft den Verstärkungseinstellkreis 58 und das Entzerrfilter 60, welche beide nachstehend näher beschrieben werden.

Der erste Tiefpassinterpolationsschaltkreis 62 empfängt ein 16 kHz-Eingangssignal vom Kreis 58 und erzeugt ein 32 kHz-Ausgangssignal. Der zweite Tiefpaasirtterpolationsschaltkreis 64 erzeugt ein 256 kHz oder 128 kHz-Signal. Die Schaltkreise 62 und 64 dienen hauptsächlich dem Filtern der Hochfrequenzkomponenten. Das Verhalten dieser Kreise ist nicht vollkommen flach im Durchlassband, kann aber durch das Filter 56 ausgeglichen werden. Entsprechend ist das Filter 56 mit einem Ausgleichsschaltnetz versehen, das die durch die Filter 62 und 64 hervorgerufene Dämpfung kompensiert.

Das Ausgangssignal des Filters 64 wird dann in den D/AWandler 26 eingespeist, welcher dann die analogen Signale durch das Ausgangsfilter 28 leitet. In Telefonsystemen müssen die Hochfrequenzkomponenten eines Signals von den Tieffrequenzkomponenten dieses Signals mindestens einen Störabstand von 28 dB haben, damit theoretisch kein Nachfilter oder Glät-tungsfilter mehr erforderlich ist. Jedoch wird im vorliegenden System das Filter 28 aus Sicherheitsgründen beibehalten.

Digitalfilter sind komplexe, arithmetische Prozessoren, die der Filtergleichung

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gehorchen, in welcher X; der Eingangsabtastwert und Yi der Ausgangsabtastwert ist,

In Fig. 2 ist ein Nichtrekursivfilter (FIR-Filter) mit 8 Abgriffen schematisch veranschaulicht, welches sieben Speicher 68, acht Multipliziereinheiten 69 und sieben Addiereinheiten 70

umfasst. In vorteilhafter Weise verwirklicht diese Schaltung ein Filter, der durch die Gleichung

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dargestellen Formel, in welcher die Begriffe A0 bis A? die Abgriffkoeffizienten darstellen, die in die Multiplizierer 69 eingegeben wurden, während die Begriffe Xo bis X7 die vorliegenden und die verzögerten Eingangswerte von X darstellen, die mit den entsprechenden Abgriffskoeffizienten zu multiplizieren sind. Das gezeigte Gerät mit Abgriffen ist stabil, weil es keine Rückkoppelung hat und der Ausgangswert nur eine Funktion einer vorausgehenden Gruppe von Eingangswerten ist.

In Fig. 3 ist ein Rekursivfilter (IIR-Filter) in einfacher Form dargestellt, das auch als Rekursivfilter zweiter Ordnung bezeichnet wird und zwei Speicher 71, vier Addiereinheiten 72 und vier Multipliziereinheiten 73 umfasst. Diese Schaltung kann verwendet werden, um schematisch ein Filter der Gleichung

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darzustellen. Sie ist geeignet für die Benutzung als Tiefpassfilter. Im allgemeinen hat dieses Filter, das viel effizienter als das FIR-Filter mit nur zwei Speichern ist, ein schnelleres Übertragungsverhalten.

In Fig. 4 ist ein IIR-Filter in gekoppelter Form schematisch dargestellt. Diese Schaltung ist geeignet zur Benutzung als Hochpassfilter mit der Gleichung

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Man bemerke, dass dieses Filter zwei Speicher 74, sechs Multipliziereinheiten 75 und fünf Addierer 76 umfasst.

Ein Filter kann als nichtrekursiv (FIR-Filter) definiert werden, wenn in der Gleichung (1) alle b; = 0 sind. Andernfalls wird es als rekursiv (IIR-Filter) bezeichnet. IIR-Filter sind in der Regel effizienter, da eine gegebene Filtercharakteristik mit weniger Koeffizienten verwirklicht werden kann. Die grundlegenden Gesichtspunkte beim Vergleichen der Vorteile mehrerer Filter sind die Gesamtanzahl von Multiplikationen und Additionen je Sekunde, die Gesamtmenge an Speicherplätzen, die benötigt wird, um Eingangs- und Ausgangsabtastwerte (RAM) zu speichern, sowie das Gesamtspeichervermögen, das erforderlich ist, um die Koeffizienten (ROM) zu speichern.

Zwecks maximaler Leistungsfähigkeit sollten die Filter mit einer möglichst niedrigen Abtastrate betrieben werden. Diese Feststellung gilt sowohl für FIR- als auch für IIR-Filter. IIR-Filter erfordern mehr Koeffizienten, um ein Filter mit höherer Abtastrate zu verwirklichen. In der Tat wird die Zahl der Koeffizienten ungefähr verdoppelt, wenn sich die Abtastrate verdoppelt. Daher wächst mit steigender Abtastrate die Menge an RAM und ROM linear an, während die arithmetische Rate mit dem Quadrat der Abtastrate wächst. FIR-Filter erfordern beim Anwachsen der Abtastrate nicht mehr Koeffizienten, sondern erfordern längere Wörter, so dass die Rechenoperationen mehr Zeit beanspruchen und die Rechenrate mit der Abtastrate wächst.

Die richtige Auswahl der Bauweise des Systems liegt darin, zu versuchen, die Abtastrate des System durch Verwendung eines Tiefpassfilters, dessen Sperrbereich bei einer viel tieferen Frequenz als F„/2 beginnt, herabzusetzen. Wenn, z.B. ein Tiefpassfilter alle Frequenzkomponenten unter Fs/16 entfernt, dann kann der Ausgang des Filters durch ein System mit einer Abtastrate von F./8, d.h. 2x Fs/16 beschrieben werden. Das Herabsetzen der Abtastrate wird durch Verwendung jedes achten Ausgang des Filters erreicht. Man beachte, dass bei einem interpolierenden A/D-Wandler die Daten der interessierenden Frequenz 32 mal bis 64 mal abgetastet werden, so dass das zur

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Begrenzung des Signals auf Fs/16 erforderliche Filter immer noch verhältnismässig einfach ist. Bei einer Anwendung nach Art eines Telefons kann die Abtastrate durch ein Tiefpassfilter, dessen Sperrbereich bei 16 kHz beginnt, von 512 kHz auf 32 kHz herabgesetzt werden. Weil das Durchlassband bei 3,4 kHz endet, ist dieses Filter viel einfacher als das Filter, das erforderlich wäre, um eigentliche Tiefpassfilterfunktionen durchzuführen.

Das Tiefpassfilter wird am wirksamsten als FIR-Filter ausgeführt. Diese Schlussfolgerung basiert auf der folgenden Überlegung: Ein als Frequenzreduktionsfilter verwendetes IIR-Filter muss bei der Abtastrate operieren, Resultate bei der anfänglichen Abtastrate ausrechnen und dann sieben der acht Resultate wegwerfen. Alle Resultate müssen jedoch zunächst ausgerechnet werden, da jedes Resultat zum Ausrechnen des nächsten Resultats benötigt wird. Das Tiefpassfilter kann jedoch ein Filter zweiter Ordnung sein, erfordert dann aber alle 4 |j,sec fünf Multiplikationen und fünf Additionen, oder aber, in anderen Worten, eine Multiplizierfrequenz von 2,5 MHz und eine Addierfrequenz von 2 MHz. Ein FIR-Filter muss nur jedes achte Resultat ausrechnen. Es muss nicht die sieben unbenutzten Resultate ausrechnen, da sie beim Ausrechnen künftiger Abtastwerte nicht benötigt werden. Ein 20-Koeffizienten-Filter kann verwirklicht werden, welche 20 Multiplizierer und 10 Addierer bei 32 kHz erfordert. Die Multiplizierfrequenz wird auf 1,28 Hz reduziert und die Addierfrequenz ist 1,204 kHz. Weiter kann auch gezeigt werden, dass die erforderliche Speichermenge vergleichbar ist und das FIR-Filter kann mit einer einfachen Serien-addierstruktur verwirklicht werden, um Hardware zu sparen.

In der bevorzugten Ausführungsform des in Fig. 1 generell gezeigten Geräts umfasst das Frequenzreduktionsfilter 40 ein

4-Abgriff-FIR-Filter und zwei 3-Abgriff-FIR-Filter, von denen das erste das 512 kHz-Signal auf 128 kHz, das zweite das 128 kHz-Signal auf 64 kHz und das dritte das 64 kHz-Signal auf 32 kHz reduziert. Das zweite Frequenzreduktionsfilter 42 ist als

5-Abgriff-FIR-FiIter ausgeführt, das das 32 kHz-Signal auf 16 kHz reduziert, und das Entzerrfilter 46 ist ein 8-Abgriff-FIR-Filter. Das Verstärkungseinstellfilter 48 ist ein Einzelabgriff-FIR-Filter, das Sendefilter 50 ist ein 3-Abgriff-IIR-Filter, welches zwei Tiefpassfilter herkömmlicher Form und ein Hochpassfilter der gekoppelten Form umfasst. Das Sendefilter reduziert das 16 kHz Signal auf 8 kHz. Das Ausgleichsfilter 44 ist ein 8-Abgriff-FIR-Filter.

Das System gestattet sowohl dem hereinkommenden Sprachsignal als auch einem Teil des abgehenden Signals, in das Eingangsfilter 14 zu fliessen. Aber da das erzeugte abgehende Signal ebenso wie die von ihm benötigte Zeit, um durch das System zurückzukehren, bekannt sind, kann das Ausgleichsfilter 44 dazu verwendet werden, ein Löschsignal zu erzeugen, das in den Sendepfad bei 45 eingegeben wird und so das zurückgekommene Signal löscht. Der Benutzer kann die Leistungscharakteristik bestimmen und das Filter 44 programmieren, um den richtigen Ausgleich zu liefern. Da das Filter 44 in digitaler Form programmierbar ist, kann eine Löschung sehr exakt durchgeführt werden.

Das Empfangsfilter 56 umfasst zwei einfache IIR-Tiefpass-filter, die das empfangene Signal von 8 kHz auf 16 kHz erhöhen. Das Verstärkungseinstellfilter 58 ist ein Einzelabgriff-FIR-Filter, das Entzerrfilter 60 ist ein 8-Abgriff-FIR-Filter und der Tiefpassinterpolator 62 ist ein 5-Abgriff-FIR-Filter, welches das 18 kHz Signal aus Filter 60 auf 32 kHz erhöht. Der zweite Tiefpassinterpolator 64 umfasst drei 3-Abgriff-FIR-Filter, welche das 32 kHz Signal auf 64 kHz, 128 kHz bzw. 512 kHz erhöhen.

Das Impedanzfilter 66 ist ein 4- oder 8-Abgriff-FIR-Filter, das verwendet wird, um die Anpassung der Leitungscharakteristiken zu erreichen. Das Impedanzfilter 66 kann insbesondere dazu verwendet werden, die Eingangsimpedanz des Systems,

wie sie an der Zweidraht-Systemeingangspforte auftritt, zu modifizieren. Das Filter 66 rückkoppelt in wirksamer Weise die bei der Eingangspforte erzeugte Spannung und speist diese in das eingehende Signal ein. Wenn dies mit angemessener Amplitude und Polarität ausgeführt wird, kann der Wert der wirksamen Eingangsimpedanz so geändert werden, dass er der charakteristischen Impedanz der Telefonleitung angepasst ist. Eine Steuerung des Impedanzfilters 66 ermöglicht so ein Unterdrücken von Leitungsreflektionen und eine Anpassung an verschiedene Eingangsleitungen. Jedoch macht das Modifizieren der Eingangsimpedanz die Verstärkung des Systems frequenzempfindlich. Dagegen können aber die Entzerrfilter 46 und 60 so programmiert werden, dass jede solche durch Gebrauch des Filters 66 erzeugte Abschwächungsverzerrung kompensiert wird.

Eine Testschleife 67 ist vorgesehen, um ein Testen entweder des Geräts oder der Leitung zu gestatten und kann dazu verwendet werden, die Auswahl der Koeffizienten für die verschiedenen Filter zu vereinfachen.

Die T eilnehmerleitungssprach Verarbeitungsschaltung (SLAC) umfasst auch eine Steuerschnittstelle 32 mit einem digitalen Steuercomputer zum Programmieren einer Anzahl von Funktionen auf dem Gerät. Die Schnittstelle hat eine Serien-steuersammelschiene 33, die verwendet wird, um sowohl die Übertragungs- und Steuerzeitschlitze für die SLAC zu programmieren als auch die Übertragungs- und Empfangsverstärkung des Geräts festzusetzen.

Die SLAC umfasst folgende Zeitsteuerungseingänge: einen Datentakt DCLK, einen Dateneingang DIN, einen Datenausgang DOUT, einen Bausteinwähler CS, einen Haupttakt MCLIC, einen Sende- und Empfangstakt CLKX und CLKR, einen Sende- und Empfangssynchronisationsimpuls FSX und FSR und ein Zeitschiitzstroboskop TSC.

Unter Verwendung der Seriensteuersammelschiene 33 wird Sende- und Empfangszeitschlitzinformation in das Gerät programmiert, um festzulegen, wenn es Daten senden oder empfangen soll; Koeffizienten für das Impedanzfilter 66, das Ausgleichsfilter 44 und die Entzerrfilter 46 und 60 werden alle Byte für Byte einprogrammiert. Die Sende- und Empfangsverstärkungskoeffizienten werden ebenfalls einprogrammiert. Alle diese Daten können wieder auf der DOUT-Leitung der Sammelschiene 33 unter geeigneter Steuerung abgerufen werden. Zusätzlich kann das Gerät unter Verwendung der Sammelschiene 33 für spezielle Konfigurationen programmiert werden, so kann das Gerät beispielsweise für einen Betrieb unter Verwendung des (i-Codes, des A-Codes oder einer linearen Codierung ausgelegt werden.

In der Fig. 5 ist ein schematisches Blockschaltbild gezeigt, welches eine vereinfachte Version eines vorbekannten interpolierenden A/D-Wandlers veranschaulicht. In der Verschlüsselungsschleife wird eine negative Rückkoppelung verwendet, um die durchschnittliche Spannungsdifferenz zwischen dem Analogeingang x(t) und seiner quantisierten Darstellung q(t) auf ein Minimum zu verrringern. Die Differenz zwischen x(t) und q(t) wird integriert und mit der Momentandifferenz zwischen x(t) und q(t) durch den integrierenden Verstärker 77 summiert, und die Polarität des Resultats wird von einem Komparator 78 aufgenommen. Der Ausgang des Komparators 78 wird in eine Schiebesteuerlogik 79 eingespeist, die ein Anwachsen oder eine Abnahme des von einem Digital/Analog-Wandler 80 erzeugten quantisierten Signals q(t) anweist. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Logik 79 ein in zwei Richtungen arbeitendes 8-Bit-Schieberegister. Die Polarität der Quantisierung wird auch durch die Logik 79 überwacht und ein Vorzeichenbit SB wird auf die Leitung 81 ausgegeben.

Obwohl der vorstehend beschriebene interpolierende A/D-Wandler als auch andere vorveröffentlichte Wandler in einem System nach der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, haben solche Wandler mehrere Nachteile. Da der

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Komparatorausgang bei der Frequenz Fs abgetastet und auch zur Steuerung des Schieberegisters verwendet wird, um den neuen quantisierten Ausgang zu bestimmen, muss sich der D/A-Wandlerausgang bei jeder Abtastung ändern, weil der 1-Bit-Code nur zwei Zustände erlaubt und keinen Zustand gestattet, in welchem der D/A-Wandlerausgang konstant bleibt. Insbesondere erlaubt die Schieberegistersteuerung nur D/A-Wandler-eingänge, die 0, ±00000001, ±00000011, ±00000111, ±00001111, ±00011111, ±00111111, ±01111111, oder ±11111111 sind. Die Schieberegistersteuerung erlaubt nur 17 Stufen im System, z.B. 8 positive Stufen, 8 negative Stufen und Null. Die Rückkoppelungsschleife veranlasst den A/D-Wandler zu versuchen, den Integratorausgang so gegen Null hin herabzusetzen, dass das Integral von q(t) versuchen wird, dem Integral von x(t) gleichzuwerden.

Für Gleichstromeingangssignale mit der richtigen, durch den Widerstand R und den Kondensator C eingestellten Dämpfung wird das System einen Kurvenverlauf wie den in Fig. 6a gezeigten erzeugen, der eine 3-StufenosziIlation um das Eingangssignal herum darstellt.

Alle bekannten Systeme weisen viele Probleme auf, deren Gründe nunmehr zusammen mit geeigneten Lösungsvorschlägen besprochen werden sollen.

1. Frequenzabhängige Verstärkung

Mit Bezug auf dieses Problem sind die Abtastrate und die Anzahl der Stufen im Rechner die grundlegenden Systemparameter. Beim Ansteigen der Eingangsfrequenz hat das System mehr Mühe, dem Signal zu folgen, wie in Figuren 7a und 7b gezeigt ist. Wie aus Fig. 7a ersichtlich, folgt das System dem Signal ziemlich genau im Bereich von 250 Hz. Erhöht sich die Frequenz jedoch auf 4 kHz, so verschlechtert sich die Fähigkeit des Systems, dem Signal zu folgen, wie in Fig. 7b dargestellt ist. Damit ein Signal vom höchsten Pluswert der Skala zum Tiefsten Minuswert gelangt, wird eine Zeit von (2M-1) T benötigt, und die maximale Frequenz bei voller Amplitude, die das System erzeugen kann, beträgt Fs/30. Jedoch werden in der Nähe dieser Frequenzen Fehler erzeugt. Schon bei niedrigeren Frequenzen ist die Signalerzeugung von Bedeutung. Eine frequenzabhängige Verstärkung kann durch Messen der Ausgangskomponente des A/D-Wandlers bei der Eingangssignalfrequenz festgestellt werden, und die Ergebnisse bei einer Abtastrate von 256 kHz und einem Achtstufensystem sind in Fig. 8 gezeigt. Durch Erhöhung der Abtastrate auf 512 kHz wird das Ergebnis bei niederen Frequenzen verbessert, aber frequenzabhängige Verstärkungen treten auch noch bei höheren Frequenzen auf. Dies kann im System bedeutende Probleme hervorrufen, wenn es nicht korrigiert wird.

2. Gleichstromsignale sind als Funktion der Abtastrate begrenzt.

Eine begrenzte Gleichstrom-Auflösung ist die Folge einer Differenz, dem Durchschnittswert von Stufen und der Anzahl von Abtastungen. Die Dreistufenschwingungskurve in Fig. 6a kann mittels eines Zweistufenoszillators bei F.,/2 ersetzt werden, wie dies Fig. 6b zeigt. Die beiden Stufen sind entsprechend dem Verhältnis 2 : 1 von der Abszisse entfernt, und die Auflösung wird durch den Durchschnittswert der Abtastungsanzahl bestimmt. Bei den vorgeschlagenen Lösungswegen werden 16 Abtastwerte ermittelt, so dass die Auflösung des Signals annähernd dem Verhältnis von 1 : 32 entspricht und damit ähnlich der durch Anwendung des n-Codes oder des A-Codes erhaltenen Auflösung ist. Eine höhere Abtastrate, z.B. von 512 kHz würde es erlauben, den Durchschnitt aus der doppelten Anzahl von Abtastwerten zu bilden und damit eine höhere Auflösung, nämlich 1 : 64, gestatten. Die Auflösung dieser Systeme kann durch 1 : (Fs/Foul) wiedergegeben werden, worin Fout die Ausgangsabtastrate bedeutet.

3. Die Dynamik ist als Funktion der Abtastrate beschränkt.

Eine begrenzte Dynamik ist ein der begrenzten Auflösung ähnliches Problem. Die Dynamik ist das Verhältnis der klein-sten aufgelösten Stufe zur grössten. Die kleinste aufgelöste Stufe liegt nahe Null und ist gleich Xo(F0„t/Fs), worin X0 gleich dem Ausgang für den Code 0000000 ist. Die höchste Stufe ist 2MXo, worin M die Anzahl der (positiven und negativen) Stufen im A/D-Wandler bedeutet. Die Dynamik ist daher 2MFs/F0Ut und kann erhöht werden, indem entweder M oder Fs erhöht wird. Wird jedoch M erhöht ohne Fs zu verändern, so wird die Frequenz, bei der Probleme des Nichtfolgens der Frequenz auftreten, erniedrigt.

4. Begrenzte Leistungsfähigkeit bei Hochfrequenzsigna-i5 Ien.

Wenn Hochfrequenzsignale auf den Wandler gegeben werden, denen er nicht folgen kann, so droht die Ausgabe zusammenzubrechen und gegenüber der Eingabe um 180° ausser Pha-20 se zu geraten. Unter manchen Umständen werden auch Signale innerhalb des Bandes (niedriger Frequenz) durch das Nichtfol-gen der Frequenz erzeugt, die weniger als —30 dB unter der Eingangsstufe liegen.

5. Ausserbandsignale, die Komponenten von Inband-25 Signalen erzeugen.

Das in der vorstehend beschriebenen Schaltung verwendete mittelnde Digitalfilter stellt nicht die optimale Anordnung dar, weil es nicht alle Ausserbandsignale angemessen ausfiltert und 30 die Faltung von Ausserbandsignalen in das Durchlassband verursachen kann. Ausserbandsignale werden nicht nur durch Eingabesignale ausserhalb des Bandes hervorgerufen, sondern auch durch die A/D-Umschaltung bei der hohen Abtastrate von 256 kHz oder 512 kHz. Signale zwischen 4 und 8 kHz werden nicht 35 zufriedenstellend gedämpft und werden in das Durchlassband zurückgefaltet (unter Annahme eines Durchlassbandes von 0 bis 3,4 kHz). Signale nahe 12 kHz werden gleichfalls in das Durchlassband zurückgefaltet mit einer Dämpfung von nur —13 dB. Daher verlangt dieser A/D-Wandler ein Präzisions-40 Vorfilter, um für die Sprachbandsignalverarbeitung verwendbar zu sein.

Der A/D-WAndler erzeugt Ausserbandsignale im Bereich von —20 bis —50 dB unterhalb der Eingangsstufe und einige dieser Signale werden mit einer Dämpfung von weniger als 45 —30 dB zurückgefaltet und erhöhen das Rauschen im Band. Sie können auch das Signal/Rausch-Verhältnis des Systems erhöhen. Der Interpolator mit einem mittelnden Filter für eine Eingangsfrequenz von 512 kHz und eine Ausgangsfrequenz von 32 kHz weist eine bessere Arbeitsleistung auf. Dieses Fil-50 ter verlangt ein nachfolgendes komplexes Filtern, aber es erübrigt alles vorangehende Filtern ausser einem einfachen Vorfilter.

Signale, die in die Bänder von 32 bis 36 kHz, 60 bis 68 kHz usw. fallen, falten immer noch direkt in das Durchlass-55 band zurück, und in diesen Bändern ist mehr Dämpfung erwünscht.

Was nun Fig. 9 angeht, so illustriert diese eine Verbesserung gegenüber dem in Fig. 5 gezeigten A/D-Wandler. Der innerhalb der gestrichelten Linie 90 eingeschlossene Teil der Schaltung 6o entspricht im wesentlichen dem Schaltbild von Fig. 5, wenn auch in etwas vereinfachter Form. Gemäss der vorliegenden Erfindung sind nun ein zweiter Komparator 91, ein Flip-Flop 92 und eine zusätzliche Steuerlogikschaltung 93 hinzugefügt worden, um einen 2-Bit-Code anstelle des durch die Ausführungs-65 form nach Fig. 2 entwickelten 1-Bit-Codes zu erzeugen, und schliesslich wurde eine digitale Nullabgleichschaltung 94 hinzugefügt, um an den Verstärker 77 eine Verschiebungsspannung anzulegen.

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8

Der zusätzliche Komparator 91 wird benutzt, um die Momentan-Differenz zwischen dem Eingangswert x(t) und dem quantisierten Ausgangswert q(t) abzutasten. Der Dämpfungswiderstand R wird nicht länger benötigt und ist als durch die Leitung 95 kurzgeschlossen dargestellt. Infolgedessen vergleicht der Komparator 78 nur das Integral des Deltasignals [x(t) -q(t)]. Das Zweikomparatorensystem weist kein Überschwingen oder Unterschwingen über bzw. unter eine gegebene Stufe auf und benötigt keine analoge Dämpfung.

Bei Verwendung nur eines Komparators waren nur zwei neue Zustände möglich, eine Erhöhung oder Erniedrigung eines gegebenen Wertes. Mit zwei Komparatoren ist es nun möglich, für q(t) vier neue Zustände zu erreichen. Die Mehrzustände können in einer Zunahme (oder Abnahme) um einen grösseren (oder geringeren) Betrag oder im Verbleiben in einem unveränderten Zustand bestehen. Im vorliegenden System verursacht jeder Mehrzustand, dass der Ausgangswert konstant bleibt. Die Befähigung des Verbleibens auf einer bestimmten Stufe stellt sicher, dass das System für eine Gleichstromeingangsspannung zwischen denjenigen beiden Stufen, die den Eingang einklammern, entsprechend der Abtastrate oszilliert. Dies stellt gegenüber dem Einkomparatorsystem eine Verbesserung dar, welche, wie in Fig. 6b gezeigt, nur zu einer Zweistufenoszillation entsprechend der halben Abtastrate reduziert werden kann. Der zweite Komparator liefert eine wirksame Verdoppelung der Information (für Gleichstromsignale) sowie 6 dB-mal mehr Dynamik und 6 dB-mal mehr Auflösung ohne Erhöhung der Abtastrate oder der Anzahl der Stufen.

Auch liefert der zweite Komparator ein zusätzliches 2,5 dB-faches an dynamischem Bereich, indem er gestattet, dass die Signale im D/A-Wandler 76, 2,5 dB-mal so niedrig sein können. Das Einkomparatorsystem erfordert, dass der maximale Ausgangswert des D/A-Wandlers vier Drittel der maximalen Eingangsstufe beträgt, da diese Stufen durch das zwischen Uli 11 il (Vin max x 4/3) und Ol 111111 (Vin max x 2/3) oszillierende System dargestellt wird. Das Zweikomparatorsystem kann den Ausgangswert bei 11111111 auf dem Wert Vin max halten, und daher kann es bei dem gleichen vollen Skalenbereich Stufen verwenden, die nur 3/4 derjenigen des Einkompa-ratorsystems betragen. Dies gestattet 2,5 dB mehr an dynamischen Bereich. Dabei muss jedoch die digitale Signalverarbei-tung für die Verwendung des Zweikomparatorsystems abgeändert werden. So können nicht mehr jeweils zwei Abtastwerte durch Verwenden des Digitalcodes der niedrigeren Ablesung ge-mittelt werden; vielmehr muss die Mittelwertbildung (oder ein anderer Signalverarbeitungsalgorithmus) auf alle Abtastwerte angewandt werden.

Die Nullabgleichsschaltung 94 umfasst einen D/A-Wandler 96 und ein Paar von 6-Bit-auf/ab-Zählern 97 und 98. Die Zähler integrieren den Vorzeichen-Bit der Frequenz von 8 kHz, die im Sendefilter 50 vor seinem Hochpassfilterabschnitt entwickelt und über Leitung 99 rückgekoppelt wird. Existiert im System eine Verschiebung (offset), so zählen die Zähler 97 und 98 aufwärts oder abwärts bis der in den D/A-Wandler 96 gelieferte 6-Bit-Code den Wandler veranlasst, eine für den Eingang des Verstärkers 70 geeignete Ausgabestufe zu entwickeln, die die Verschiebung kompensiert. Hiernach bleibt die Anzahl von + Vorzeichen-Bits und - Vorzeichen-Bits die gleiche, und der Zähler 97 kippt nur vor und zurück. Die niedrigeren sechs Bits im Zähler 98 werden als Dämpfungs-Bits verwendet, um die Frequenz jedes Kippens unter das Durchlassband des Systems zu reduzieren, so dass, falls ein Kippen auftritt, dies mit niedriger Frequenz erfolgt und durch das nachfolgende Hochpassfilter des Sendefilters ausgefiltert wird.

Eine weitere unabhängige Verbesserung des Systems ist in Fig. 10 wiedergegeben und verwendete eine Anpassungsmethode zur Steuerung des Schiebevorgangs, um die Verwendung mehrerer Stufen zur Erzielung eines grösseren dynamischen Bereichs zu gestalten, aber unnötige Stufen zwecks eines verbesserten Frequenzganges auszuscheiden. Neben den bereits in der Ausführungsform nach Fig. 9 vorhandenen Komponenten umfasst die Ausführungsform nach Fig. 10 ein Spitzenwert-Register 100, einen Komparator 102, einen Subtraktor 104 und einen Komparator 106. Der Anpassungsalgorithmus basiert auf der Tatsache, dass das System Hochamplitudensignalen bei ansteigender Frequenz nicht mehr folgen kann, da es hierbei auf Schwierigkeiten stösst. Das Hauptproblem tritt dabei beim Durchgang des Signals durch Null auf, wo der Grössenwandler viele Signale auf niedriger Stufe aufweist und der Eingang sich mit maximaler Geschwindigkeit ändert. Dieses Problem ist in Fig. 7b veranschaulicht.

Die Stufen nahe Null enthalten begrenzte Information für Wechselstromsignale mit grosser Amplitude und falls sie entfernt werden können, wird die Systemgenauigkeit auch nicht in nennenswerter Weise herabgesetzt. Der adaptive Algorithmus liest die Spitzengrösse während jeder Schwingung ab und entfernt eine geeignete Anzahl Stufen um Null, um es dem System zu ermöglichen, dem Eingangssignal zu folgen. Insbesondere wird im Spitzenwertregister 100 der Spitzenwert des quantisierten Signals im Register 98 gespeichert und der gespeicherte Spitzenwert mit dem Messwert durch den Komparator 102 verglichen. Gleichzeitig wird der Messwert auch vom Spitzenwert durch den Subtraktor 104 subtrahiert und die Differenz mit einem Bezugseingang im Komparator 106 bei 108 verglichen. Indessen ist der Subtraktorausgang nicht einfach die Differenz zwischen den beiden Eingängen, sondern vielmehr die Differenz zwischen der Anzahl von Einsen an jedem der beiden Eingänge A und B.

Die durch den Komparator 106 entwickelte Ausgabe verursacht die Änderung des Vorzeichen-Bits (SB). Während der quantisierte Wert sich Null nähert, werden die Stufen um Null durch Überspringen derselben und Änderung des Vorzeichen-Bits entfernt. Diejenige Stufe, bei der der Vorzeichen-Bit geändert wird, wird durch die Spitzenstufe bestimmt. In der dargestellten Adaptation befindet sich die entsprechende Ebene, in der der SB geändert wird, um fünf Stufen unter dem Signalspitzenwert (es sei denn, die Spitzenstufe wäre 00001111 oder niedriger, in welchem Falle die Adaptation wieder in normale Operation umgekehrt wird) und entfernt eine verschiedene Anzahl von Stufen abhängig von der Eingangsamplitude unter Beibehaltung von zehn aktiven Stufen.

Der Spitzenwert muss in der Lage sein, bei Änderung der Signalstufe abzuklingen. Dies kann auf zahlreichen Wegen erreicht werden, so z.B. durch

(a) Reduzieren einer Stufe bei jedem Nulldurchgang

(b) Reduzieren der Stufe, wenn eine bestimmte Stufe in einem festen Zeitabschnitt nicht erreicht wird (wie z.B. 125 (j,sec) in einem Pulscodemodulations (PCM)-System mit Endausgang

(c) Reduzieren der Stufe mit einer festgesetzten periodischen Wiederholung.

Die gegenwärtig benutzte und in Fig. 11 dargestellte Durchführung reduziert die Spitzenstufe bei jedem Nulldurchgang. Diese Anpassungspraxis reduziert die Anzahl der aktiven Stufen von 17 auf 10, und die Höchstfrequenz, die noch verfolgt werden kann, wird von Fs/32 auf FV18 erhöht. Dafür muss nur ein sehr geringfügiges Anwachsen des Signal/Quantisierungs-Rauschens für Wechselstromsignale in Kauf genommen werden. Das erhöhte Rauschen ist eine Folge des Entfernens der Stufen um Null. Doch stellen die entfernten Stufen nur Signale dar, die weniger als l^o der Periode einer Vorzeichenwelle darstellen und die Erhöhung des Signal/Rausch-Verhältnisses ist minimal.

Die frequenzabhängige Verstärkungscharakteristik wird ebenfalls modifiziert und ihre Frequenz angehoben mit sehr viel

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

9

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weniger Wirkung auf die Niederfrequenzsignale, wie in Fig. 8 gezeigt ist. Figuren 7b und 11 zeigen das Ansprechen auf ein 0 dB 4 kHz-Signal mit bzw. ohne Anpassung. Dieses Schema ergibt Vorteile beim Frequenzgang ohne ein Anwachsen der Abtastrate und ohne echte Nachteile des Übertragungsverhaltens, insbesondere im dynamischen Bereich, Auflösung und Signal/Rausch-Verhältnis.

Das Anpassungsschaltschema gestattet, den dynamischen Bereich des Systems zu erhöhen, ohne dass der Frequenzgang beeinträchtigt wird.

Der in Fig. 5 dargestellte D/A-Wandler benutzt 17 Stufen und besitzt gerade einen hinreichend grossen Dynamikbereich und eine genügende Auflösung für seine praktische Anwendung. Er kann nur durch eine Erhöhung der Abtastrate und/oder durch Hinzufügen von mehr Stufen vergrössert werden. Jedoch würde das Hinzufügen weiterer Stufen eine höhere Abtastrate erfordern, da die Frequenzgangcharakteristik andernfalls nicht akzeptabel wäre. Mit dem in Fig. 10 gezeigten Anpassungsschaltschema können mehr Stufen um Null hinzugefügt werden, ohne den Frequenzgang zu beinträchtigen, denn sie werden nur für sehr niedrige Signale benutzt.

Ein System, welches einen 10-Bit D/A-Wandler mit 21 Stufen von 0000000000 bis ± 1111111111 verwendet, würde auch nur die fünf höchsten Stufen, wie durch das Spitzenregister angezeigt, verwenden und würde ein zusätzliches 12 dB-faches an dynamischem Bereich aufweisen, da die niedrigste Stufe nun eine Vinmj„ an Stelle einer Vinmax/256 sein würde. Die hinzugefügten Stufen würden in der Nähe von Null liegen, da die Höchstufe immer gleich Vinraax (oder 4/3 Vinmax, wenn nur ein Komparator benutzt wird) sein würde. Die Anzahl von Stufen nahe Null, die hinzugefügt werden kann, ist durch das Rauschen des Systems begrenzt, und solange dieselbe relative Genauigkeit aller D/A-Wandlerstufen vorliegt, ist die Systemleistung so ausgedehnt, dass sie ein weiteres 12 dB-faches an dynamischem Bereich deckt.

Fig. 12 zeigt die Signal/Rausch-Verhältnisse für 17-Stufen-und 21-Stufensystme unter Verwendung des adaptiven Algo-rithmuses.

Der vorstehend beschriebene Anpassungsalgorithmus verbessert den Frequenzgang und den Dynamikbereich bei einer gegebenen Abtastrate. Er arbeitet nur beim Höchstwert des Eingangssignals und zwar in gleicher Weise frequenzunabhängig-

Ein weiterer Zusatz gestattet dem System, die auf der Eingangsfrequenz beruhende Adaptation zu modifizieren. Dieser Zusatz spricht an, wenn die Eingangsfrequenz eine Frequenz überschreitet, bei der der A/D-Wandler den Eingang mit Genauigkeit verfolgen und die Adaptation durch Entfernen mehrerer Stufen um Null herum modifizieren kann. Hierdurch wird das Rauschen für Hochfrequenzeingänge zwar erhöht, aber dem System ermöglicht, dem Eingang bis zu höheren Frequenzen zu folgen. Eine Abänderung, die dies ermöglicht, besteht im Zusatz der in Fig. 13 gezeigten Schaltung zum Schaltschema der Fig. 10. Die Zusatzschaltung vergleicht den durch den Komparator 110 entwickelten Vorzeichen-Bit des Eingangs mit dem quantisierten Vorzeichen-Bit (aus dem D/A-Wandler 96) über eine Periode von 32 Abtastungen, wie sie durch einen 4-Bit-Zähler 112 bestimmt wird. Sind bei diesem Vergleich mehr als 50% der Abtastrate verschieden, so folgt das System dem Eingang nicht hinreichend genau und die Adaptation wird durch Entfernen mehrerer Stufen modifiziert. Dieses System gestattet es dem A/D-Wandler, zuerst dem Eingang unter Benutzung von 10 aktiven Stufen zu folgen und dann die Anzahl der Stufen auf 8, 6 und 4, je nachdem wie es durch den 6-Bit-Zähler 114, den Zweibit-Zähler 116 und den Entcoder 118 bestimmt wird, zu reduzieren.

Dies wird auch durch die folgende Tabelle veranschaulicht:

Qo

Q.

Adaptationszustand

0

0

verwendet 10 Stufen

0

l verwendet 08 Stufen

1

0

verwendet 06 Stufen

1

1

verwendet 04 Stufen

Dies erzeugt Umschaltstellen nahe Fs/18, Fs/14, Fs/10 und Fs/16. Oberhalb Fs/16 folgt das System nicht weiter.

Dieses System könnte auch so abgeändert werden, dass mit der Benutzung aller 17 (oder 21) Stufen begonnen wird und 15 dann Stufen entfernt werden, sobald das System wahrnimmt, dass es nicht mehr folgt. Diese dynamisch abgeänderte Adaptation besitzt eine schnelle Ansprechzeit (32 Abtastwerte), muss aber eine lange Abklingzeit (erzeugt durch den 6-Bit-Zähler 114) haben, um stabil zu bleiben. Fig. 14 zeigt das Ansprechen 20 auf ein 16 kHz-Signal mit und ohne diese Verbesserung.

Ein weiteres Gebiet für mögliche Verbesserungen stellt die Digitalsignalverarbeitung der Resultate des A/D -Wandlers dar. In Vorschlägen wird die Benutzung eines mittelnden Filters, um die Ausgangsfrequenz auf das Vierfache des Endausgangs zu 25 reduzieren, und eines Rekursivfilters, um die niederen Frequenzen zu filtern, gemacht. Doch werden bei diesen vorbekannten Vorschlägen zwei wichtige Punkte übersehen.

Der erste besteht darin, dass die Abtastrate bei Frequenzreduktionsfiltern reduziert wird und die wichtige Aufgabe der Fil-30 ter darin besteht sicherzustellen, dass die in das Durchlassband hineingefalteten Frequenzkomponenten hinreichend gedämpft werden. Wenn Komponenten im Durchlass Dämpfungsverzerrung aufweisen, kann eine solche Verzerrung in einem Filter bei oder nahe der Endabtastrate korrigiert werden. Mittelnde Filter 35 bewirken in Wirklichkeit keine angemessene Dämpfung der Ausserbandsignale.

Beim zweiten Punkt handelt es sich darum, dass das mit dem A/D-Wandler verwendete Frequenzreduktionsfilter eine angemessene Dämpfung bei allen Bändern der Breite 2 Fpass im « Gebiet aller Faltungsfrequenzen liefern sollte. Ein Weg, um diese Leistung zu erreichen, besteht darin, mehrfache Übertra-gungs-Nullstellen bei allen Fallungsfrequenzen vorzusehen. Ein hierzu befähigtes Filter ist in Fig. 15 gezeigt. Dieses Filter enthält einen arithmetischen Prozessor 120, einen Koeffizienten-45 Phasenzustands-Festwertspeicher (ROM) 122, einen Zähler 124 und eine Addier- und Akkumuliereinheit 126. Die Filtergleichung ist:

(5)

50

Das Filter reduziert die Frequenz zu 2FS und gestattet einem Enddigitalfilter die Durchführung jeder beliebigen Signalformung. Das Filter umfasst die Verbindung aller Frequenzreduktionen, die zur Reduzierung der Abtastrate herunter bis auf 16 55 kHz erforderlich sind.

Dieses Filter bietet einen nennenswert höheren Schutz gegen Ausserbandfrequenzen als ein mittelndes Filter und beseitigt das Bedürfnis für die Verwendung aller Filter mit Ausnahme eines einfachen einpoligen Filters vor dem A/D-Wandler. Auch so verarbeitet das Filter bei einer Frequenzreduktion N mehr als N Ausdrücke und gestattet mehr Auflösung und dynamischen Bereich für den gleichen A/D-Wandler. Der Gedanke, mehr als N Ausdrücke in einem Frequenzreduktionsfilter zu verarbeiten, erfordert, dass das Filter ein gewisses Speichervermögen besit-65 zen muss. Doch kann dieses auf ein Mindestmass beschränkt bleiben, wie dies bei der in Fig. 16 gezeigten Ausführungsform angedeutet ist. Diese Ausführungsform umfasst eine einzige Filterstufe mit einem Ausgang bei 16 kHz anstelle der vor

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stehend beschriebenen Schaltung, welche mit einer Mehrzahl von einfachen Filtern arbeitet, welche die Abtastrate in mehreren Zwischenstufen herabsetzen. Der A/D-Wandlerausgang wird als Teil von drei verschiedenen Summierungen benutzt, die in den Speicher gegeben werden. Weiter wird der A/D-Wandlerausgang mit drei verschiedenen Konstanten multipliziert und zu jeder Summierung addiert. Die Summierungen sind zu verschiedenen Zeiten vervollständigt, und eine neue Summierung hat dann begonnen.

Zusammenfassend ist zu sagen, dass ein interpolativer A/D-Wandler durch Benutzung von drei von einander unabhängigen Ausführungsarten verbessert werden kann, nämlich durch:

(a) Hinzufügen eines zweiten Komparators, um bei einer gegebenen Abtastrate einen 6 dB (8,5 dB)-fachen-zusätzlichen dynamischen Bereich und 6 dB-mal mehr Auflösung zu erhalten.

(b) Hinzufügen einer Adaptationsschaltung, um ein besseres Folgen von Hochfrequenzsignalen zu erzielen und soviel zusätzlichen dynamischen Bereich zu erhalten, wie benötigt wird, der nur durch das Rauschen des Systems begrenzt ist oder

(c) Abänderung des Frequenzreduktionsfilters aus einem mittelnden Filter in ein Filter, das mehr Dämpfung im Bereich der Faltungsfrequenzen liefert und das mehr Abtastwerte verarbeitet, um den dynamischen Bereich um die Auflösung zu verbessern und das Rauschen herabzusetzen.

Ein FIR-Filter kann für den Ausgang des interpolativen A/D-Wandlers vorgesehen sein unter Verwendung der Tatsache, dass der A/D-Wandlerausgang in einen Code umgewandelt werden kann, der nur eine einzige 1 enthält. Das Filter kann unter Verwendung ausschliesslich von Addier- und Schiebeschaltungen verwirklicht werden, und die Anzahl der Addier-schaltungen ist dabei gleich der Anzahl der Koeffizienten. Die Menge an Speichereinheiten ist sehr herabgesetzt, weil jede Abtastung nur einige wenige Ausgangswörter beeinflüsst. So wird z.B. in einem Filter mit 20 Anzapfstellen mit einer Frequenzreduktion von 8, jeder Eingangsabtastwert nur benutzt, um zwei oder drei Ausgangsabtastwerte zu errechnen und nicht deren zwanzig. Daher kann eine Laufsumme von a, Xj unterhalten werden und es ist nicht nötig, den Eingangsabtastwert zu speichern. Der Eingangsabtastwert wird für die Summe Nr. 1 mit a, multipliziert, für Summe Nr. 2 mit (aj + 8) und für Summe Nr. 3 mit (a.; + 16). Wenn die Summierung 20 Werte enthält, erfolgt die Ausgabe und die betreffende Speicherzelle (Storage re-gister) wird gelöscht. Diese Multiplikation kann durch ein vollständig paralleles Schiebefeld oder ein angezapftes Schieberegister vollbracht werden.

Eine völlig parallele Verschiebung, die einen Parallelverschieber und einen Paralleladdierer benutzt, gestattet, dass jede Vervielfachung eine Taktperiode erfordert. Ein 20-Abgriff-Filter mit einem 32 kHz-Ausgang erfordert eine Additionsrate von 640 kHz. Wäre ein 2 MHz Systemtaktgeber verfügbar, so stünden der Schieber und der Addierer für 1'360'000 mehr Operationen je Sekunde zur Verfügung. Ein einfacher Parallelaufbau, welcher Ein-Bit-Addierer und ein Zehn-Torfeld benutzt, erfordert zwei Schieberegister und je einen Addierer für jede Summe oder insgesamt sechs Schieberegister und drei Ein-Bit-Addierer. Eine 16-Bit-Wortlänge würde einen Takt von 4 MHz verlangen (unter Annahme einer Abtastrate von 512 kHz).

Die digitale Verarbeitung erfüllt grundsätzlich die Funktion eines Tiefpassfilters, um Hochfrequenz-Fehlerkomponenten im Ausgang des A/D-Wandlers ohne Dämpfung von Inband-Si-gnalen zu entfernen. Der Ausgang des Signalprozessors kann bei einer viel niedrigeren Abtastrate liegen als derjenige des Wandlers, wenn die Hochfrequenzkomponenten entfernt sind. Diese Frequenzreduktions-Filterfunktion wird allgemein durch FIR-Filter durchgeführt, weil die Anzahl von Rechnungen

10

nur gerade auf die Errechnung von Ausgangsabtastwerten mit der Ausgangsabtastrate herabgesetzt werden kann. Obgleich die meisten Systeme ein einfaches mittelndes Filter zur Bestimmung des Mittelwertes von N Abtastwerten und zur Erniedrigung der Frequenz um einen Faktor N benutzen, liefert die Verwendung eines mittelnden Filters keine ausreichende Dämpfung von Ausserband-Signalen, und komplexere Filter werden benötigt, die einige Multiplikationen sowie Additionen erfordern, was ein Hardware-Problem schafft. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung werden im folgenden Arbeitsverfahren beschrieben, welche einfache, langsam verlaufende Verarbeitungen zur Durchführung der komplexen Filteroperationen benutzen.

Der in Fig. 5 dargestellte interpolierende A/D-Wandler hat einen begrenzten Satz von Digitalcoden, nämlich.

0, ±00000001, ±00000011, ±00000111, ±00001111, ±00011111, ±00111111, ±01111111, oder ±11111111

für ein 17-Stufen-System. Jedoch sind diese Codes sehr eng mit einander verwandt und können geringfügig modifiziert werden, um für besondere Filteranordnungen besonders geeignet zu sein. Die Codemodifizierung umfasst eine Abänderung des A/D-Wandlers im Codiergerät, so dass der am wenigsten signifikante Bit (LSB) verdoppelt und damit dem zweiten Bit im Wert gleich wird. Wird dies vorgenommen, so werden die Ist-Ausgänge des A/D-Wandlers äquivalent den Coden

0, ±000000010, ±000000100, ±000001000, ±000010000, ±000100000, ±001000000, ±010000000, oder ±100000000.

Die Logik, welche die Schieberegistercodes in das neue digitale Format umwandeln, ist mit dem Bezugszeichen 156 in Fig. 17 gezeigt. Dieser neue Code bietet die Vorteile, dass

(a) jeder Code eine einzige 1 (oder eine einzige 0) enthält, und

(b) jeder Code genau gleich dem Zweifachen des niedrigeren Codes ist (ausgenommen für den Code grösser als Null).

Diese Merkmale können zu mehreren einzigartigen Filteranordnungen führen. Obwohl Filter im allgemeinen mit teuren Multipliziereinrichtungen und Addierern verwirklicht werden, kann das neue Filter aus einer einfachen Reihenaddiereinrichtung, zwei Schieberegistern und acht AND-Toren, wie in Fig. 17 gezeigt, bestehen. Das aus 8 Bits bestehende Richtwort wird aus ROM 152 in das Schieberegister 154 gespiesen und durch die Tormatrix, welche einen Bit des Schieberegisters abhängig vom A/D-Ausgangscode anzapft, effektiv um N Bits verschoben. Beim Verschieben des Richtwertes durch das Register 154, wird er durch die Tormatrix 156 um M Stellen verschoben und zur vorausgehenden, im Schieberegister 158 gespeicherten Summierung addiert. Nach M solchen Operationen ist die Vervielfachung und Akkumulation dieses Abtastwertes komplett (wobei M gleich 8 Bits plus der Richtwertbreite W plus alle Überfluss-Bits ist). Sind die Register kürzer als 8 + W, so werden die Resultate abgebrochen bzw. abgerundet.

Nach n solchen Akkumulationen enthält das Ausgangsregister 158 das Resultat y0. Das Registerresultat ist dann am Ausgang, und die neue Summe wird durch Ausserbetriebsetzen des Rückkoppelungstores für die erste Akkumulation einer neuen Abtastung begonnen. Diese einfache Reihenanordnung arbeitet gut, wenn das Frequenzreduktionsfilter eine Frequenzreduktion (Fom/Fin) gleich oder grösser n besitzt. Doch haben die meisten FIR-Frequenzreduktionsfilter ein n grösser als Foul/Fin und jeder Eingangsabtastwert muss ein Teil mehrerer Ausgangsabtastwerte sein.

Ein Beispiel hierzu wird in Fig. 18 gezeigt, worin F,„ = 128 kHz, F,,,« = 16 kHz und n = 23 ist.

s

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

11

655 213

In diesem Falle müssen die laufenden Summierungen bei S = n Fout/Fin gehalten werden.

Dieses System verwendet 16 Bit-Schieberegister, die kontinuierlich mit einer Zeitfrequenz von 2,048 kHz betrieben werden und jede Summierung wird ausser Phase mit den anderen mit einer 48 kHz Frequenz vervollständigt, so dass die Gesamtresultate mit 16 kHz zugänglich sind.

Eine alternative Ausführung dieser Filteranordnung kann unter Benutzung einer Paralleladdierer- und einer Mehrfach-koppler-Schiebematrix gebaut werden. Die letztere Anordnung gestattet die Verschiebung eines Eingangswertes um M Stellen. Ist das Eingangswort der zutreffende Koeffizient und wird der Schieber durch den A/D-Wandler gesteuert, so ist der Ausgang der Schiebeanordnung gleich dem Produkt aiXj. Die Schieberausgabe wird dann zur Summe der vorausgehenden Werte von ajXi addiert, bis die erforderliche Anzahl von Abtastwerten summiert ist. Wie bei Verwendung eines Reihenaddierers muss,

wenn n Abtastungen im Filter benutzt werden und das Reduktionsverhältnis der Abtastrate R(Fin/F0ut) beträgt, jeder Eingangsabtastwert ein Teil von n/R Summierungen sein. So kann das für die Reihenannäherung verwendete Beispiel auch für eine Parallelannäherung, wie sie in Fig. 19 gezeigt ist, gelten. In diesem Falle können eine parallele arithmetische Logikeinheit (ALU) und eine Schiebeanordnung für andere arithmetische Verarbeitungen verwendet werden, wenn sie nicht für dieses Filter benutzt werden. Bei diesem Beispiel muss der Prozessor drei Schiebe- und Addieroperationen durchführen, was in drei Taktgeberzyklen mit einer Frequenz von 256 kHz oder einer Addierfrequenz von 760 kHz erfolgen kann. Kann die Addier-Schiebeanordnung bei z.B. 2,048 MHz arbeiten, so werden nur 37,5% ihrer Kapazität benutzt, und sie kann noch viele andere mathematische Operationen ausführen. Der interpolierende A/D-Wandlerausgang betreibt eine Schiebematrix, die gerade einen M-Eingangsmehrfachkoppler verkörpert.

Ein Bit der Matrix ist mit dem Bezugszeichen 156 in Fig. 17 veranschaulicht, und zeigt, dass die Matrix ohne Schwierigkeit durch einen eine 1 enthaltenden Code betrieben werden kann. Ein Standard-Mehrfachkoppler kann verwendet werden, wenn der A/D-Wandlerausgang verschlüsselt ist. Dies kann unter Benutzung eines Vorrangverschlüsslers geschehen, der die Position der einzelnen 1 entschlüsselt und den M-Bit-Code zu einem Code mit der Breite von log 2M Bi:s zusammendrückt. D.h. ein 9- bis 15-Bit-Code wird zu einem 4-Bit-Code komprimiert. Dieser komprimierte Code kann Standard-Mehrfachkoppler treiben.

Ein anderer Filtertyp kann auch unter Einbeziehung der Tatsache gebaut werden, dass aufeinanderfolgende Ausgänge des A/D-Wandlers miteinander verwandt sind. Ist der laufende Code bekannt, so musste der vorausgehende Abtastwert für ein Einkomparatorsystem die Hälfte, das Doppelte oder die Umkehrung des laufenden Codes sein. Für ein Zweikomparatorsy-stem existiert ein zusätzlicher möglicher Zustand des Gleichsinns mit dem laufenden Code. Die einzige Ausnahme hiervonist der Fall um Null herum, der eliminiert werden kann, indem kein Nullcode im A/D-Wandler zugelassen wird. Die Null ist nicht notwendig, da sie als eine Schwingung zwischen gleichen positiven und negativen Codes dargestellt werden kann.

Da es nur eine beschränkte Anzahl von möglichen Änderungen (3 oder 4) gibt, kann der vorausgehende Zustand durch einen 2-Bit-Code dargestellt werden, in welchem Xn.i = kX„ und worin k = 0,5; 2 oder -1 ist (für ein Einkomparatorsystem). Da vorausgehende Abtastwere mit nur zwei Bits gespeichert werden können, kann eine Reihe von Abtastwerten in einfacher Weise gespeichert oder verarbeitet werden. Zwei Möglichkeiten bestehen darin, eine kombinatorische Logik oder die Suche nach einem Auslesespeicher zu benutzen.

Das in Fig. 20 gezeigte Schaltwerk ist für kleine FIR-Filter benutzbar; als Beispiel mag eine 2 : 1 Frequenzreduktion dienen, die ein Doppelnullfilter der Formel

(6)

benutzt.

Ein solches Filter kann kombinatorisch durch die Erkenntnis verwirklicht werden, dass, wenn der laufende Abtastwert Xn ist, der vorausgehende Abtastwert Xn-i ist und zwei Abtastwerte vorher, bei X„.2, der Wert ki k2Xn war.

Die Summierung ergibt (1 + 2ki + kik2). Da ki und k2 gleich 0,5 2 oder -1 sind (für Einkomparator-Interpolatoren), hat die Summierung nur neun mögliche Resultate, von denen eines nicht existieren kann. Das Endergebnis kann unter Benutzung des laufenden Wertes sowie ki und k2 errechnet werden. Die k-Werte werden durch eine Logik erzeugt, die das Schieberegister steuert, und sind ein Zwei-Bit-Wort, worin ein Bit eine Vorzeichenänderung (wenn das Vorzeichen ändert, bleibt der andere Bit unbeachtet) und der andere Bit eine Erhöhung (mal 2) oder eine Erniedrigung (mal 0,5) des Schieberegisterwertes anzeigt. Das Schaltwerk erfordert wenig Speicherung und ist sehr schnell, aber es ist auf sehr einfache Filter beschränkt. Der Abtastwert Null verursacht Probleme, weil ein zusätzlicher k-Wert benötigt wird und k-Produkte verzerrt sind. Der A/D-Wandler benutzt daher keine Null und stellt Null durch Oszillation zwischen +1 und -1 anstelle von +1,0 und -1 dar. Indessen erfolgt kein Leistungsabfall.

Diese Praxis der Benutzung von k-Werten kann durch Verwendung eines Auslesespeichers (ROM) sehr erweitert werden. Ein allgemeines Filter der Formel

(7)

kann als

(8)

geschrieben werden.

Der ROM kann durch k-Werte angesprochen werden und kann die Summierungen speichern. Das Resultat wird dann, wie von Xo bestimmt wird, um n Stellen verschoben.

Ein Beispiel eines Nichtrekursivfilters mit fünf Anzapfstellen wird in Fig. 21 gezeigt. Der ROM hat nur 49 Wörter, da nur 49 der 81 Kombinationen (34) möglich sind. Jedoch besitzt der ROM acht Adressenleitungen und einen Dekodierer, um die 256 Zustände auf 49 zu reduzieren, jedes Wort ist eine Kombination von

(9)

Ist z.B.

Ki = '/;, K2 = 2 und K4 = V2 so hat das adressierte Wort den Wert:

(10).

Für negative Werte von Xo ist das resultierende Produkt invertiert oder es ist invertiert und 1 dazu addiert.

Eine Verfeinerung des Systems kann für lineare Phasenfilter benutzt werden, worin die Koeffizienten symmetrisch sind, d.h.

A(> = A„, Ai = A„-1 usw.

Das in Fig. 22 gezeigte Beispiel verwirklicht ein Filter mit 8 Abgriffstellen durch getrennte Summierung von zwei Hälften.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

655 213

12

Dies wird durch Speichern von zwei Werten von X, nämlich Xo und X-g erreicht, so dass

(11)

Der Logikumsetzer setzt die Werte (I/K7), (I/K7K6) und

(I/K7KGK5) in ein Format zur Benutzung durch denselben ROM wie die ersten vier Koeffizienten um. Der ROM für dieses 8-Abgriff-System wird auf 27 Wörter gehalten, die Speichermenge beträgt 6 k-Werte (12 Bits) und 2 x-Werte (8 bis 10 Bits), und ein Addierer wird benötigt, um die beiden Teilresultate zu summieren. Jedoch wird zur Verwirklichung dieses Filters nur ein Addierer benötigt.

FORM E L L I S T E

ao + ai z~1 + a-2 z~2 + •••• anz~^

(1) Yi = Xi

1 + b-|Z~l + b£Z~2 + bmz-m

(2) Yg = AqXq + AiX_i + A2 X_2 + .... + AyX_7

(3) YQ = XQ + Aq X_1 + A-] X_2 + BQ X_-| + B-|X_2

(4) YQ =■ X0 + (Ai - B0) X».! + A0 X'.T worin X'o = Xq + B-j X'_-| - Bq X"_i und X0" = BqX'.ì + Bì X"_-|

ist.

1

(5) Y0 =

256

i = 22

ai XÌ

i = 0

(6) Y0 = 1/4 (1 + 2Z-1 + Z~2)

(7) Yq = A XQ + A-jX1 + AnXn

(8) Yg = Xq [Aß + K-jAi + K2K-]A2 + •••(KnKn_i ... K2K1) An]

(9) Aq + K A1 + K2K1A2 + K3K2K1A3 + K4K3K2K1A4

(10) AQ + 1/2 A-i + A2 + 2A3 + An

(11) Y0 = S0 ( A0 + K-jAi + IC2K1A2 + K3K2K1 A3) +

X_8 CA0 + (I/K7) Ai + (1/K7K6)A2 + (I/K7K6K5) A3]

11 Blätter Zeichnungen

Claims (19)

1. 655 213

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Sprachverarbeitungsgerät für Teilnehmerleitungen, mit einem an die Teilnehmerleitung angeschlossenen Analog/Di-gital-Wandler, einer Signalverarbeitungsschaltung und mit einem Digital/Analog-Wandler zur Umwandlung verarbeiteter Signale in analoge Signale, zur Abgabe an die Teilnehmerleitung, dadurch gekennzeichnet, dass der Analog/Digital-Wandler ein analoges Signal [X(t)] bei einer ersten Abtastfrequenz abtastet und eine Reihe von digitalen Wörtern bildet, welche die Amplitude jedes Abtastwertes darstellen,

   dass eine erste Signal Verarbeitungsschaltung (18) die Reihe von digitalen Wörtern digital filtert und ein erstes digital verarbeitetes Signal mit einer zweiten Abtastfrequenz entwickelt,

   dass eine Sendeschaltung (20) zum Senden des ersten digital verarbeiteten Signals auf eine externe Übertragungsleitung, und eine Empfangsschaltung (22) zum Empfang eines digitalen Antwortsignals von der externen Übertragungsleitung bei der zweiten Abtastfrequenz vorhanden sind,

   dass eine zweite Signalverarbeitungsschaltung (24) an die Empfangsschaltung (22) angeschlossen ist und das digitale Antwortsignal filtert, sowie ein zweites digital verarbeitetes Signal mit einer dritten Abtastfrequenz bildet,

   dass eine Anpassungs- und Ausgleichsschaltung (66, 44), welche die erste und die zweite Signalverarbeitungsschaltung miteinander verbindet, das Gerät an die Eingangsimpedanz der Teilnehmerleitung anpasst und die in das erste verarbeitete Signal eingekoppelten Frequenzkomponenten des zweiten verarbeiteten Signals ausgleicht und dass eine Steuerschnittstellenschaltung (32), welche die digitale Steuerung der ersten und zweiten Signalverarbeitungsschaltung (18, 24) von einem externen Betreiber aus gestattet, im Gerät vorgesehen ist.
2. 2. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Signalverarbeitungsschaltung (18) eine Frequenzreduktionsschaltung (40, 42) zum Filtern und Herabsetzen der Abtastfrequenz der Reihe von digitalen Wörtern umfasst.
3. 3. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Signalverarbeitungsschaltung (18) eine erste Entzerrfilter- und Verstärkungseinstellschaltung (46, 48) umfasst.
4. 4. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Signal Verarbeitungsschaltung (24) eine digitale Tiefpassinterpolatorschaltung (62, 64) zum Filtern und Erhöhen der Abtastfrequenz des zweiten digital verarbeiteten Signals auf die dritte Abtastfrequenz umfasst.
5. 5. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Signalverarbeitungsschaltung (24) eine zweite Verstärkungseinstellschaltung (58) und eine zweite Entzerrschaltung (60) umfasst, wobei sowohl die erste wie die zweite Entzerrfilter- und Verstärkungseinstellschaltung über die Steuerschnittstellenschaltung (32) steuerbar sind.
6. 6. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Testschleife (67) vorhanden ist, die gestattet, den Ausgang des A/D-Wandlers (16) selektiv an den Eingang des D/A-Wandlers (26) oder den Ausgang der Tiefpassinterpolatorschaltung (62) selektiv an den Eingang der Frequenzreduktionsschaltung (40) anzuschliessen.
7. 7. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste digital verarbeitete Signal in der ersten Signalverarbeitungsschaltung (18) unter Verwendung eines linearen Codes gebildet wird und dass die Schaltung (18) einen Digitalkompressor (52) zur Umwandlung des linearen Codes in einen alternativen Code, wie den u oder A-Code, aufweist.
8. 8. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzreduktionsschaltung (40, 42) ein Nichtrekursivfilter ist.
9. 9. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassinterpolatorschaltung (62, 64) ein Nichtrekursivfilter ist.
10. 10. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Signalverarbeitungsschaltung (18) ein Sendefilter (50) mit einer Hochpass- und einer Tiefpassfiltersektion enthält.
11. 11. Sprachverarbeitungsgerät nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Anpass- und Ausgleichsschaltung (44, 66) digital regelbar ist und den Ausgang der zweiten Entzerrfilterschaltung (60) mit dem Eingang der ersten Entzer'rfilterschaltung (46) verbindet.
12. 12. Sprachverarbeitungsgerät nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die die erste mit der zweiten Signalverarbeitungsschaltung (18, 24) verbindende Anpass- und Ausgleichsschaltung (44, 66) eine digital regelbare Impedanzfilterschaltung (66) umfasst, welche die Frequenzreduktionsschaltung (40, 42) mit der Tiefpassinterpolatorschaltung (62, 64) verbindet.
13. 13. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzreduktionsschaltung (40, 42) ein mehrfach abgreifbares Nichtrekursivfilter ist, das die Abtastfrequenz des ersten verarbeiteten Signals von der ersten Abtastfrequenz zu einer vierten Abtastfrequenz herabsetzt, und drei mehrfach abgreifbare Nichtrekursivfilter zur Herabsetzung der Frequenz des ersten verarbeiteten Signals von der vierten auf eine fünfte, sechste und siebente Abtastfrequenz umfasst.
14. 14. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Signalverarbeitungsschaltung (18) zum Filtern und Reduzieren der Abtastfrequenz des ersten Verarbeiteten Signals von der siebenten zu der zweiten Abtastfrequenz ein Sendefilter (50) mit zwei ungekoppelten (Fig. 3) und einem gekoppelten Rekursivfilter (Fig. 4) umfasst.
15. 15. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Signalverarbeitungsschaltung (18) ein mehrfach abgreifbares nichtrekursives Entzerrfilter (46) und ein einfach abgreifbares nichtrekursives Verstärkungseinstellfilter (48) umfasst, die beide digital steuerbar sind und bei der siebten Abtastfrequenz arbeiten.
16. 16. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Signalverarbeitungsschaltung (24) ein Empfangsfilter (56) mit zwei ungekoppelten Rekursivfiltern (Fig. 3) zum Filtern und Erhöhen der Abtastfrequenz des zweiten verarbeiteten Signals von der zweiten Abtastfrequenz auf die siebente Abtastfrequenz umfasst.
17. 17. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassinterpolatorschaltung (62, 64) ein mehrfach abgreifbares Nichtrekursivfilter zum Filtern und Erhöhen der Abtastfrequenz des zweiten verarbeiteten Signals von der siebten Abtastfrequenz auf die sechste Abtastfrequenz sowie drei mehrfach abgreifbare Nichtrekursivfilter zum Filtern und Erhöhen der Abtastfrequenz des zweiten verarbeiteten Signals von der sechsten auf die fünfte oder vierte oder dritte Abtastfrequenz umfasst.
18. 18. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Signalverarbeitungsschaltung (24) ein mehrfach abgreifbares nichtrekursives Entzerrfilter (60) und ein einfach abgreifbares nichtrekursives Verstärkungseinstellfilter (58) umfass, die beide digital regelbar sind und bei der siebenten Abtastfrequenz arbeiten.
19. 19. Sprachverarbeitungsgerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Anpassungs- und Ausgleichsschaltung (44, 66) ein erstes mehrfach abgreifbares nichtrekursives Ausgleichsfilter (44) ist, welches den Ausgang der zweiten Entzerrfilterschaltung (60) mit dem Eingang der ersten Entzerrfilterschaltung (46) verbindet und ein zweites mehrfach abgreifbares nichtrekursives Impedanzfilter (66) ist, welches die Frequenzreduktionsschaltung (40, 42) mit der Tiefpassinterpolatorschaltung (62, 64) verbindet.

    2

    5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65