DE3141015A1 - "drehwinkeldetektor" - Google Patents
"drehwinkeldetektor"Info
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Description
3U1015
VON KREISLER SCHONWALD EISHOLD FUES VON KREISLER KELLER SELTING WERNER
.PATENTANWÄLTE KABUSHIKI KAISHA S G Dr.-Ing. von Kreisler11973
22-12 Minaraimachi 3 -chome , Dr.-Ing. K. Schönwald, Köln
, , , , , Dr.-Ing. K. W. Eishold, Bad Soden
Kokubunui-shi, Tokyo-to Dr. J. F. Fues, Köln
-r_-J11n Dipl.-Chem. Alek von Kreisler, Köln
y Dipl.-Chem. Carola Keller, Köln
Dipl.-Ing. G. Selting, Köln
Dr. H.-K. Werner, Köln
DEICHMANNHAUS AM HAUPTBAHNHOF
D-5000 KÖLN 1
14. Oktober 1981 Sg-fz
Die Erfindung betrifft einen Drehwinkeldetektor mit einem Stator und einem relativ zu dem Stator
drehbaren oder rotatorisch verstellbaren Rotor.
Bekannt sind Drehwinkeldetektoren in Form eines Potentiometers, eines Resolvers, eines Differential-Drehtransformators,
eines optischen Drehkodierers u. dgl.. Ein Potentiometer hat den Nachteil einer geringen Lebensdauer, da es auf elektrischer Kontaktgabe
basiert. Ein Resolver, der eine Bürste benötigt, bringt Probleme hinsichtlich der Betriebssicherheit,
Dauerhaftigkeit, Schnelligkeit der Reaktion und Lärm. Obwohl es einen Resolver gibt, der unter Verwendung
eines Drehtransformators ohne Bürste auskommt, ist auch dieser nachteilig, weil ein Drehtransformator
eine komplizierte und großvolumige Einrichtung ist. Ein Differential-Drehtransformator, mit dem man ein
sinusförmiges analoges Ausgangssignal empfängt, dessen Amplitude dem Drehwinkel entspricht, ist nicht im-
Telefon: (0221) 131041 ■ Telex: R8B23U7 dopa d · Telegramm Dompälenl Köln
3 U 1.0 1 5
stande, ein lineares Ausgangssignal über den gesamten Drehwinkelbereich zu liefern. Ein gemeinsamer Nachteil
der bekannten Differential-Drehtransformatoren und Potentiometer besteht darin, daß diese Einrichtungen
infolge von Störungen zu Fehlern neigen, denn sie liefern eine dem Drehwinkel entsprechende
Spannungsamplitude. Beispielsweise bewirkt die Erhöhung des Widerstandes einer Spule infolge von
Temperaturänderungen eine Veränderung des Erkennungssignals. Die Zuverlässigkeit dieser Einrichtungen ist
auch wegen der Dämpfung des Amplitudensignals auf den Übertragungswegen vom Detektor zu der Auswerteschaltung
unzureichend, weil diese Leitungswiderstände
von der Länge des Leitungsweges abhängen. Ferner gehen Amplitudenänderungen infolge Rauschens direkt
in den Fehler ein. Aus den verschiedenen oben angegebenen Gründen ist es schwierig, einen Kodierer mit
hohem Auflösungsvermögen zur Ermittlung des Absolutwertes eines Drehwinkels zu realisieren. Andererseits
haben optische Kodierer, die imstande sind, den Absolutwert des Drehwinkels anzugeben, den Nachteil,
daß bei ihnen das Auflösungsvermögen durch die Fläche einer Kodierscheibe begrenzt ist, so daß bei einer
Vergrößerung des Auflösungsvermögens die Kodierscheibe 5 vergrößert werden muß. Die Folge hiervon sind großflächige
Kodierscheiben mit umfangreichen Mustern und entsprechend große Abmessungen des gesamten Detektors.
Die optischen Winkelkodierer haben ferner den Nachteil, daß sie aufwendig und teuer sind, daß bei einer
Änderung des Auflösungsvermögens oder der Kodierungsart
die gesamte Kodierscheibe ausgewechselt werden muß
3H1015
1b
und daß die Kodierscheibe leicht bricht, wenn sie aus Glas o.dgl. besteht, so daß ein derartiger Winkelkodierer
nicht ungeschützt in einer beliebigen Umgebung arbeiten kann.
Die bekannten Drehgeschwindigkeitsmesser lassen sich generell in zwei Klassen einteilen, nämlich solche
die ein der Drehgeschwindigkeit (d.h. der Drehzahl) proportionales Signal in Form einer Spannung oder eines
Stroms liefern,und solche die einen der Drehgeschwindigkeit
proportionalen Impulszug liefern. Die Vorrichtungen mit analogen AusgangsSignalen haben den Nachteil gemeinsam,
daß sie sehr störanfällig sind, bei Störungen zu Fehlern neigen und daß die Auflösung begrenzt ist. Bei
den Vorrichtungen, die einen Impulszug erzeugen, sind das Auflösungsvermögen und auch der Meßbereich (der meßbare
Drehzahlbereich) ebenfalls beschränkt, denn die Anzahl der pro Umdrehung erzeugten Impulse ist infolge
des Mechanismus der Vorrichtung begrenzt. Außerdem gibt es derzeit keine Drehbeschleunigungsmeßeinrichtung mit
weitern Meßbereich und hoher Auflösung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen kontaktlosen Drehwinkeldetektor zu schaffen, der einfach und
kompakt im Aufbau ist, die Möglichkeit zur Durchführung genauer Messungen bietet ohne daß sein Ausgangssignal
durch Störungen beeinflußt wird, und stabil und störunempfindlich ausgeführt werden kann.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen,
daß der Stator Pole aufweist, auf die Primär-
spulen bzw. Sekundärspulen gewickelt sind, daß der Rotor derart ausgebildet ist, daß er jeweils
einem Endbereich eines jeden Poles unter Trennung durch einen Spalt gegenüberliegt, wodurch ein durch
den Pol hindurchgehender Magnetkreis geschlossen wird und sich die Reluktanz des Poles in Abhängigkeit
von dem Drehwinkel verändert,und daß die Primärspulen
der jeweiligen Pole von ungleichphasigen Referenz-Wechselströmen erregt sind, derart, daß in der
Sekundärspule ein Ausgangssignal erzeugt wird, das von der Phasenverschiebung der Referenzstromsignale
und dem Drehwinkel des Rotors abhängt.
Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor ist ein Reluktanzgerät,
das nicht nur imstande ist den-Orehwinkel zu ermitteln, sondern auch die Rotationsgeschwindigkeit
und die Rotationsbeschleunigung, und zwar mit einem einzigen Detektorkopf. Dieser Detektorkopf hat
einen sich während der Drehung des Rotors periodisch verändernden Luftspalt, so daß an der Sekundärspule
ein Äusgangssignal erzeugt wird, das gegenüber dem Erreger-Wechselsignal, das als Referenzsignal dient,
entsprechend der Drehstellung des Rotors phasenverschoben ist.
Der erfindungsgemäße Drehwinkeldetektor hat ein hohes
5 Auflösungsvermögen und einen großen Meßbereich an Drehgeschwindigkeiten. Auch Drehbeschleunigungen
können mit großem Meßbereich ermittelt werden. Für die Messung der Drehstellung, der Drehgeschwindigkeit und
der Drehbeschleunigung ist nur einziger gemeinsamer Detektorkopf erforderlich.
3H1015
4t
Λ -
Der Wert des Drehwinkels wird anhand der Phasendifferenz zwischen dem Referenz-Wechselsignal und
dem Ausgangssignal der Sekundärspule ermittelt. Wenn der Rotor rotiert, ist das Ausgangssignal der Sekundärspule
ein Signal, das durch Phasenmodulation des Referenz-Wechselsignals mit der Rotationsgeschwindigkeit
entsteht. Der Wert der Rotationsgeschwindigkeit kann daher durch Ermittlung der Frequenzdifferenz
oder der Periodendifferenz zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspule
erhalten werden. Außerdem kann durch Ermittlung des Augenblickswertes der Rotationsgeschwindigkeit
auch die Geschwindigkeitsänderung, d.h. die Beschleunigung, auf der Grundlage der Differenz eines
neuen Wertes und eines früheren Wertes der Drehgeschwindigkeit berechnet werden. Auf diese Weise
können der Drehwinkel, die Drehgeschwindigkeit und die Drehbeschleunigung gemeinsam unter Verwendung
eines einzigen Rotationswinkeldetektors ermittelt werden.
Da der Rotor keine Spule trägt, ist der Drehwinkeldetektor bürstenlos und somit naturgemäß dauerhaft.
Seine Konstruktion ist gegenüber den bekannten Vorrichtungen vereinfacht, weil kein Drehtransformator
benötigt wird, der bei den bekannten bürstenlosen Drehwinkeldetektoren unerläßlich war. Da der Drehwinke
ldetektor mit einem System ausgestattet ist, das es
erlaubt, den Winkel durch Ermittlung einer Phasendifferenz zu erhalten, kann unabhängig von der Veränderung
der Ausgangsamplitude infolge von Störungen
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- sf -
eine sehr genaue Messung durchgeführt werden. Die Auflösung der Messung des Drehwinkels kann auf einfache
Weise erhöht werden, indem eine Schaltung zur Erhöhung der Auflösung bei der Ermittlung der Phasendifferenz
vorgesehen wird. So kann beispielsweise die Frequenz der in einem Zähler zum Auszählen der Phasendifferenz
verwendeten Impulse erhöht werden.Ferner ist die erfindungsgemäße Vorrichtung viel kleiner als
die bekannten optischen Winkelkodierer. Der erfindungsgemäße
Drehwinkeldetektor weist keine zerbrechlichen Komponenten auf, insbesondere keine Glasmuster
scheibe, und bewährt sich auch unter schwierigen Umgebungsverhältnissen. Da seitens des Drehwinkeldetektors
die Welle, deren Drehung gemessen werden soll, nicht belastet wird, erfolgt keine Begrenzung
der Belastbarkeit der Welle durch die erfindungsgemäße Vorrichtung. Den Absolutwert des Drehwinkels
kann man unter beliebigen Temperaturverhältnissen und in jeder Umgebung erhalten, wenn zur Ermittlung
der Phasendifferenz derselbe Impulstakt benutzt wird
wie für die Erzeugung der Frequenz des Referenz-Wechselsignals .
Der Stator enthält vorzugsweise mehrere Polpaare, die
gegenphasig zueinander erregt sind, und der Rotor ist so gestaltet, daß zwischen den beiden ein Polpaar
bildenden Polen eine differentialmäßige Reluktanzänderung
erzeugt wird. Eine Erhöhung der Auflösung der Erkennung kann hierbei leicht durchgeführt werden.
3U1015
ZO
Eine weitere Erhöhung der Auflösung kann dadurch erfolgen, daß Zähne mit einer bestimmten Zahnteilung
an dem Rotor angebracht werden und daß ebenfalls der Stator mit entsprechenden Zähnen versehen wird. Durch
Bestimmung der Beziehung zwischen den Rotorzähnen und den Statorzähnen derart, daß die Reluktanz für jede
Grundteilung der Rotorzähne einen Zyklus ausführt, kann der Relativwinkel innerhalb einer Zahnteilung mit
hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden.
3U1015
ι*
~ σ —
Im folgenden werden unter·Bezugnahme auf die
Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 a eine Seitenansicht des Detektorkopfes
des Drehwinkeldetektors,
Fig. 1 b einen Längsschnitt durch den Drehwinkeldetektor der Fig. 1 a,
Fig. 2 ein Ä'quivalenzschaltbild des Magnetkreises bei dem Detektorkopf der Fig.
1 a und 1 b,
Fig. 3 eine Stirnansicht einer zweiten Ausführungsform des Detektorkopfes,
Fig. 3 b einen Längsschnitt durch das Ausführungsbeispiel der Fig. 3 a,
Fig. 4 a eine Seitenansicht einer dritten Ausführungsform des Detektorkopfes, teilweise geschnitten,
Fig. 4 b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels der Fig. 4 a,
Fig. 5 a eine Seitenansicht einer vierten Ausführungsform des Detektorkopfes, teilweise
geschnitten,
3 U1 O 1
Zl
Fig. 5 b eine Stirnansicht des Ausführungsbeispiels der Fig. 5 a,
Fig. 6 ein Blockschaltbild des Signalgenerators zur Erzeugung einer Bezugswechselspannung
und einer Phasendifferenzer-
kennungsschaltung des Drehwinkeldetektors,
Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung"der Verwendung
des Signalgenerators zur Erzeugung der Referenz-Wechselspannung nach Fig. 6,
Fig. 8 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der
Funktion des Phasenwinkeldetektors aus Fig. 6,
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines modifizierten
Ausführungsbeispiels des Sianalgenerators
zur Erzeugung der Referenz-Wechselspannung
und des Phasendifferenzdetektors nach Fig. 6,
Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Phasendifferenzdetektors,
welcher die Phasendifferenz als Analogspannung angibt,
Fig. 11 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen
Stellen der Schaltung nach Fig. 10,
3U1015
Il
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels
des Phasendifferenzdetektors, wobei die Phasendifferenz als
Analogspannung ausgegeben wird,
Fig. 13 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig.
12,
Fig. 14a einen Längsschnitt eines Detektorkopfes,
Fig. 14b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach Fig. 14 a,
Fig. 15a einen Längsschnitt durch eine weitere Ausführungsform
des Detektorkopfes,
Fig. 15b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach
Fig. 15 a,
Fig. 16 ein Amplitudendiagramm der Frequenzabweichungen des Ausgangssignale der Sekundärspulen,
die von der Winkelgeschwindigkeit oder Winkelbeschleunigung der rotierenden Welle abhängen,
Fig. 17 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur
Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit und der Rotationsbeschleunigung anhand
des Ausgangssignals des Detektorkopfes,
ZH
χ -
Fig. 18 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach
Fig. 17,
Fig. 19 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
der Detektorschaltung
für die Rotationsgeschwindigkeit und Rotationsbeschleunigung,
Fig. 20,21 und 22 Blockschaltbilder von Ausführungsbeispielen der Frequenzmeßschaltung aus
Fig. 19,
Fig. 23 ein Zeitdiagramm von Wellenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach
Fig. 22,
Fig. 24 a einen radialen Querschnitt eines Detektorkopfes mit hoher Auflösung,
Fig. 24 b einen Axialschnitt des Ausführungsbeispiels der Fig.24 a,
Fig. 25 eine Abwicklung zur Erläuterung der Beziehung zwischen den Rotorzähnen und den
Statorzähnen bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 24 a und 24 b,
Fig. 26 eine Seitenansicht und ein Blockschaltbild eines schematischen Ausführungsbeispiels
einer Kombination des Detektorkopfes mit hoher Auflösung und eines Detektorkopfes
zur Ermittlung des absoluten Rotationswinkels für jeden an derselben Welle vor-
■is
gesehenen Zahn,
Fig. 27 eine graphische Darstellung der Absolutwinkel-Erkennungsdaten und der mit hohem
Auflösungsvermögen angegebenen Relativwinkel-Erkennungsdaten,
die von der Vor
richtung nach Fig. 26 geliefert werden, wobei entlang der Ordinate die ermittelten
Werte und entlang der Abszisse der Drehwinkel angegeben ist/
Fig. 28 eine perspektivische Explosionsdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels
des Detektorkopfes,
Fig. 29 a ein Längsschnitt einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit
hoher Auflösung,
Fig. 29 b ein Querschnitt des Detektorkopfes nach Fig. 29 a entlang der Linie b-b,
Fig. 30 a eine Seitenansicht einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit
hohem Auflösungsvermögen,
Fig. 30 b eine Stirnansicht des Detektorkopfes nach
Fig. 30 a,
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Zb
Fig. 31 a ein Axialschnitt einer weiteren Ausführungsform eines Detektorkopfes mit hohem Auflösungsvermögen,
Fig. 31 b einen Querschnitt des Detektorkopfes der Fig. 31 a entlang der Linie b-b und
Fig. 32 ein schematisches Schaltbild einer Phasenverschiebungsschaltung
zur Justierung des Nullpunktes zwischen dem Ausgangsanschluß der Sekundärspule des Detektorkopfes und
der Phasendifferenzerkennungsschaltung.
Gemäß Fig. 1 a und 1 b weist der ringförmige Stator 1 vier nach innen gerichtete Pole A, B7C und D auf,
die/ bezogen auf den Umfang des Stators, jeweils in Winkelabständen von 90° zueinander angeordnet sind.
Die einander diametral gegenüberliegenden Pole A und C bilden ein Polpaar und die ebenfalls einander
diametral gegenüberliegenden Polpaare B und D bilden ein zweites Polpaar. Die Primärspulen 2A und 2C
(2b und 2D) sind in Differentialschaltung auf das PoI-paar
A und C (B und D) gewickelt. Unter der Annahme, daß die Flußrichtung zu dem freien Ende der jeweiligen
Spule die positive Phase darstellt, sind die jeweiligen Spulen so gewickelt, daß die Flüsse in den
Spulen 2A und 2C (oder 2B und 2D) jeweils gegenphasig zueinander sind. Die Primärspulen 2A und 2C sind in
Differentialschaltung derart gewickelt, daß bei Erzeugung
eines Flusses in Richtung des Pfeiles X/
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-Vf-
d.h. vom Fuß des Poles A wegweisend, durch die Primärspule
2A im Pol A, von der Primärspule 2C im gegenüberliegenden Pol C ein Fluß in Richtung des Pfeiles
X erzeugt wird, d.h. in Richtung auf den Fußpunkt des Poles C. Auf diese Weise wird in dem aus den Polen
A und C bestehenden Polpaar über den in dem Mittelraum zwischen den Polen befindlichen Rotor ein Fluß in
derselben Richtung erzeugt, obwohl die Flußrichtungen in den Polen entgegengesetzt sind, wenn man sie auf den
jeweiligen Fußpunkt, also den Verbindungspunkt des Poles mit dem ringförmigen .Teil des Stators, bezieht.
In gleicher Weise sind die Primärspulen 2B und 2C auf den Polen B und D des anderen Polpaars gewickelt. Der
Grund dafür, daß die Primärspulen in Differentialwicklung
gewickelt sind, besteht darin, daß, wie noch erläutert wird, das Polpaar A,C von einem anderen
Wechselsignal erregt wird als das Polpaar B,D, so daß ein gemeinsames Fließen des Magnetflusses in denjenigen
Polen (A" und C" oder B" und D") garantiert werden sollte, die von dem gemeinsamen Wechselstromsignal erregt
werden. Der Rotor 3 besteht lediglich aus einem Kern und weist keine Spulen auf. Die Kerne des Stators
1 und des Rotors 3 bestehen natürlich aus Materialien . mit relativ hoher Permeabilität.
Zwischen dem fest mit der rotierenden Welle 4 verbundenen Rotor 3 und den jeweiligen freien Enden der
Pole A-D befindet sich jeweils ein Luftspalt. Der zu messende Rotationswinkel θ bezieht sich auf die
Welle 4. Der Rotor 3 ist so ausgebildet, daß die Reluktanz der durch die Pole A,B,C und D hindurchgehenden
Magnetwege sich in Abhängigkeit vom Rotationswinkel θ ändert. Bei dem Ausführungsbeispiel
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rs -
der Fig. 1 hat der Rotor 3 eine zylindrische Form und er ist exzentrisch zur .Wellenlangsach.se an der Welle
4 befestigt. Infolge dieser exzentrischen zylindrischen Ausbildung ändert sich die Weite des Luftspaltes
zwischen der Umfangsfläche des Rotors 3 und jedem
der Pole A/B,C und D in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel Θ. Als Folge dieser Luftspaltänderun,g ändert
sich die Reluktanz in den jeweiligen Polen A, B, C und D bei jeder Umdrehung des Rotors 3 entsprechend der
trigonometrischen Funktion für einen Zyklus.
Das aus den Polen A und C bestehende Polpaar und das aus den Polen B und D bestehende Polpaar werden
separat und individuell von Wechselstromsignalen erregt, die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 sind die Primärspulen 2A und 2C der Pole A und C in Reihe geschaltet
und an diese Reihenschaltung wird von einem Oszillator 5 ein Sinuswellensignal i = I>
sin cot gelegt. Die Primärspulen 2B und 2D an den Polen B und D sind ebenfalls in Reihe geschaltet und
an diese Reihenschaltung wird von dem Oszillator 6 ein Kosinus-Wellensignal ib = I cos ωΐ gelegt.
Es sei darauf hingewiesen, daß, obwohl die Primärspulen 2A und 2C anscheinend in Reihe geschaltet und
gleichphasig zueinander sind, wenn man lediglich die Wickelrichtung betrachtet, diese Spulen zwar' tatsächlich
gegenphasig zueinander in Reihe geschaltet sind, da die Pole A und C auf die diese Spulen gewickelt
sind, einander entgegen gerichtet sind. Tatsächlich sind daher diese Spulen als Differential-
wicklungen gewickelt. Das gleiche gilt für die Primärspulen 2b und 2D.
Der Stator 1 weist ferner eine Sekundärspule 7 a'uf, um
die von den Polen A, B, C und D induzierten Spannungen aufzunehmen. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1
sind Sekundärspulen 7A und 7C um die Pole A und C gleichphasig zueinander gewickelt, jedoch gegenphasig
zu den anderen Sekundärspulen 7B und 7D, die um die Pole B und D - zueinander gleichphasig - gewickelt
sind. Diese Sekundärspulen 7A bis 7D sind in Reihe geschaltet und an den Anschlüssen der Reihenschaltung
entsteht das Signal E, das die Gesamtheit der von den Polen A,B,C und D induzierten Spannungen angibt. Das
Signal E ist um einen dem Rotationswinkel θ des Rotors 3 entsprechenden Phasenwinkel gegenüber dem
Erreger-Wechselstromsignal i = I sintut oder i. = I
coscot phasenverschoben. Obwohl dies durch eine Versuchseinrichtung
leicht bestätigt werden kann, kann der Nachweis auch wie folgt geführt werden.
In Fig. 2 ist schematisch eine Äquivalenzschaltung
des in dem Detektorkopf der Fig. 1 gebildeten Magnetkreises dargestellt, wobei N die Windungszahl der
Primärspulen 2A, 2B,2C und 2D ist, während i und i,
a D
die augenblicklichen Stromwerte der Erreger-Wechselsignale I sinwt und Icosojt darstellen, so daß
3H1015
Nib, -Nia und -Nib die von den Primärspulen
2A bis 2D der Pole A bis D erzeugten magnetischen Kräfte angeben. P , P , P und P geben die durch
die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und den Polen A,B,C und D gebildeten magnetischen Leitwerte
an. Wenn der Rotor 3 derart ausgebildet ist, daß die Reluktanzänderung der Pole für den Zyklus einer
jeden Drehung des Rotors 3 nach einer trigonometrischen Funktion erfolgt, kann man die magnetischen Leit-0
werte ΡΛ bis P-, gemäß den unten angegebenen
Gleichungen (1) schreiben. Mit anderen Worten: Der Rotor 3 ist so ausgebildet und. angeordnet, daß er
in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel θ Änderungen der magnetischen Leitfähigkeit gemäß den Gleichungen
(1) erzeugt. Diese Forderung kann durch Verwendung eines exzentrisch angeordneten Rotors leicht erfüllt
werden.
PA = | po + | P1 | sxn |
PB = | po - | P1 | cos |
pc = | po - | P1 | sin |
P = | P + | P1 | cos |
Pn und P sind Konstante , die von der Größe und
Permeabilität, z.B. des Rotors 3, abhängen. In den Gleichungen (1) bemißt sich der Rotationswinkel θ
zu 0°, wenn der Luftspalt zwischen dem Rotor 3 und dem Pol D am kleinsten ist, wie in Fig. 1 b dargestellt
ist. φ , φ ,φ ,und φ geben jeweils die Werte
3H1015
3*
re -
des durch die Luftspalte zwischen dem Rotor 3 und den Polen A, B, C, und D hindurchgehenden Magnetflusses
an. Aus der Äquivalenzschaltung ergibt sich, daß die Magnetflüsse in der folgenden Beziehung
zueinander stehen:
Das magnetische Potential U der gesamten Äquivalenzschaltung kann wie folgt ausgedrückt Werdens
U = Nia + &- = Nib +
A B
= - Nia + |2_ = _ Nib + |1_ . ... (3)
C D
Für die Flußwerte φΛ bis φη ergibt sich daher
folgendes:
ΦΑ = (U- Nia ) PA
φη = ( U - Nib ) P_
(41 φα = ( U + Nia ) Pc ° · .·ΐ*ι
Φο = ( U + Nib ).PD
Die Spannungen ea, eß, e_, und, eD, die in den Sekundärspulen
7A, 7b, 7C und 7D entsprechend den Luftspalten zwischen Rotor 3 und den Polen A bis D erzeugt
werden, können gemäß Gleichungen (5 )ausgedrückt werden, wobei N„ die Wicklungszahl der Sekundärspulen
7A bis 7D angibt:
= N2
eB = -N2 5Έ
eC = N2 df
(5)
eC = N2 dt<»D
Das zusammengesetzte Ausgangssignal E der Sekundärspulen 7 (7A bis 7D) kann unter Benutzung der
Gleichungen (5,4,3,1) sowie der Beziehungen i = I sinojt und i, = I cosojt wie folgt ausgedrückt werden:
E = e. + eD + e_ + e_
N2 | d dt |
(φΑ - ΦΒ | + »c - *p | ) | P |
N2 | dt | (U-Ni3) P | - (U-Ni | b> | ΡΌ] |
-(0+Ni3) Ρ α. |
c * (Ü+Ni | ||||
N2 | d dt |
(u(PA-PB+ | P -P) c d' |
<PB | |
■ Nia (PA | - Pc) +N | COS0 | |||
N2 | dt | (-2Ni P3 α. et |
• b' | P1 | |
= 2N2NP. ~ (-Isinωtsin -Icosωtcos0)
= 2Ν-ΝΡ..Χ (-cosωtsinθ + sinωtcosθ)
= 2N2NP1IsIn (ot - θ) (6)
Aus den Gleichungen (1) ist bekannt, daß P_ - Pß +
Pc - P = O ist. Setzt man für den Koeffizienten
2N2NP1I, der eine Konstante ist, den Wert K, so er
gibt sich die folgende Gleichung:
E = K sin dot -φ) (7)
Wie die Gleichung (7) zeigt, ist das Ausgangssignal E um einen dem Rotationswinkel θ entsprechenden
Phasenwinkel in Bezug auf die Phase des Referenzsignals I sincot phasenverschoben.
Fig. 3 a und 3 b zeigen ein Ausführungsbeispiel, bei
dem der Stator 1 in gleicher Weise aufgebaut ist wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1, während der
Rotor 8 von dem Rotor 3 der Fig. 1 dadurch abweicht, daß der zylindrische Rotor 8 koaxial an der Welle 4
befestigt ist und daß seine freie Stirnseite abgeschrägt ist. Die Spalte zwischen dem Rotor 8 und den
Enden der Pole A bis D verändern sich hierbei nicht, jedoch ändert sich die Polfläche, mit der der Rotor
8 den Enden der Pole gegenüberliegt,mit dem Rotationswinkel θ des Rotors 8. Der Rotor 8 in Fig. 3 vermag
also, ebenso wie der Rotor 3 in Fig. 1, die von den Luftspalten zwischen dem Rotor 8 und den Polen A bis
bis D verursachte Reluktanz entsprechend dem Rotationswinkel θ zu verändern. Mit anderen Worten:
Der magnetische Leitwert kann in der gleichen Weise verändert werden wie in den Gleichungen (1) angegeben
ist.
Fig. 4 a, 4 b und Fig. 5 a, 5 b zeigen Ausführungsbeispiele, bei denen die Statoren 9 und 91 gegenüber
dem Stator 1 der Fig. 1 und 3 verändert sind. Der Stator 9 in Fig. 4 hat vier Pole 9A, 9B, 9C und
9D, die jeweils in Winkelabständen von 90° zueinander in Umfangsrichtung verteilt angeordnet sind ,und einen
Ausgangspol· 9E,der entlang der verlängerten Achse der
Welle 4 am Stator angebracht ist. In gleicher Weise wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 trägt das
Polpaar 9A und 9C die Primärspulen 2A und 2C und dieses Polpaar wird durch das Sinussignal i = I
sincot erregt, während das andere Polpaar 9B, 9D die
Primärspulen 2B und 2D trägt und von dem Kosinuswellensignal i, = I costot erregt wird. Auf den Ausgangspolen
9E ist die Sekundärwicklung gewickelt, die das Kombinationssignal E der von den Polen 9A bis 9D
induzierten Spannungen sammelt. Während bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 1 und 3 die Pole A bis D
radial angeordnet sind, sind bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 4 und 5 die Pole 9A bis 9E parallel
zur Rotorachse angeordnet. Gemäß Fig. 4 ist der Rotor 10 eine exzentrisch an der Welle 4 befestigte Scheibe.
Der Abstand zwischen dem Rotor 10 und den freien Stirnseiten der Pole 9A bis 9D bleibt während der
3H1015
IS
Rotation des Rotors 10 konstant, jedoch ändert sich die Größe der Fläche,mit der der Rotor 10 jedem
Pol gegenüberliegt,entsprechend dem Rotationswinkel Θ, so daß die magnetische Leitfähigkeit des Luftspaltes
gemäß den Gleichungen (1) periodisch verändert wird.
Der Stator 91 der Fig. 5 hat den gleichen Aufbau wie
der Stator 9 in Fig. 4, mit der Ausnahme, daß der Ausgangspol 9E1 ein wenig langer ist als die anderen
Pole 9A bis 9D. Der Rotor 11 ist ein Zylinder, dessen freie Stirnfläche abgeschrägt ist, so daß die Luftspalte
zwischen dem Rotor 11 und den Polen 9A bis 9D sich entsprechend dem Rotationswinkel θ verändern.
Der magnetische Leitwert kann daher bei diesem Ausführungsbeispiel ebenfalls in der durch Gleichung
(1) angegebenen Weise verändert werden.
Die Wechselstromsignale zur Erregung der Polpaare A,C (9A,9C) sowie B,D (9B, 9D) sind nicht auf Sinusoder
Kosinussignale beschränkt,, sondern sie können auch aus einer Kombination eines Sinussignals mit
einem invertierten Kosinussignal (-cosoot) oder der
Kombination eines Kosinussignals mit einem invertierten Sinussignal (- siniot) bestehen, unter der Voraussetzung,
daß ein Wechselspannungssignal gegenüber dem anderen um 9 0° verschoben ist. Die Fig. 6 bis
zeigen Ausführungsbeispiele zur Gewinnung der Daten
Ib
über den Rotationswinkel des Rotors auf der Basis des Ausgangssignals des Detektorkopfes der Fig. 1,
3,4 oder 5. Der in Fig. 6 dargestellte Detektorkopf 12 weist einen Stator 1 (9,9') und einen Rotor
3 (8,10,11) auf, wie sie in den Fig. 1,3,4 oder 5 dargestellt sind. Von dem Detektorkopf 12 sind jeweils
nur die Primärspulen 2A, 2C und 2B, 2D sowie die Sekundärspule 7 schematisch dargestellt, während
die anderen Teile fortgelassen sind. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 6 besteht in erster Linie aus dem
Wechselstromgenerator 13 und dem Phasendifferenzdetektor 14 zur Ermittlung des Wertes des Rotationswinkels auf der Basis einer Phasenverschiebung. Der
Oszillator 15 liefert Taktimpulse CP mit hoher Folgefrequenz. In der Frequenzteilerschaltung 16 wird
die Taktfrequenz durch M geteilt, so daß Ausgangsimpulse Pb mit einem Tastverhältnis von ungefähr 50%
sowie zu den Impulsen Pb invertierte Impulse Pa entstehen (M ist eine vorgegebene beliebige ganze Zahl).
Im einzelnen enthält die Frequenzteilerschaltung einen ^-Frequenzteiler 17'dem ein die Frequenz halbierendes
Flip-Flop 18 nachgeschaltet ist. Der Frequenzteiler liefert an das Flip-Flop 18 die Impulsfolge Pc, deren
Frequenz das —-fache derjenigen des Impulstaktes Pb beträgt. Die Impulsfolge Pc wird anschließend durch
das Flip-Flop 18 durch zwei geteilt. Als Folge hiervon erzeugt das Flip-Flop 18 eine rechteckförmige
Impulsfolge Pb mit einem Tastverhältnis von 50 % und
3?
- 7ft -
einer Frequenz, die der Frequenz des Impulstaktes CP geteilt durch M entspricht, am Ausgang Q. Außerdem
wird die rechteckwellenförmige Impulsfolge Pa am Inversionsausgang Q des Flip-Flops 18 erzeugt. Diese
ist gegenüber der Impulsfolge Pb um 180° phasenverschoben. Die Impulsfolgen Pb und Pa werden jeweils
einem die Frequenz halbierenden Flip-Flop 19 bzw. 20 zugeführt, so. daß ihre Frequenzen halbiert werden
1 1
und die Impulsfolgen ~· Pb und ■=■ Pa entstehen. Fig. 7 1 1 zeigt die Impulsfolgen CP, Pc, Pb, Pa,^ Pb und ^- Pa zum Vergleich. Die jeweils von den Flip-Flops 19 und
und die Impulsfolgen ~· Pb und ■=■ Pa entstehen. Fig. 7 1 1 zeigt die Impulsfolgen CP, Pc, Pb, Pa,^ Pb und ^- Pa zum Vergleich. Die jeweils von den Flip-Flops 19 und
1 1
20 ausgegebenen Impulsfolgen ·=■ Pb und j Pa haben jeweils
zwei M-tel der Frequenz des Impulstaktes CP und sind um 90° gegeneinander phasenverschoben. Die Impulsfolgen
y Pb und ■=■ Pa werden jeweils einem Tiefpaßfilter
21 bzw. 22 zugeführt, um die Grundwellenanteile zu erhalten. Wenn man davon ausgeht, daß das
Tiefpaßfilter 21 die Kosinuswelle cosojt ausgibt, dann
gibt das Tiefpaßfilter 22 notwendigerweise die zugehörige Sinuswelle siniot aus. Das Signal coscot des
Tiefpaßfilters 21 wird mit einem Verstärker 23 verstärkt, so daß das Signal I cosiot entspricht, das
wiederum den auf das Polpaar B,D (9B, 9D) gewickelten Primärspulen 2B,2D zugeführt wird. Das Ausgangssignal
sincot des Tiefpaßfilters 22 wird in dem Verstärker
24 verstärkt und das hierdurch entstehende Signal I sintot wird an die auf das andere Polpaar A,C
(9A, 9C) gewickelte Primärspulenpaar 2A, 2C gelegt.
An der Ausgangsspule 7 erhält man das Wechselspannungssignal E = K sin (cot - Θ) , das in Bezug
auf das Signal K sinmt um einen dem Rotationswinkel θ entsprechenden Phasenwinkel verschoben
ist. Das Ausgangssignal E wird über einen Verstärker 25 einem Polaritätsdiskriminator 26 zugeführt.
Einem anderen Polaritätsdiskriminator 27 wird eines der Erreger-Wechselsignale I siniüt, nämlich das
Ausgangssignal des Verstärkers 24, zugeführt. Die Polaritätsdiskriminatoren 26 und 27 bestehen aus
Komparatoren/ die ein Ausgangssignal "1" liefern, wenn die Amplitude des Eingangssignals (K sin (üit Θ),
I sinwt) positiv ist, und ein "O"-Signal liefern, wenn das Eingangssignal negativ ist.
Die Ausgangssignale der Polaritätsdiskriminatoren • 26 und 27 werden jeweils einem Anstiegsdetektor
28 bzw. 29 zugeführt, nämlich einer monostabilen Kippstufe, die einen kurzen Impuls ausgibt, wenn
ihr Eingangssignal auf "1" geht. Wenn der Phasenwinkel (ü)t - Θ) des Rotationswinkel-Erkennungssignals
E 0° beträgt, gibt daher gemäß Fig. 8 der Anstiegsdetektor 28 einen Anstiegserkennungsimpuls Ts aus,
während dann, wenn der Phasenwinkel rnt des Erregersignals I sinwt 0° ist, der Anstiegsdetektor 29 einen
Anstiegserkennungsimpuls To erzeugt. Das Rotationswinkel-Erkennungssignal E = K sin (cot - Θ) läuft
dem Erregersignal sinuit um eine dem Rotationswinkel
N3 entsprechende Phasenverschiebung nach. Daher folgt der Anstiegserkennungsimpuls Ts dem Anstiegser-
19
ν* -
kennun.gsim.puls To mit einer de1*· Phasendifferenz
θ entsprechenden Zeitverschiebung.
Ma,n kann nun die Phasendifferenz θ (den Rotationswinkel) durch Zählen des Zeitintervals zwischen,
den Anstiegserkennungsimpulsen To und Ts mit einem Zähler 30 ermitteln, dem der Impulstakt CP des
Oszillators 15 zugeführt wird. Die Erregersignale I sintut und I coscot haben ein M-tel der Frequenz des
Impulstaktes CP, so daß ein Zyklus des Impulstaktes 2 TT ir
CP dem absoluten Phasenwinkel von --zr- = jr~ (in
Bogeneinheiten) entspricht. Ein von dem Zähler 30 gelieferter Zählwert "1" entspricht daher dem absoluten
Phasenwinkel von ^ (in Bogeneinheiten). Der Zähler 30 zählt modulo 2M und sollte vorzugsweise
so bemessen sein, daß er imstande ist, den Wert (2π τ I = 2M), der der größten Phasendifferenz
(dem größten Rotationswinkel) von 360° (2π) entspricht, zu z-ählen. Dem Zähler 30 wird als Rücksetzsignal
die Impulsfolge To zugeführt, die den Phasenwinkel 0 des Erregersignals I öinojt definiert. Der
Zähler 30 wird daher jedesmal dann rückgesetzt, wenn das Erregersignal I sinwt die Phase null hat.
Das Ausgangssignal des Zählers 30 wird einem Pufferregister 31 zugeführt, dessem Äbtast-Takteingang die
die Phase tot - θ = 0 'des Rotationswinkel^Erkennungssignals
K sin (ojt - Θ) kennzeichnenden Impulse Ts zugeführt
werden. Der von dem Zähler 31 ausgegebene
Zählwert wird dem Pufferregister 31 jedesmal dann zugeführt, wenn der Impuls Ts erzeugt wird, so daß
das Pufferregister 31 denjenigen Zählwert empfängt, der der Phasendifferenz und somit dem Rotationswinkel
θ entspricht. Dieser in das Pufferregister 31 eingegebene Zählwert ist der den Rotationswinkel· θ bezeichnende
Absolutwert D„. Da der Zählwert "1" dem absoluten Phasenwinkel von ^ (im Bogenmaß) entspricht,
ist der dem Rotationswinkel θ (im Bogenmaß) ent-
sprechende Zählwert DQ der-Absolutwert —M.
Auf diese Weise ist es möglich, einen Absolutwert-Rotationskodierer
unter Verwendung eines Signals , das mit dem die Frequenz des Erregersignals
bestimmenden Impulstakt CP identisch ist, zur Berechnung der Phasendifferenz θ zu schaffen. Ferner
kann die Auflösung des Kodierers in der jeweils gewünschten Weise durch freie Festlegung des Wertes
M gewählt werden. Der Aufbau der Schaltungen 13 und - 14 ist nicht auf das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel
beschränkt, sondern kann frei gewählt werden. Als Kodierer 30 muß nicht notwendigerweise
ein Binärzähler benutzt werden, sondern es kann auch ein binärkodierter Dezimalzähler oder ein anderer
Zähler» der nach einem geeigneten Kode zählt t benutzt
werden. Durch freie Wahl der Form des zu verwendenden Zählers kann man den Absolutwert des Rotationswinkels
DQ in der jeweils gewünschten Form (als Binärzahl, binärkodierte Dezimalzahl o.dgl.) erhalten.
¥4
Wenn ein Zähler und ein Pufferregister benutzt werden f
die jeweils durch die Impulsflanken getriggert werden, kann der Zähler auch ohne die Anstiegsdetektoren 28 und 29 durch die Anstiegsflanken der
Ausgangsimpulse der Schaltungen 26 und 27 angesteuert werden.
Fig.9 zeigt ein Ausführungsbeispiel/bei dem der
^-Frequenzteiler 17 aus Fig. 6 fortgelassen ist,
während der modulo-2M zählende Zähler 30 von dem ein Wechselsignal liefernden Signalgenerator 13A
und der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 gemeinsam
benutzt wird. In Fig. 9 sind zur Bezeichnung von Schaltungen, die die gleichen Funktionen ausführen
wie in Fig.6,dieselben Bezugszeichen verwendet. Das Bit
von einem Viertel der Wertigkeit des höchstwertigen
Bits, nämlich das Eingangssignal der rr -Frequenzteilerstufe,
wird dem Flip-Flop 18 als Impulsfolge Pc zugeführt. Auf der Basis dieser Impulsfolge Pc
werden das Sinuswellensignal I sin tot und das Kosinuswellensignal
I-cosuit durch die Schaltungen 18 bis 24 wie bei dein Ausführungsbeispiel der Fig. 6 erzeugt.
Das Ausgangssignal E = K sin (cot - Θ) des Detektorkopfes 12 wird von den Schaltungen 25, 26
und 28 wie im Falle von Fig. 6 erzeugt und als Folge hiervon wird der dem Ausgangssignal E in der Phase
0 entsprechende Impuls T.s dem Abtaststeuereingang des Registers 31 zugeführt. Dem Dateneingang des Registers
31 wird der jeweilige 'Zählerstand des.Zählers
30 zugeführt. Der der Phasendifferenz θ entsprechende
digitale Wert'D- wird auf diese Weise von dem Register 31 wie bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 6 gespeichert.
Während gemäß Fig. 6 und 9 der Winkelwert D- durch
die Phasendifferenz-Detektorschaltungen 14,14a erhalten
wird, kann er gemäß Fig. 10 und 12 auch in
analoger Form erhalten werden.
In Fig. 10 werden der Phasendifferenz-Detektorschaltung
14B das Referenzsignal I sinoit und das
Ausgangssignal E des Detektorkopfes zugeführt. Unter der Annahme, daß das Ausgangssignal E die in Fig.
11 a dargestellte Wellenform hat, gibt der PoIaritätsdiskriminator
36 ein "1"-Signal bei jeder positiven Halbwelle und ein "0"-Signal bei jeder
negativen Halbwelle aus, wie in Fig. 11b dargestellt
ist. Der Anstiegsdetektor 37 erzeugt gemäß Fig. 11c
zum Zeitpunkt des Anstiegs des Ausgangssignales des Polaritätsdiskriminators 36 einen kurzen Impuls.
Das Referenzsignal I sinort wird von dem Polaritätsdiskriminator
38 in eine Rechteckform umgesetzt (Fig. 11 d und 11 e) und dann dem Frequenzhalbierer
39 zugeführt, der das Ausgangssignal der Fig. 11 f
erzeugt, das jeweils während eines Zyklus des Referenzsignals I sinout den Wert "1" oder den Wert
"0" annimmt. Das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers 39 (Fig. 11 f) wird einer Integrationsschaltung 40
zugeführt, die eine Analogspannung (Fig. 11 g) er-0 zeugt, die in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal
3U1015
Hi
der Frequenzteilerschaltung abwechselnd linear ansteigt und linear abfällt. Das Ausgangssignal
(Fig. 11 g) der Integrationsschaltung 40 wird einer Abtast- und Halteschaltung 41 zugeführt und
immer dann abgetastet, wenn der Phasenwinkel des in Fig. 8 dargestellten Signals EO0 ist. Der
Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung 41 empfängt das Ausgangssignal des Anstiegsdetektors
37 über ein Tor 42, das geöffnet wird ,um der Abtast- und Halteschaltung 41 das Ausgangssignal des
Anstiegsdetektors 37 immer dann zuzuführen, wenn das Ausgangssignal (Fig. 11 f) des Frequenzhalbierers
39 "1" ist. Ist dieses Ausgangssignal jedoch "0", so wird das Signal der Fig. 11" c von
dem Steuereingang der Abtast- und Halteschaltung 41 ferngehalten. Das Tor 42 verhindert die Abtastung
der negativen Flanke des Signals der Fig. 11 g, das von der Integrationsschaltung 40 erzeugt wird, wenn
das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung 39 "0" ist. Der Abtast- und Halteschaltung 41 wird
daher über das Tor 42 ein Abtastimpuls (Fig. 11 h)
nur dann zugeführt, wenn das Ausgangssignal der Integrationsschaltung 40 ansteigt. Die Abtast- und
Halteschaltung 41 führt auf diese Weise bei jedem zweiten Zyklus die Abtastung durch und gibt ein
der Phasendifferenz θ (der zu ermittelnden Maschinenposition) entsprechendes Gleichspannungs-
3U10T5
HH
Analogsignal VQ aus. Dieses 'Signal entspricht der
Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal I sinojt
und dem Ausgangssignal E des Detektorkopfes.
Fig. 12 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Phasendifferenzdetektors 14C, der die
Phasendifferenz θ als Analogwert ermittelt und der einen Polaritätsdiskriminator 43 enthält, welchem
' das Referenzsignal I sin<dt zugeführt wird. Der
Frequenzhalbierer 44 und die Integrationsschaltung 45 arbeiten jeweils in gleicher Weise wie die
Schaltungen 38, 39 und 40 der Fig. 10. Das Ausgangssignal E des Detektorkopfes wird dem Polaritätsdiskriminator
46 zugeführt, dessen Ausgangssignal einerseits einem D-Flip-Flopr und andererseits einem
UND-Tor 48 Zugeführt wird. Dem D-Eingang des D-Flip-Flops 47 wird das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers
44 zugeführt. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 47 wird an den AbtastSteuereingang einer Abtast-
und Halteschaltung 50 gelegt und gleichzeitig nach Invertierung durch einen Inverter 49
der UND-Schaltung 48 zugeführt. Die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung 45 wird dem
Dateneingang der Abtast- und Halteschaltung 50 zugeführt, deren Ausgangssignal an den Dateneingang
einer Abtast- und Halteschaltung 51 gelegt wird. Dem Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung
51 wird das Ausgangssignal der UND-Schaltung 48 zugeführt.
3U1015
-vi-
Es sei angenommen, daß in Fig. 12 das Referenzsignal
I sinwt und das Ausgangssignal E des Detektorkopfös die in Fig. 13 bei a dargestellten
WeIlenformen haben und daß an den mit b bis h
bezeichneten Ausgängen der Schaltungen 43, 44, 46, 47, 45, 50 und 48 jeweils die in den Fig. 13 b bis h
dargestellten Wellenformen auftreten. Wie aus Fig. 13 hervorgeht, wird von der Abtast- und Halteschaltung
51 letztlich die Ausgangsspannung der Integrationsschaltung festgehalten, die dem Ausgangssignal
E des Detektorkopfes in der Phase Wt - θ = 180° entspricht. Da die Integrationsschaltung 45 die Integration ausführt, wenn das
Referenzsignal I sincot sich in der Phase ujt =
180° befindet, wird schließlich von der Abtast- und Halteschaltung 51 eine Analogspannung V„
festgehalten, die dem Phasenwinkel θ entspricht.
Die Schaltung 14C enthält eine Halteschaltung 52 für positive Spitzenwerte und eine Halteschaltung
53 für negative Spitzenwerte, die jeweils die positiven Spitzenspannungen + MAX und die negativen
Spitzenspannungen - MAX der Aufgangsspannung der
Integrationsschaltung 45 festhalten. Die Spitzenspannungen MAX und - MAX der Schaltungen 52 und
können als Referenzspannungen zur Berechnung des Winkels θ aus der Größe der Winkelspannung VQ benutzt
werden, da die negative Spitzenspannung - MAX dem Phasenwinkel θ = 0° und die positive Spitzenspannung
MAX <$em Phasenwinkel θ = 360° entspricht.
3U1015
♦ί
Bei dem Ausfiihrungsbeispiel der Fig. 14 a und 14 b sind die Polpaare nicht entlang desselben Umfangs
angeordnet, sondern entlang konzentrischer, axial gegeneinander versetzter Umfangsflachen. Der Stator
besteht daher aus zwei Teilen 1A und 1B, die axial gegeneinander versetzt sind. Das Statorteil 1A trägt
die-einander diametral gegenüberliegenden Pole A und
C mit den Primärspulen 2A und 2C, die in Reihe geschaltet sind, so daß der Magnetfluß in einem Pol und
der Magnetfluß in dem anderen Pol in entgegengesetzte Richtungen fließen. Die Pole A und C werden von dem
Sinuswellensignal I sincot erregt. Der Stator 1B. weist in gleicher Weise zwei diametral gegenüberliegende
Pole B und D mit den in Reihe geschalteten Primärspulen 2B und 2D auf, so daß der Fluß in dem
einen Pol und der Fluß, in dem anderen Pol in entgegengesetzte Richtungen gerichtet sind. Die Pole B
und D werden von dem Kosinuswellensignal I cosojt erregt. Die Statorteile 1A und 1B sind relativ zueinander
so angeordnet, daß die durch das Polpaar A,C hindurchgehende Achse rechtwinklig zu der durch
das Polpaar B,D hindurchgehenden Achse verläuft. Die Ausgangssignale der Sekundärspulen 7A bis 7D sind in
der gleichen Weise zusammengefaßt wie in Fig. 1. Der Rotor 32 besteht aus einem zylindrischen Kern, der
exzentrisch an der Welle 4 befestigt ist, in gleicher Weise wie der Rotor 3 in Fig. 1.
3 H 1 O 1
HI
Fig. 15 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel mit
einem E-förmigen Stator 33, dessen endseitige Pole 33A und 33B die Primärspulen 34A und 34B tragen. Die
Pole 33A und 33B werden jeweils von dem Sinuswellensignal I sinwt bzw. dem Kosinuswellensignal I cosoot
erregt. Mittig zwischen den genannten Polen ist an dem Stator 33 ein Pol 33E angebracht, der die Sekundärspule
7 trägt. Der Rotor 35 besteht aus einem zylindrischen Kern, dessen beide Enden schräg abgeschnitten
sind und der koaxial an der Welle 4 befestigt ist. Die beiden schrägen Stirnflächen des
Rotors 35 sind nicht parallel zueinander, sondern die eine schräge Stirnfläche ist um 90° gegenüber der
anderen schrägen Stirnfläche verdreht. Derjenige Teil der Umfangsflache des Rotors 35, der den
freien Enden der Pole 33A und 33B gegenüberliegt, variiert auf diese Weise in Abhängigkeit von dem
Rotationswinkel θ des Rotors 35, so daß man die dem Rotationswinkel θ entsprechende Reluktanzänderung
erhält. Die 90"-Verdrehung zwischen den
beiden Stirnseiten des Rotors 35 führt dazu, daß die Reluktanzänderung am Pol 33A um 90° phasenverschoben
ist gegenüber derjenigen am Pol 33B. Auf diese Weise erhält man den gleichen Effekt wie in
dem Fall, daß der von dem Sinuswellensignal erregte Pol 33A um 90° gegenüber dem Von dem Kosinuswellen·=
signal erregten Pol 33B versetzt ist. Wie im Falle ■-: der Ausführungsformen der Fig. 1,3,4 und 5 kann man
von der Sekundärspule 7 am Pol 33E das Wechsel-
Ht
spannungssignal abnehmen, das entsprechend dem Rotationswinkel θ des Rotors 35 phasenverschoben
ist. Schließlich kann es zweckmäßig sein, einen zweiten E-förmigen Stator 33' vorzusehen, der in
den.Fig. 15 a und 15 b strichpunktiert angedeutet ist und der zusammen mit dem Stator 33 den Rotor
einschließt, während die von dem Sinuswellensignal erregten Primärspulen diffeifentialmäßig auf die
Pole 33A und 33C gewickelt sind und die von dem
Kosinuswellensignal erregten Primärspulen in g-leicher
Weise auf die Pole 33B und 3-3D gewickelt sind. In
diesem Fall' wird die Summe der Ausgangssignale der
Sekundärspulen auf den Zwischenpolen 33E und 33E1 der Statorteile 33 und 33' das Signal K sin (tot - Θ),
das phasenmäßig um den Rotationswinkel θ verschoben ist.
Wie sich aus Gleichung (7) ergibt, ändert.sich die Phasendifferenz θ nicht mit der Zeit, was bedeutet,
daß die Welle 4 bei einem bestimmten Rotationswinkel θ auch stillstehen kann. Wenn die Welle 4
mit einer bestimmten Winkelgeschwindigkeit oder Winkelbeschleunigung, rotiert, ergibt sich die
Phasendifferenz θ (der Rotationswinkel) in Gleichung (7) als Funktion der Zeit (t) zu
- 3* -E=K sin (cat - θ (t) ) (8) .
Das Vorzeichen (±) für die Phasendifferenzfunktion 9(t) gibt die Richtung der Phasendifferenz (Voreilung
oder Nachlauf) an und entspricht der Drehrichtung der Welle 4. Bei der nachfolgenden Beschreibung
sei angenommen, daß diese Richtung der Phasendifferenz auf einen voreilenden Phasenwinkel
beschränkt ist (d.h. + θ (t)). Die Phasendifferenzfunktion θ (t) enthält das Element der Winkelgeschwindigkeit
oder Winkelbeschleunigung der Welle 4.
Wenn die Welle 4 mit einer Winkelgeschwindigkeit ωΜ rotiert, gilt
dt θ
Das Integral der Winkelgeschwindigkeit ül. entspricht
der Phasendifferenz θ (t) , so daß Gleichung (8) geschrieben werden kann als
E = K sin (ω+ωΜ)ΐ+θ (10),
wobei θ die Anfangsphase angibt.
Wenn andererseits die Welle 4 mit einer Winkelbe= schleunigkeit aM rotiert, gilt
3U1015
ίο
dte(t) = «Μ*
und somit
θ (t) = oMtdt = ~ t2 + θο (12) .
Gleichung (8) kann daher wie folgt geschrieben
werden:
E = K sin { (ω + ψ' t)t + θο } (13).
Wie aus Gleichung (10) oder (13) hervorgeht, enthält
die Phasendifferenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals E/das von dem Detektorkopf 12 aüsgegeben
wird, das Element der Rotationswinkelgeschwindigkeit ω oder der Rotationswinkelbeschleunigung
α /So daß die Rotationsgeschwindigkeit oder
Rotationsbeschleunigung durch Analyse der Phasenverschiebung θ - genauer: θ (t)-gefunden werden
kann. Die Erfindung erlaubt somit nicht nur die Ermittlung des Rotationswinkels sondern auch die
der Rotationsgeschwindigkeit sowie der Rotationsbeschleunigung. Das Pufferregister 31 der Fig. 6
oder 9 tastet die Rotationswinkelwerte DQ für jeden
einzelnen Zyklus des Signals E ab. Wenn die Welle 4 mit einem bestimmten Rotationswinkel θ stillsteht,
behält der Rotationswinkelwert DQ einen dem
Rotationswinkel θ entsprechenden konstanten Wert bei. Rotiert die Welle 4 mit einer Geschwindigkeit
ωΜ oder einer Beschleunigung ctM, ändert sich der
Si
>β -
Rotationswinkelwert Dfl zu jedem Abtastzeitpunkt..
Man kann daher die Winkelgeschwindigkeit ωΜ oder
die Winkelbeschleunigung aM auf der Basis der
Änderung des Rotationswinkelwertes Dn ermitteln.
Im folgenden wird genauer beschrieben, wie die Winkelgeschwindigkeit ωΜ oder die Winkelbeschleunigung
aM ermittelt werden kann. In Fig. 16
ist strichpunktiert ein Rotationswinkel-Erkennungssignal Es dargestellt, bei dem es sich um das
Rotationswinkel-Erkennungssignal E handelt, während die Welle 4 »it der Winkelgeschwindigkeit ωΜ rotiert.
Die durchgezogene Linie bezeichnet das Referenzsignal I sinuit, während die gestrichelte Linie das
Rotationswinkel-Erkennungssignal EO bezeichnet, nämlieh
das Rotationswinkel-Erkennungssignal E, das man erhält, wenn der Rotor bei einem bestimmten Rotationswinkel θ stillsteht. Die Anfangsphase der Rotation
des Signa-ls Es ist Θ. In der Zeichnung bezeichnet
t ein.en Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals EO. Der Wert t ist gleich der Zyklusdauer des
Erregersignais I sinovt, auf dem die Phasenerkennung
. basiert, t bezeichnet einen Zyklus des Rotationswinkel-Erkennungssignals
Es. Aus Fig. 16 geht hervor, daß bei rotierender Welle 4 die Frequenz des
Rotationswinkel-Erkennungssignals E (d.h. Es) von der Referenzfrequenz ω abweicht. Dies ergibt sich auch
3U1015
si
- ΊΑ -
aus Gleichung (10) und insbesondere entspricht die
Frequenzabweichung der Winkelgeschwindigkeit ω . Wenn die Winkelfrequenz des Rotationswinkel-Erkennungssignals
Es ω ist, kann Es aus Gleichung (10) ausgedrückt werden als
Es = K1 sin (ω t + θ )
S O
= K1 sin { (ω +ü).,)t + Bn
> (14) .
In Fig. 16 ist ΔΘ der Unterschied z-wisphen der
Phasendifferenz θ , um die das Referenzsignal· I sintot
zu einer bestimmten Zeit von dem Rotationswinkel-Erkennungssignal E (d.h. Es) abweicht, einerseits und
einer Phasendifferenz θ , um die das Referenzsignal I sintot sich t Sekunden später von dem Rotationswinkel-Erkennungssignal
E unterscheidet, andererseits. Wenn die Welle 4 stationär ist, ist θ = θ
und ΔΘ = 0, während bei rotierender Welle 4 ΔΘ der Winkelgeschwindigkeit ω., der Welle 4 entspricht.
Im einzelnen beträgt der der Zeit t entsprechende Phasenwinkel, wenn man die Periode tQ des Referenzsignals
I sinut zu 2π (im Bogenmaß) macht, wie aus Fig. 16 hervorgeht, f^smdt und Δθ wird ausgedrückt
als
ΔΘ = 2ιτ - / ^Süidt (15)
Wie sich aus Gleichung (14) ergibt, ist
3H1015
ω = ω3 - ωΜ (16)
Substituiert man dies in Gleichung (15), so ergibt
sich
ΔΘ = 2π / £s u>gdt + / ^s ωMdt
= /fc scodt . . . (17)
Da ω = 2 ir ~ ist, gilt /t sωdt = 2π. Wie sich aus
S u-S O
Gleichung (17) ergibt, ist ΔΘ eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit ωΜ· Durch Auflösung von
Gleichung (17) nach ωΜ ergibt sich
ΔΘ■- ωΜ - ts
ΔΘ (18)
Die Winkelgeschwindigkeit ωΜ kann auf der Basis von
ΔΘ und t gefunden werden. Im einzelnen erhält man t durch Zählen eines Zyklus des Rotationserkennungs-
Signals E (d.h. Es) durch den Impulstakt CP. Wenn der
dem Wert t entsprechende Zählwert η ist und wenn
ein Zyklus des Impulstaktes CP mit φ (sec.) bezeichnet wird-, gilt
t " = ns . φ ..... (19)
Den Wert ΑΘ kann man auch auf der Basis des Zählwertes
η erhalten. Wenn die Anzahl der Zählungen
des Impulstaktes CPfder einem.Zyklus t des
Referenzsignals I sinuit entspricht, η ist, kann
die Winkelfrequenz ω ausgedrückt werden als
ω ^ t /7T η . φ
s ο
s ο
Bei Substitution von Gleichung (20) in Gleichung (15) und Auflösung des Integrationsausdrucks ergibt
sich
ίο δθ = 2π -
no no
(21)·
Durch Substitution der Gleichungen (21) und (19) in Gleichung (18) ergibt sich
wobei η eine Konstante ist, die einem Frequenzteiler
verhältnis ^m entspricht, und η = 2M. Die Periode
φ des Impulstaktes CP ist eine bekannte Konstante. Wie sich aus Fig. 22 ergibt, kann daher die Winkelgeschwindigkeit
ωΜ durch Zählen eines Zyklus des
Rotationswinkel-Erkennungssignals E ermittelt werden um den 2ählwert η zu erhalten. Somit braucht nur
SS
Gleichung (22) aufgelöst zu werden. Da aus Gleichung (16) ω = ω - ω ist, kann die Lösung altei
nativ auch durch folgende Auflösung erhalten werden;
ω,. - ω - ω
M s
M s
£— — 2ττ -τ—
S O
Zwischen der Winkelbeschleunigung cl. und der Winkelgeschwindigkeit
ω besteht die folgende Beziehung
d -. ΔωΜ
d .
aM " dt ωΜ " ΔΓ
aM " dt ωΜ " ΔΓ
worin ΔωΜ der Betrag der Änderung der Winkelgeschwindigkeit
ωΜ während des Zeitintervalls At
ist. Die* Winkelgeschwindigkeit zur Zeit t1 sei
u>M1 und die Winkelgeschwindigkeit zu einer um tQ
Sekunden späteren Zeit t2 sei ω . Dann gilts
1-5 At = ts' ΔωΜ = ωΜ2 - ωΜΓ
Da aus Gleichung (19) .gilt t = η "φ, kann
Gleichung (23) in die folgende Form umgeschrieben werden:
rs
UM - | ωΜ2 | - ωΜ1 |
ωΜ2 | - ωΜ1 | |
ns | • Φ |
(24) .
Die Winkelbeschleunigung α kann daher berechnet werden, indem die Winkelgeschwindigkeit ω für jeden
einzelnen Zyklus t des Rotatiönswinkel-Erkennungssignals
E (d.h. Es) ermittelt wird, um die Differenz zwischen der Winkelgeschwindigkeit ω 2 und der
Winkelgeschwindigkeit ω .. zu ermitteln und diese
Differenz durch das Produkt der Zählung η und di Periodendauer φ des Impulstaktes CP zu teilen.
Im folgenden wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 17 bis 23 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung
erläutert, bei der die Geschwindigkeiten und Beschleunigungen unter Durchführung der obigen
Operationen ermittelt werden;
In Fig. 17 sind die Schaltungen 25 bis 24 zur Versorgung der Primärspulen 2A, 2C, 2B und 2D des
Detektorkopfes 12 mit dem Sinuswellensignal I sinuit
und dem Kosinuswellensignal I costot jeweils in
gleicher Weise ausgebildet und geschaltet wie die entsprechenden Teile, die in der in Fig. 6 dargestellten
Schaltung 13 enthalten sind, mit der Ausnahme, daß in Fig. 17 die Ausgangssignale ■=■ Pa und
•j Pa1 am Ausgangsanschluß Q und dem inversen Ausgang
Q des Flip-Flops 20 einer Schaltung 54 zugeführt werden, die eines dieser Ausgangssignale *
selektiert und dem Tiefpaßfilter 22 zuführt, so daß die Erregersignale in Abhängigkeit von der Drehrichtung
in ihrer Phase um 180° umgeschaltet werden können, wie nachfolgend noch erläutert wird.
Von, der Sekundärspule 7 des Detektorkopfes erhält man das Wechselspannungssignal E = Es = K1 sin
(ω t + θ ), dessen Frequenz um den der Rotationss ο
geschwindigkeit entsprechenden Wert ωΜ abweicht.
Während die Richtung der Frequenzabweichung ωΜ in
Bezug auf die Referenzfrequenz ω von der Drehrichtung
der Welle 4 abhängt, erfolgt die nachfolgende Beschreibung unter der Annahme, daß die
Welle 4 in einer positiven Richtung rotiert, nämlich in einer solchen Richtung, daß die Frequenz iog größer
ist als die Referenzfrequenz ω. Diese positive Drehrichtung
wird im folgenden als im Uhrzeigersinn bezeichnet.
Der Geschwindigkeitsdetektor 55 dient zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis des Aus»
gangssignals E (Es) des Detektorkopfes 12 und enthält eine Periodenrechenschaltung 56, eine Rechenschaltung
57 und eine Halteschaltung 58. Die Periodenrechenschaltung 56 dient zur Ermittlung der Periode
t des Ausgangssignals E (Es) des Detektorkopfes 12.
Sie gibt den dem Wert t entsprechenden Zählwert
η aus, indem-die Impulse des Impulstaktes CP über
einen Zyklus eles Signals Es gewählt werden» Das Aus-
gangssignal E (Es) wird einem Komparator 59 zugeführt,
der in Abhängigkeit ν'ψχ der Polarität des
Eingangssignals E ein "1"-Signal oder "O"-Signal ausgibt. Ein monostabiler Multivibrator 60 gibt bei
der Anstiegsflanke des Ausgangssignals einen kurzen Impuls G ab, der beispielsweise eine Dauer von etwa
100 ns hat. Der monostabile Multivibrator 61 gibt bei der Abfallflanke des Impulses G einen kurzen
Impuls H ab (s. Fig. 18). Der Impuls G wird daher mit der Periode t des Ausgangssignals E (Es) schritthaltend
erzeugt, d.h. am Anfang dieser Periode t ). während der Impuls H ein wenig hinter dem Impuls G
erzeugt wird'. Die Frequenzteilerschaltung 62 teilt die Frequenz des Impulstaktes CP durch zwei und ein
Zähler 63 zählt die Ausgangsimpulse der Schaltung Dem Rücksetzeingang des Zählers 63 wird der Impuls
H zugeführt. Der Zählerstand des Zählers 63 wir.d einem Register 64 zugeführt, dessen Ladesteuereingang
mit dem Impuls G beaufschlagt wird. Der Zähler 63 wird daher rückgesetzt/unmittelbar nachdem durch
den Impuls G ein Zählwert in das Register 64 eingegeben worden ist. Weil der Zähler 63 von dem Impuls
H in jedem Zyklus t des Ausgangssignals E (Es) rückgesetzt wird, erhält der Zähler 63 den der Zyklusdauer
t entsprechenden Zählwert η im Zeitpunkt des Impulses G unmittelbar vor dem Impuls H bei. Dieser
Wert η wird daher in das Register 64 eingespeichert.
Die Rechensehaltung 5.7 führt die Operation der
Gleichung (22) aus. Da 2π, η , φ bekannte Kons sind, kann die Operation, wenn der Zählwert η
4t€ -
in dem Register 64 gespeichert wird, in der folgenden Reihenfolge ausgeführt werden:
no - | 2π |
η
S |
R1 | η · i | |
ns | ||
- x R2 |
R1 R3.
Hierin sind R-, R2 und R- die Ergebnisse der oben
beschriebenen Rechenschritte. Da bei diesem Ausführungsbeispiel der Zähler 63 frequenzKalbierte
Taktimpulse CP zählt, bezeichnet φ in der obigen Formel die doppelte Periodendauer des Impulstaktes
CP. Mit anderen Worten: Der Impulstakt CP hat bei diesem Beispiel eine Periodendauer von %. Die
anderen Konstanten sind die folgendens Die Periode t des Referenzsignals I sinoat, das durch Frequenzteilung
des Impulstaktes CP durch 2M entstanden ist, beträgt φΜ, nämlich 2M-mal die Zykluszeit des Impulstaktes
CP. Der der Periodendauer t entsprechende Zählwert η errechnet sich zu η = τ— ~ M. Wenn der
Frequenzteilerfaktor M der Frequenzteilerschaltung 16 den Wert 9766 hat, ist nQ = 9766. Wenn die
Frequenz des Impulstaktes CP 3,2 Mlz beträgt, ist
φ " 1600000*
Die Anzahl der Umdrehungen pro Sekunde kann man erhalten, indem die durch Gleichung (22) berechnete
Winkelgeschwindigkeit ω., durch1 Null geteilt wird.
$0
*r -
Im allgemeinen wird die Rotationsgeschwindii§keit
durch die Drehzahl ausgedrückt und nicht diirch ; die Winkelgeschwindigkeit ω... In der Rechenschaltung
57 wird daher bei der Multiplikation in der Operationsstufe (3) Vorzugsweise der Wert
—— benutzt, der durch "Peilen des Koeffizienten
durch 2tt entstanden ist. Der Rechenschritt (3) wird daher wie folgt modifiziert:
C "ii ■■* 13 ^m ■» TO
W no φ 2 3
Das so erhaltene Ergebnis R., ( -~- ) , das die
Rotationsgeschwindigkeit der Welle 4 angibt, wird von der Halteschaltung 58 festgehalten. Der Wert
wird zum Zeitpunkt des Impulses G in die Halteschaltung eingegeben, so daß der die Rotationsgeschwindigkeit
angebende und in der Halteschaltung 58 festgehaltene Wert X in jedem Zyklus t des Ausgangssignals
E neu geschrieben wird. Der Rechenschaltung 57 werden der Impulstakt CP und die Impulse
G zur Zeitsteuerung der Operation zugeführt.
Der Rechenschritt (3) kann natürlich als solcher
durchgeführt werden, um die Winkelgeschwindigkeit ωΜ zu erhalten.
Zur Ermittlung der Drehrichtung der Welle 4 durch Vergleichen des von dem Register 64 ausgegebenen
Ausgangssighals η mit dem Referenzzählwert η
S O
dient ein digitaler Komparator 65. Dieser gibt zum Zeitpunkt des Impulses G ein "1"-Signal aus,
wenn η > η ist,und ein "0"-Signal in den anderen
31Λ101
Fällen. Das Ausgangssignal des !Comparators 65 wird dem Umschalter 54 zugeführt, der die von ihm
1 1 selektierte Impulsfolge von -j Pa auf ■·=· Pa1 oder
umgekehrt jedesmal dann umschaltet, wenn ihm von dem Komparator 65 ein "1"-Signal zugeführt wird.
Es sei angenommen, daß der Umschalter 54 gegenwärtig die Impulsfolge j Pa selektiert und daß
die Drehung im Uhrzeigersinn erfolgt, während die Frequenz ω des Ausgangssignales E (Es) größer ist
als die Referenz frequenz (ω., >
ω). Dann gilt η < η und der Komparator 65 gibt ein "O"-Signal
S O
aus, so daß die Schaltung 54 weiterhin die Impulsfolge j Pa selektiert. Wenn in diesem Zustand die
Drehrichtung wechselt und die Drehung nun im Gegenuhrzeigersinn erfolgt, nimmt die Winkelgeschwindigkeit
u>M den negativen Wert - ω an und
es gilt ωΜ < ω, während η
> η ist. Das Ausgangssignal des Komparators wechselt daher auf "1", mit
dem Ergebnis, daß der Umschalter 54 von der Impuls-
1 1
folge ■=■ Pa auf die Impulsfolge ·~ Pa" umschaltet.
Dies bedeutet, daß i in Gleichung (6) auf - I sin
a .j
o)t wechselt, wenn das der Impulsfolge ■* Pa1 entsprechende
Ausgangssignal des Filters 22 (- sincot) ist. Die Substitution von - I sinojt für i in
Gleichung (6) zeigt, daß die Polarität des Ausgangs.signals
E lediglich-umgekehrt worden ist,
$Z
während andererseits die Richtung der Phasenverschiebung a].s Ergebnis der Änderung der Drehrichtung
der Welle 4 die Gleiche bleibt. Mit anderen Worten: Während eine Änderung der Drehrichtung
zu einer Umkehr der Richtung der Phasendifferenz θ des Ausgangssignals E von positiv nach
negativ oder umgekehrt führt, wenn die Richtung der Phasendifferenz, der die Primärspulen erregenden
Signale i , i, die Gleiche bleibt, kann man die a υ
Phasendifferenz 0 des Ausgangssignals E jederzeit in derselben Richtung halten, indem die Phasen der
die Primärspulen erregenden Signale i , i, bei
a ώ
einer Drehrichtungsumkehr umgekehrt werden. Die Beziehung η <
η ist auf diese Weise für die Drehung
S O
im Gegenuhrzeigersinn erfüllt, indem die Erregersignale umgeschaltet werden/ und das Ausgangssignal
des Komparators 65 wechselt daher unverzüglich auf "0". Bei Umkehr der Drehrichtung vom Gegenuhrzeigersinn
in den Uhrzeigersinn ist, wenn von dem Umschalter 54 die Impulsfolge -= Pa1 selektiert wird, die Beziehung
η > η erfüllt und der Komparator 65 gibt ein "1"-Signal aus. Die Folge hiervon ist, daß der
Umschalter 54 betätigt wird und nunmetir die Impulsfolge
y ?a selektiert. Daher wird für die Drehung
im Gegenuhrzeigersinn unverzüglich die Beziehung
η < η aufgestellt,
so
so
Der Komparator 65 und der Umschalter 54 dienen auf diese Weise zur Realisierung der Beziehung η
< η Als Folge hiervon kann die Rechenschaltung 57 besonders
einfach ausgebildet werden (weil η - η
ο s
stets positiv ist). Ferner kann der von der Halteschaltung
58 ausgegebene Wert X der Rotationsgeschwindigkeit auf einfache Weise verarbeitet werden,
weil eine zusätzliche Schaltung zur Ermittlung des Absolutwertes der von der Halteschaltung 58 ausgegebenen
Rotationsgeschwindigkeit X, die in Abhängigkeit von der Drehrichtung positiv oder negativ sein
könnte, falls der Komparator 65 und der Umschalter 54 nicht vorhanden wären, nicht erforderlich ist.
Die Erfindung kann jedoch auch ohne Komparator 65 und Umschalter 54 realisiert werden. Die Beschleunigungsrechenschaltung 66 führt die Operation
von Gleichung (24) auf der Basis der von der Geschwindigkeitserkennungsschaltung
55 gelieferten Geschwindigkeitsdaten aus und ermittelt daraus die Beschleunigung α... Der Beschleunigungs-Rechenschaltung
66 werden außerdem zugeführt: der in der Halteschaltung 58 als Wert X1 festgehaltene Wert
der vorhergehenden Rotationsgeschwindigkeit, das von der Rechenschaltung 57 als Wert X2 der gegenwärtigen
Rotationsgeschwindigkeit ausgegebene Resultat R3 des obigen Rechenschrittes (5) und der
in dem Register 64 gespeicherte Zählwert η der Periodendauer t des Signals E, der die Zeit angibt,
die zwischen der vorhergehenden Erkennung der gegenwärtigen Erkennung vergangen ist.
Auf der Basis dieser Daten wird
3U1015
X2 -
ns · φ (25)
berechnet vim die Rotationsgeschwindigkeit zu ermitteln.
Wenn X2 = -~ und X1 = .-4~ ist, reduziert
sich die obige Formel auf
ωΜ2 ~ ωΜΐ oM .'
2π · η . φ 2
Diese Rechnung erweist sich als derjenigen der Gleichung (24) insoweit ähnlich, als man durch
Gleichung (24) die Winkelbeschleunigung a„ enthält,
während durch die Rechenoperation des' Ausdrucks
(25) das Maß der Änderung der Rotationsgeschwindigkeit pro Sekunde bzw. die Beschleunigung y- direkt
gefunden wird. Wenn X1, X2 jeweils die Winkelgeschwindigkeit
ωΜΐ, ω ρ angeben, erhält man die
Winkelbeschleunigung aM nach Gleichung (24), in
der Rechenschaltung 66. Der die Beschleunigung 2~ angebende Wert, den die Rechenschaltung 66
liefert, wird zum Zeitpunkt des Impulses G der Halteschaltung 67 zugeführt. Von der Halteschaltung
67 wird auf diese Weise der Wert der Rotationsbeschleunigung ausgegeben. Dieser Wert wird in jedem
Zyklus des Ausgangssignals E neu geschrieben.
Während bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 17 die
Rotationsgeschwindigkeit auf der Basis der Periodendauern t , t (η , η ) ermittelt wird, kann die
ο s ο s
Rotationswinkelgeschwindigkeit ω auch durch direkte
Messung der Frequenz ω des Ausgangssignals E (Es) gemäß Fig. 19 erhalten werden. Die Schaltung in Fig.
19 enthält die Baugruppen 18 bis 24, die jeweils die gleiche Funktion ausführen wie die gleichnummerierten
Schaltungen in Fig. 17. Diese Schaltungen erzeugen ein Sinuswellensignal
I sinoüt und ein Kosinussignal I cosuit auf der Basis
des oszillierenden Ausgangssignals der Oszillatorschaltung 68. Das Ausgangssignal E (Es) des
Detektorkopfes 12 wird dem Komparator 69 zugeführt, der die gleiche Funktion ausübt wie der Komparator
59 in Fig. 17 und ein Impulssignal F ausgibt, das die gleiche Frequenz hat wie das Ausgangssignal
E. Eine Frequenzmesschaltung 70 mißt die Frequenz
ω des Impulssignals F und gibt einen entsprechenden
s
Ausgangswert X2 aus, der die gegenwärtige Dreh-Winkelgeschwindigkeit
ü>m angibt. Der Grund liegt darin, daß aus Gleichung (13) gilt: ω = ω - ω,
M S
und daß ωΜ durch Messung der Frequenz ω des
Signals F (d.h. des Ausgangssignals E) berechnet werden kann.
Fig. 20 zeigt ein Beispiel der Frequenzmeßschaltung 70, in der ein Frequenz/Spannungs-Umsetzer 7OA
benutzt wird, um eine die Drehwinkelgeschwindigkeit ü>M anzeigende Analogspannung V (ω.,) zu erzeugen.
Die Rotationsgeschwindigkeit kann man bei diesem Ausführungsbeispiel sehr einfach erhalten, da die
dem Eingangssignal F entsprechende Ausgangsspannung V (ω ) in proportionaler Beziehung zu der
Differenz ω - ω zwischen der Eingangsfrequenz ω
5 . S
und der versetzten Frequenz ω steht, nämlich zur
Rotationsgeschwindigkeit ωΜ, indem die versetzte
. -\ :":.;.:- -. ' 3H1015
66
Frequenz des Frequenz/Spannungs-Umsetzers 7OA auf
die Referenzfrequenz ω voreingestellt wird.
Fig. 21 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Frequenzmeßschaltung 70, wobei ein Frequenzzähler
7OB zur Ausgabe eines die Rotationsgeschwindigkeit angebenden Digitalwertes C (ωΜ) benutzt wird. Der
Der Wert C ( ω ), der die gezählte Frequenz ω an-
S S
gibt,und der Wert C (ω), der die Referenzfrequenz
ω angibt, werden einem Subtrahierer 7OC zugeführt,um den Geschwindigkeitswert C (ωΜ) zu erhalten.
Die direkte Frequenzmessung gemäß Fig. 19 ist vorteilhaft,
wenn ein Detektorkopf mit besonders hoher Auflösung, wie er weiter unten noch beschrieben wird,
benutzt wird, weil die Genauigkeit der Frequ,enzenmessung vergrößert wird, wenn die der Drehwinkelgeschwindigkeit
entsprechende Frequenzdifferenz von einem derartigen Detektorkopf stark vergrößert wird.
Der von der Frequenzmeßschaltung 70 ausgegebene Wert
wird jeweils zu bestimmten Zeitpunkten von einer Speicherschaltung 71 festgehalten. Der Beschleunigungsrechenschaltung
66 werden das Ausgangssignal der
Speicherschaltung 71 als vorhergehender Geschwindigkeitswert X und das Ausgangssignal der Frequenzmeßschaltung
70 als gegenwärtiger Geschwindigkeitswert X2 zugeführt, um daraus die Beschleunigung auf der
Basis der Änderung (X2 - X1) zu berechnen.
3Η10Ί5
tr
Wenn die Geschwindigkeit ω und die Beschleunigung
aM als Analogwerte ermittelt werden sollen, kann
als Frequenzmeßschaltung der Frequenz/Spannungs-Umsetzer
7OA, wie er in Fig. 20 dargestellt ist, benutzt werden. Im allgemeinen haben Frequenz/
Spannungs-Umsetzer jedoch eine relativ hohe Zeitkonstante, so daß sie nur begrenzt auf eine Geschwindigkeitsänderung
reagieren.
Zur Verbesserung der Reaktion auf eine Geschwindig-0 keitsänderung kann statt dessen ein Zyklus/Spannungs-Umsetzer
gemäß Fig. 22 benutzt werden. Das Signal F vom Komparator 69 wird einem Referenzzeitgenerator
72 sowie einem Torsignalgenerator 73 zugeführt. Die Wellenform des Signals F ist in Fig. 23 a dargestellt.
Der Referenzzeitgenerator 72 wird durch die Abfallflanke
des Signals F getriggert und erzeugt Impulse mit einer Referenzzeitdauer t (Fig. 23 b), die einem
Zyklus des Referenzsignals I sincot entspricht. Ein Rampenspannungsgenerator 74 erzeugt eine Rampenspannung
mit einem bestimmten Gefälle, bei der jeder Rampenabfall bei der Abfallflanke des Referenzzeitimpulses
beginnt, wie aus Fig. 23 c hervorgeht. Die Ranpenspannungwird einer Abtast- und Halteschaltung
75 zugeführt. Der Torsignalgenerator 7 3 gibt einen in Fig. 23 d dargestellten Abtastimpuls aus, wenn
das Signal F abfällt. Dieser Abtastimpuls wird dem Abtaststeuereingang der Abtast- und Halteschaltung
75 zugeführt. Ein zum Zeitpunkt der Anstiegsflanke des Signals F erzeugter Rücksetzimpuls wird von dem
Torsignalgenerator 73 dem Rampenspannungsgenerator 74 zugeführt, um die Rampenspannung gemäß Fig» 23 c
auf den Maximalwert rückzusetzen.
Wie oben schon erwähnt, ist'der Zyklus des Signals
F gleich demjenigen des Ausgangssignals E des Detektorkopfes 12 (Fig. 19) und er ändert sich entsprechend
der Drehgeschwindigkeit. Wenn die Drehgeschwindigkeit 0 ist, (im stationären Fall) ist
ein Zyklus des Signals F gleich der Referenzzeit t . Da jeder Impuls der von dem Rampenspannungsgenerator
74 erzeugten Rampenspannung mit der Abfallflanke des Referenzzeitimpulses t beginnt, kann man
die der Rotationsgeschwindigkeit ωΜ entsprechende
Gleichspannung V (ω ) durch Abtasten und Festhalten der Rampenspannung am Ende eines jeden Zyklus des
Signals F mit der Abtast- und Halteschaltung 75 ermitteln. Eine Zyklus/Spannungs-Umwandlungsschaltung,
der oben erwähnten Art, bei der eine der Rotationsgeschwindigkeit entsprechende Spannung V (üi„) für
jeden Zyklus geliefert wird, reagiert schnell und erkennt sogar extrem kleine Unterschiede der Zyklusdauer
mit hohem Auflösungsvermögen.
Durch die Kombination der Schaltungen nach den Fig. 9, 10 oder 12 mit den Schaltungen der Fig.
17 oder 19 ist es möglich, mit nur einem Detektorkopf
12 den Drehwinkel θ und die Rotationsgeschwindigkeit ω , nämlich die Drehzahl X (U/s), sowie die
Rotationsbeschleunigung aM, nämlich die Änderung der
aM
Drehzahl -γ- , gemeinsam zu ermitteln.
Drehzahl -γ- , gemeinsam zu ermitteln.
Im folgenden wird nun ein Ausführungsbeispiel des Detektorkopfes beschrieben, der gegenüber den zuvor
-SA-
beschriebenen Detektorköpfen dahingehend verbessert ist, daß die Pole von Stator und Rotor mit Zähnen
versehen sind.
Bei dem Detektorkopf der Fig. 24 a und 24 b weist der Stator 76, ähnlich wie der Stator 1 in Fig. 1·,
vier Pole A,B,C und D auf, die jeweils um 90° gegeneinander
versetzt sind. Die Primärspulen 2A - 2D und die Sekundärspulen 7A - 7D sind jeweils auf die Pole
A,B,C und D gewickelt.
Der Rotor 77 ist zahnradförmig ausgebildet und er trägt zahlreiche in gleichmäßigen Teilungsabständen
über seinen Umfang verteilte Zähne. Jeder der Zähne des Rotors 77 besteht aus einer Zahnlücke 3a und
einem Vorsprung 3b. In gleicher Weise haben die Pole A,B, C und D des Stators 76 an ihren dem Rotor
77 zugewandten Endbereichen Zähne, die aus einer Ausnehmung 1a und einem Vorsprung 1b bestehen, wobei
die Zahnteilung derjenigen der Zähne des Rotors 77 entspricht. Die Zähne 3a,3b des Rotors 77 entsprechen
den Zähnen 1a,1b der Pole A-D in der Weise, daß zwischen den Polen, die jeweils ein Paar bilden
(d.h. A und C oder B und D),jeweils eine der halben Teilung entsprechende mechanische Phasendifferenz
erzeugt wird. Durch diese Anordnung variiert die magnetische Leitfähigkeit zwischen dem Pol A (oder B)
und dem Rotor 77 und die magnetische Leitfähigkeit zwischen dem Pol C (oder D) und dem Rotor 77 differentialartig
in Perioden, die jeweils einer Zahnteilung entsprechen. Außerdem wird zwischen den Polen eines
3 H101
- sn -
jeden Polpaars (d.h. A und C oder B und D) eine mechanische Phasendifferenz, die kleiner ist als
die halbe Zahnteilung,erzeugt. Da bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel zwei Polpaare vorhanden
sind (A und C und B und D), ist die Vorrichtung so konstruiert, daß eine mechanische
Phasendifferenz von j Zahnteilung, also der Hälfte von -j Zahnteilung, erzeugt wird. Der Zusammenhang
zwischen den Zähnen 3a,3b des Rotors 77 und den Zähnen 1a, 1b der Pole A-D des Stators 76 ist in
Fig. 25 dargestellt. Dort beträgt die Anzahl der Zähne pro Umdrehung des Rotors 77 9. Hierbei handelt es
sich jedoch nur um ein Ausführungsbeispiel.
Da die Stellung der Zähne 1a, 1b des Poles A des Polpaares A,C relativ zu den Z,ähnen 3a,3b des Rotors
77 um einen Zahnabstand außer Phase zu der Position der Zähne 1a,1b des Poles C in Bezug auf die Zähne
3a, 3b des Rotors 77 ist, ist der magnetische Leitwert im Spalt zwischen dem Endbereich (Zahnbereich)
des Poles C und dem Zahnbereich des Rotors 77 ein Minimum, wenn der magnetische Leitwert in dem Spalt
zwischen dem Endbereich des Poles A und dem Zahnbereich des Rotors 77 ein Maximum ist. Bei einem
Rotationswinkel, der um j der Zahnteilung gegenüber diesem Winkel verschoben ist, ist der
magnetische Leitwert des Poles A gleich demjenigen des Poles C, wogegen bei einem um -j Zahnteilung
verschobenen Rotationswinkel der magnetische Leitwert des Poles A ein Minimum und derjenige des Poles
C ein Maximum einnimmt. Auf diese Weise ändert sich der magnetische Leitwert des Poles A in entgegen-
gesetzter Richtung (d.h. differentialartig) zum magnetischen Leitwert des Poles C mit einer Rate
von 1 Zyklus pro Zahnteilung. Das gleiche gilt für das andere Polpaar B und D. Da das Polpaar B,D
gegenüber dem Polpaar A, C um 90° verschoben ist, erfolgt die Änderung des magnetischen Leitwertes
an dem Polpaar A,C bei einem Drehwinkel, der um -ξ der Zahnt
schoben ist.
schoben ist.
-ξ der Zahnteilung gegenüber dem Polpaar A, C verDie
magnetischen Leitwerte P ', P ', P ' und P-"
zwischen den Statorpolen A,B,C und D und dem Rotor
77 ändern sich mit dem Drehwinkel θ gemäß folgenden Gleichungen
PA' = P0 + P1 sin ΝΘ
Pn 1 = Pn - P1 cos ΝΘ
B 0 1 ....... (26).
pc' = po "" P1 sin Νθ
Pn 1 = Pn + P1 cos ΝΘ
In diesen Gleichungen sind Pn und P1 Konstante, die
in derselben Weise definiert sind wie in Gleichung (1). Wie sich aus einem Vergleich der Gleichung (1)
mit den Gleichungen (26) ergibt, tritt die Änderung der Leitwerte P7. bis P für jede Rotordrehung in dem
zahnlosen Detektorkopf der Fig. 1 a, 1b, 3a, 3b, 4 a, 4b, 5 a, 5b, 14 a, 14 b, 15 a und 15 b auf
(d.h. ein Zyklus pro Rotorumdrehung), wogegen bei dem gezahnten Detektorkopf die Änderung der Leitwerte
PA' bis PD' sich für jeden —■ -Radian (d.h. ein Zyklus
2ττ
pro jj- -Radian) zyklisch wiederholt, entsprechend einer Zahnteilung der Rotorzähne 3a, 3b. In dem gezahnten Detektorkopf wird daher die dem Rotationswinkel· θ entsprechende Phasendifferenz auf das N- fache erhöht und in dem Ausgangssignal E als ΝΘ realisiert. Durch Erregung der Pole A und C des Stators 76 der Fig. 24 durch das Sinussignal I sinojt und der Pole B und D durch das Kosinussignal I cosoot in der gleichen Weise wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 entsteht aus demselben Grunde wie bei den Gleichungen (1) und (7) das Summenausgangssignal· E der Sekundärspulen 7A bis 7D wie folgt:
pro jj- -Radian) zyklisch wiederholt, entsprechend einer Zahnteilung der Rotorzähne 3a, 3b. In dem gezahnten Detektorkopf wird daher die dem Rotationswinkel· θ entsprechende Phasendifferenz auf das N- fache erhöht und in dem Ausgangssignal E als ΝΘ realisiert. Durch Erregung der Pole A und C des Stators 76 der Fig. 24 durch das Sinussignal I sinojt und der Pole B und D durch das Kosinussignal I cosoot in der gleichen Weise wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 entsteht aus demselben Grunde wie bei den Gleichungen (1) und (7) das Summenausgangssignal· E der Sekundärspulen 7A bis 7D wie folgt:
E = K sinCüit - ΝΘ) (27).
Als Schaltungen zur Erkennung der Phasendifferenz Νθ
in Abhängigkeit von diesem Ausgangssignal E können die gleichen Schaltungen wie diejenigen der Fig. 6,
9,10 und 12 benutzt werden. Wenn beispielsweise der
Detektorkopf der Fig. 1 a und 1 b als Detektorkopf 12 in Fig.6 benutzt wird, entspricht ein Zählvorgang
des Zählers 30, der modulo M zähit, rr Radian,
wogegen bei Verwendung des Detektorkopfes der Fig. 24 a und 24 b ein Zähivorgang einem Winkel· von r=rr
Radian entspricht, was eine um das N-fache Erhöhung des Auflösungsvermögens bedeutet. Als Detektoreinheit
12 der Fig. 17 und 19 kann man auch den Detektorkopf
der Fig. 24 a und 24" b mit hohem Auflösungsvermögen
benutzen. In diesem Fall können die Rotationsgeschwindigkeit ω und die Rotationsbeschleunigung
2M mit hoher Aufiösung ermitte^ werden.
3U1015
Trotz der hohen Auflösung kann der Detektorkopf der Fig. 24 a und 24 b nur einen relativen Drehwinkel
innerhalb einer Zahnteilung (d.h. -~ Radian) der Zähne 3a,3b ermitteln. Nötigenfalls müssen daher
Vorkehrungen getroffen werden, um für jeden Zahn des Rotors 77 eine Grobmessung· des absoluten Drehwinkels
durchzuführen, wobei der genaue Drehwinkel θ des Rotors 77 dann durch Kombination des Ergebnisses
der Grob-Absolutwinkelmessung für jeden Zahn mit der
oben beschriebenen Feinmessung des Relativwinkels erzielt wird. Fig. 26 zeigt schematisch ein Ausführungsbeispiel einer solchen Kombination. In Fig. 26 ist
die Welle 4 deren Rota-tionswinkel θ gemessen werden soll,
mit zwei Detektorköpfen 12A und 12B ausgestattet.
Der Detektorkopf 12B besteht gemäß Fig. 24 a und 24 b aus einem Stator 76 mit Zähnen 1a, 1b und einem
Rotor 77, der Zähne 3a, 3b aufweist und den relativen Drehwinkel■für jeden Zahn mit hoher Auflösung erfaßt.
Der andere Detektorkopf 12A dient zur Grobermittlung des absoluten Drehwinkels für jeden Zahn. Hierzu kann
man die ungezahnten Rotationsköpfe der Fig. 1 a, 1 b,
3 a bis 5b, 14a bis 15b benutzen. Als Schaltung
13A zur Erzeugung des Referenzsignals I sincot und
I cosü)t und als Schaltung 14A zur Ermittlung der Phasendifferenz θ im Ausgangssignal E der Sekundärspulen
im Detektorkopf 12A können die in Fig ο 9 mit den entsprechenden Bezugszeichen versehenen Baugruppen
benutzt werden. In gleicher Weise kann die bei dem Hochauflösungs-Detektorkopf 12B benutzte
Schaltung 14A' zur Ermittlung der Phasendifferenz
ΝΘ im Ausgangssignal E der Sekundärspulen gleichermaßen konstruiert sein wie die oben beschriebene
Schaltung 14A. Die Schaltung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel der Fig. 9 beschränkt,
sondern man kann auch eine der Schaltungen nach Fig. 6, 10 oder 12 oder eine andere Schaltung benutzen.
Ein Register in der Schaltung 14A hält den das Ergebnis der Groberkennung des Absolut-Drehwinkels
darstellenden Wert Dn fest. Ein Register 3\l in der Schaltung 14A1 hält den Wert DNQ fest,
der das Ergebnis der relativen Hochauflösungs-Drehwinkelmessung
innerhalb einer Zahnteilung der Rotorzähne darstellt. Der Zähler 30 und das Register
31 (31') der Fig. 26 üben die gleiche Funktion aus wie die mit den entsprechenden Bezugszeichen versehenen
Baugruppen der Fig. 9. Eine detaillierte Darstellung der Schaltungsteile der Schaltungen 13A,
14A und 14a1, deren Aufbau sich jeweils aus Fig. 9 ergibt, erübrigt sich. Die Schaltung 13A, die die
Referenzsignale I sinwt und I cosoit erzeugt, wird für die beiden Detektorköpfe 12A und 12B gemeinsam
benutzt. Die Relation zwischen den Phasendifferenzwerten D0 und D.TQ, die durch die Schaltungen 14A und
Nd
14a1 ermittelt werden,und dem Rotationswinkel θ ist
in den Teilen a und b'in Fig. 27 dargestellt.
Wie sich aus Fig. 27 ergibt, muß der Drehwinkel mit hohem Auflösungsvermögen ermittelt werden, indem die
von den Detektorköpfen 12A und 12B gemessenen Phasendifferenzdaten
Vn und V.TQ miteinander kombiniert
werden. Für den Detektorkopf 12A kann eine Vorrichtung
benutzt werden, die den in Teil c von Fig.
- ve -
27 dargestellten Meßwert D0' erzeugt, der entsprechend
den Stellungen der jeweiligen Zähne
abgestufte Bereiche aufweist. Diese Vorrichtung kann beispielsweise aus einer Kombination von
Schaltern, Sensoren und einer Vera£beitungsschaltung konstruiert sein.
Der Aufbau des Stators 76 und des Rotors 77 sind nicht auf die Ausführungsbeispiele der Fig. 24 a und
24 b beschränkt, sondern können im Rahmen der Erfindung geändert werden. Beispielsweise kann die
Flußrichtung des durch den Spalt zwischen dem Stator 76 und dem Rotor 77 in durchgehenden Flusses,der in
den Fig. 24 a und 24 b radial ist, auch in eine axial zur Welle laufende Richtung geändert werden, wie in
Fig. 28 dargestellt ist. In Fig. 28 weist der Rotor 78 Zähne mit einer gewissen Zahnteilung auf, wie der
Rotor 77 in Fig. 24. Der Stator 79 hat vier Pole A, B,C und D, die in axialer Richtung abstehen und in
gleichmäßigen Abständen über den Umfang verteilt sind.
Der Stirnbereich eines jeden Poles hat Zähne, die den Zähnen des Rotors 78 gegenüberliegen. Die Pole
A-D tragen Primärwicklungen 2A-2D. Ferner ist ein axial vorstehender Pol 80 im Mittelbereich des
Stators 79 vorgesehen und auf diesen Pol 80 ist die Sekundärspule 7 gewickelt.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 24 a sind die Pole A-D des Stators 76 auf dem gleichen Umfang angeordnet.
Alternativ können die Pole A und C auch gegenüber den Polen B und D axial versetzt sein, wie
in den Fig. 29 a und 29 b dargestellt ist, während
3 H1 O 1
die Winkelpositionen der Fig. 24 a beibehalten werden.Diese Konstruktion ermöglicht eine Verlängerung
des Rotors 76. In Fig. 29 a ist der Rotor 81 in axialer Richtung etwas langer als der
Rotor 77 der Fig. 1. Der Stator 82 weist nur zwei Pole A und C auf, deren Polaritäten sich
differentialartig ändern/und der Stator 83 weist ebenfalls nur ein Polpaar B,D auf, dessen Pole B und
D die Polaritäten differentialartig verändern. Diese Statoren 82 und 83 sind an derselben Welle derart
angeordnet, daß die Polpaare A,C und B,D in Umfangsrichtung
um 90° gegeneinander versetzt sind. Jeder der Pole A,B,C und D trägt, ebenso wie die Pole der
Fig. 24 a, Primärspulen 2A-2D und Sekundärspulen 7A-7D.
Alternativ können Stator und Rotor gemäß Fig. 30 a bis 31 b auch so ausgebildet sein, daß die relative
Winkelstellung der Polpaare A,C und B,D die gleiche ist wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen,
wobei den Rotoren 77A und 77B eine diesen Polpaaren entsprechende mechanische Phasendifferenz
von j der Zahnteilung erteilt wird. Fig. 30 a und
30 b zeigen Statoren 84 und 85, die E-fÖrmigen Querschnitt' haben und einander radial gegenüberliegen.
Jeder der Pole A bis D trägt eine Primärspule und jeder der mittleren Pole 84C und 85C
trägt eine Sekundärspule. Die Fig. 31 a und 31 b zeigen kreisförmige Statoren 82 und 83, deren Polpaare
A,C und B,D jeweils die oben angegebenen Winkelpositionen haben. In den Zähnen der Rotoren
3H1015
77a und 77B wird eine mechanische Phasendifferenz von j Zahnteilung erzeugt, so daß der
Detektorkopf tyach Fig. 31 a und 31 b in der gleichen Weise funktioniert wie derjenige in
den Fig. 29 a tind 29 b.
Bei der Befestigung des Detektorkopfes an einem mechanischen System, bei dem die Wellendrehung
ermittelt werden soll, müssen der Nullpunkt des mechanischen Systems und derjenige des Detektorkopfes
genau zur Übereinstimmung gebracht werden und dies erfordert Präzisionsarbeit. Um eine solche
Präzisionsarbeit entbehrlich zu machen, kann eine Phasenschieberschaltung 86 zur Justierung des Nullpunktes
zwischen einer Sekundärspule 7 und einer Schaltung 14 (oder 14A bis 14C) zur Ermittlung der
Phasendifferenz vorgesehen werden. Die Phasenschieberschaltung 86 enthält einen Widerstand Rw
einen variablen Widerstand R- und einen Kondensator C-. Sie erzeugt ein Signal E, dessen Phase durch
entsprechende Verzögerung des Eingangssignals E" entsprechend der Zeitkonstante der Schaltung
verschoben ist. Die Zeitkonstante der Schaltung, d.h. der Betrag der Phasenverschiebung, wird an
dem variablen Widerstand R2 eingestellt.
Der Detektorkopf 12 wird an einer Welle des mechanischen Systems, z.B. mit Schrauben, befestigt,
an welchem die Erkennung durchgeführt werden soll. Wenn die Nullpunkte des Detektorkopfes
und des mechanischen Systems nicht exakt miteinander übereinstimmen, tritt in dem Ausgangs-
signal E1 eine dem Montagefehler entsprechende
Phasendifferenz auf. Unter der Annahme, daß das mechanische System richtig im Nullpunkt montiert
ist und daß die Größe der Phasenverschiebung in der Phasenschieberschaltung 86 null beträgt, wird die
Phase des Ausgangssignals E' des Detektorkopfes 12 nicht verschoben, sondern das Signal wird direkt
der Phasendifferenz-Detektorschaltung 14 zugeführt, mit dem Ergebnis, daß der Ausgangswert DQ der Phasen-
differenzerkennungsschaltung 14 einen dem Montagefehler entsprechenden Wert annimmt. Dieser Wert DQ
wird durch eine (nicht dargestellte) Anzeigevorrichtung angezeigt und dementsprechend erfolgt die
Einstellung der Phasenschieberschaltung 86 durch Verstellung des variablen Widerstandes R_. Auf diese
Weise wird ein Signal E erzeugt, bei dem die durch Montagefehler hervorgerufene Phasendifferenz von der
Phasenschieberschaltung 86 kompensiert ist. Auf diese Weise erfolgt eine elektrische Justierung des NuIlpunktes
durch die Phasenschieberschaltung 86, so daß eine exakte Ermittlung der Phasenverschiebung (d.h.
des Winkels) auf der Basis des Positionserkennungssignals
E, das im Nullpunkt justiert worden ist, durchgeführt werden kann. An die Präzision der Montage
des Detektorkopfes an dem mechanischen System werden daher keine hohen Anforderungen gestellt, so daß
sich eine relativ einfache Montage ergibt.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen ist die
Anzahl der Polpaare des Stators nicht auf zwei PoI-paare A,C und B,C beschränkt, sondern kann auch entsprechend
erhöht werden. Die beiden Pole A und C
(oder B und. D) , die ein Polpaar bilden, t sind einander
diametral gegenüber angeordnet (d.h. mit einem Winkelabstand von 180°), jedoch ist die
relative Zuordnung dieser Pole hierauf nicht be~ schränkt. Die Primärspulen 2A-2D und die Sekundärspulen
7A-7D brauchen auch nicht in Reihe geschaltet zu sein, sondern sie können so gewickelt sein, daß
den jeweiligen Primärspulen Wechselstromsignale zugeführt werden und daß die Ausgangssignale von
den Sekundärspulen einzeln abgenommen und anschließend addiert oder subtrahiert werden. Bei
dem Detektorkopf mit hohem Auflösungsvermögen brauchen die Ausnehmungen 1a, 3a der Zähne auch
nicht Leerräume zu sein, sondern sie können mit einem nicht magnetischen Material gefüllt sein»
Claims (28)
- 3U1015Ansprüche[ 1.yDrehwinkeldetektor mit einem Stator und einem relativ zu dem Stator drehbaren oder rotatorisch verstellbaren Rotor, dadurch gekennzeichnet , daß der Stator (1;1A, * 1B; 9; 91; 33, 33'; 76; 79; 82; 83; 84; 85)Pole (A, B, C, D; 9A-9D; 33A-33D) aufweist, auf |die Primärspülen (2A, 2B, 2C, 2 D; 34A, 34B) bzw. Sekundärspulen (7; 7A, 7B, 7C, 7D) gewickelt sind, daß der Rotor (3; 8; 10; 11; 32; 35; 77; 78; 81; 77A, 77B) derart ausgebildet ist, daß er jeweils einem Endbereich eines jeden Poles unter Trennung durch einen Spalt gegenüberliegt, wodurch ein durch den Pol hindurchgehender Magnetkreis geschlossen wird und sich die Reluktanz des Poles in Abhängigkeit von dem Drehwinkel verändert/ und daß die Primärspulen der jeweiligen ■% Pole von ungleichphasigen Referenz-Wechselströmen & erregt sind, derart, daß in der Sekundärspule ein ^ Ausgangssignal erzeugt wird, das von der Phasenverschiebung der Referenzstromsignale und dem Drehwinkel des Rotors abhängt.
- 2. Drehwinkeidehektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pole als Polpaare (A,C;B, D) angeordnet sind, daß jeweils die Pole eines Polpaares gegenphasig zueinander erregt sind und daß der Rotor derart ausgebildet ist, daß die Reluktanz der beiden ein Polpaar bildenden Pole sich differentialartig verändert,3H1015- 06 -
- 3. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polpaare derart angeordnet und der Rotor derart ausgebildet sind, daß eine Funktion eines Drehwinkels in Bezug auf die Reluktanzänderung eine Phasendifferenz von j Zyklus zwischen den jeweiligen Polpa erzeugt und daß die Erregersignale der jeweiligen Polpaar
verschoben sind.k von j Zyklus zwischen den jeweiligen Polpaaren' weiligen Polpaare um 90° gegeneinander phasen - 4. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole des Polpaares an dem Stator (1; 9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82,83) umfangsmäßig um 180° gegeneinander versetzt angeordnet sind, daß zwei der Polpaare umfangsmäßig um etwa 90° gegeneinander versetzt sind und daß eines der Referenz-Wechselstromsignale zur Erregung eines der Polpaare ein Sinuswellensignal und das Referenzsignal zur Erregung des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal· ist.
- 5. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Rotor (3;8; 10; 11; 32; 35) derart ausgebildet ist, daß die Reluktanz sich bei einem Zyklus pro Umdrehung entsprechend einer trigonometrischen Funktion ändert.
- 6. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Endbereich eines jeden Poles des Stators (1) der Drehachse des Rotors zugewandt ist und die Primärspulen (2A-2D) und die Sekundärspulen (7A-7D) auf die jeweiligenPole gewickelt sind und daß der Rotor (3) zylindrisch ausgebildet und exzentrisch zu seiner Drehachse in einem Innenraum des Stators angeordnet ist.
- 7. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Endbereich eines jeden Poles des Stators (1) der Drehachse des Rotors zugewandt ist und daß die Primärspulen (2A-2D) und die Sekundärspulen (7A-7D) auf die jeweiligen Pole gewickelt sind und daß der im wesentlichen zylindrisch ausgebildete Rotor konzentrisch zu seiner Drehachse in einem Innenraum des Stators angeordnet ist und eine in Bezug auf die Drehachse abgeschrägte Stirnseite aufweist.
- 8. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (9) in seinem Mittelbereich einen Ausgangspol (9E) aufweist, welcher die Sekundärspule (7) trägt, daß die Primärspulen (2A-2D) auf die umfangsmäßig verteilt angeordneten Pole gewickelt sind, daß die Endbereiche der Pole parallel zur Drehachse des Rotors (10) gerichtet sind und daß der Rotor (10) eine den Stirnseiten der Pole des Stators mit bestimmten Abständen gegenüberliegende Scheibe aufweist, die exzentrisch an der Drehachse (4) des Rotors befestigt ist.- ie -
- 9. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (91) in seinem Mittelbereich einen Ausgangspol (9E) aufweist, der die Sekundärspule (7) trägt, daß die Primärspulen auf die umfangsmäßig verteilt angeordneten Pole des Polpaares gewickelt sind, daß die Stirnseiten der Pole in Richtung der Drehachse (4) des Rotors (11) gerichtet sind und daß der Rotor (11) eine Scheibe aufweist, deren den Endbereichen der Pole des Stators gegenüberliegende Stirnseite relativ zur Drehachse abgeschrägt ist.
- 10. Drehwinkeldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet, daß der Rotor (77; 78; 81; 77A, 77B) Zähne (3a, 3b) mit vor- -gegebener Zahnteilung aufweist, daß der Stator (76; 79; 82, 83; 84,85) Zähne (1a, 1b) mit einer den Zähnen des Rotors an den jeweiligen Polen entsprechenden Zahnteilung aufweist, daß die Zähne des Rotors und die Zähne des Stators so geformt sind, daß die Korrespondenz zwischen den Rotorzähnen und den Statorzähnen sich in Bezug auf die beiden ein Polpaar bildenden Pole um die halbe Zahnteilung unterscheidet, so daß Reluktanzänderungen entstehen, von denen ein Zyklus einer Zahnteilung der Rotorzähne entspricht,und daß das durch Phasenverschiebung der Referenz-Wechselstromsignale entstehende Ausgangssignal mit hohem Auflösungsvermögen in der Sekundärspule in Abhängigkeit von dem relativen Drehwinkel innerhalb einer Grundteilung der Rotorzähne erzeugt wird.3Η10Ί5
- 11. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung der Polpaare und die Grundteilung der Rotorzähne derart bemessen sind, daß zwischen den jeweiligen PoI-paaren eine Differenz von j der Zahn-Grundteilung hinsichtlich der Zuordnung zwischen Rotorzähnen und Statorzähnen auftrittmnd daß die Erregersignale der Polpaare um 90° gegeneinander phasenverschoben sind.
- 12. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die das Polpaar des Stators (77; 79; 82; 83) bildenden Pole umfangsmäßig um 180° gegeneinander versetzt sind, wobei die Polpaare gegeneinander um 90° versetzt sind/und daß eines der Referenzsignale der Polpaare ein Sinuswellensignal und das Referenzsignal des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal ist.
- 13. Drehwinkeldetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß ein Signalgenerator (13; 13A) zur Erzeugung zweier gegeneinander phasenverschobener Referenz-Wechselsignale diese Referenzsignale an die Primärspulender jeweiligen Pole liefert und daß ein Phasendifferenzdetektor (14;14A; 14B; 14C) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen einem der Referenzsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule und zur Ausgabe eines entsprechenden Drehwinkelwertes vorgesehen ist.3U10157« -
- 14. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13', dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselsignalgenerator einen Taktimpulsoszillator (15) einen Zähler (13;·30) zur Frequenzteilung der Impulse und eine Schaltung (18 - 24) aufweist, die auf das Ausgangssignal des Zählers hin Referenz-Wechselsignale erzeugt, die gegeneinander phasenverschoben sind und eine vorbestimmte Frequenz haben,und daß der Phasendifferenzdetektor eine Schaltung (26,28, 31) zum Festhalten des Zählwertes des Zählers bei einer vorbestimmten Phase des Ausgangssignals der Sekundärspule zur Ermittlung eines digitalen Phasendifferenzwertes aufweist.
- 15. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendifferenzdetektor eine Schaltung (38,39; 43,44) zur Erzeugung von mit einem der Referenz-Wechselsignale synchronisierten Rechteckimpulsen, eine die Rechteckimpulse integrierende Integrationsschaltung (40;45) und eine Schaltung (36, 37, 41,42; 46-51) zum Abtasten und Festhalten der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung zu jeweils einer vorbestimmten Phase des Ausgangssignals der Sekundärspule aufweist, wobei der Phasendifferenzdetektor die Phasendifferenz in Analogform ermittelt.
- 16. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß ein Geschwindigkeitsdetektor (55) zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit des Rotors in Abhängigkeit von der Differenz derFrequenzen oder der Periodendauern zwischen dem Referenz-Wechselsignal und dem Ausgangssignal der Sekundärspulen vorgesehen ist.
- 17. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein Beschleunigungsdetektor (66,67) zur Ermittlung der Größe der Änderung der von dem Geschwindigkeitsdetektor ermittelten Rotationsgeschwindigkeit vorgesehen ist, derart, daß die Rotationsbeschleunigung des Rotors in Abhängigkeit von der Änderung der Größe der Rotationsgeschwindigkeit ermittelt wird.
- 18. Drehwinkeldetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Positions detektor (12A) zur Ermittlung des Absolutwert eines Drehwinkels für mindestens eine Zahn-Grundteilung der Rotorzähne vorgesehen ist,
- 19. Rotationswinkeldetektor nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch einen Phasendifferenzdetektor (14; 14A;, 14B; 14C;, 14A1) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal· der Sekundärspule, wobei der ermittelte Wert der Phasendifferenz als Relativwert des Drehwinkels benutzt wird und die Größe des absoluten Drehwinkels mit hohem Auflösungsvermögen durch Kombination des Relativwertes des Drehwinkels mit dem Absolutwertdetektor ausgegebenen Absolutwert der Drehposition3K1015~te -kombiniert wird.
- 20. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Absolutwert-Positionsdetektor einen zweiten Stator (1; 9; 9';1A, 1B; 33 r 33") mit zwei Polen (A, B, C und D) sowie auf die Pole gewickelten Primärspulen (2A-2D) und mindestens eine Sekundärspule (7;7A-7D) und einen zweiten Rotor (3;8;1O;11;,32;,35) aufweist, der so ausgebildet ist, daß seine jeweilige Pole den Polen des zweiten Stators unter Freilassung von Spalten gegenüberliegen, um magnetische Kreise zu schließen und in den jeweiligen Polen des zweiten Stators eine Reluktanzänderung in Form einer trigonometrischen Funktion für einen Zyklus pro Umdrehung zu erzeugen, daß ein Referenzsignalgenerator (13;13A) zur Erzeugung gegeneinander phasenverschobener Referenz-Wechselsignale separat für die Primärspulen des ersten Stators und des zweiten Stators vorgesehen ist, daß ein erster Phasendifferenzdetektor (14A1) die Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule des Stators ermittelt und einen den relativen Drehwinkel bezeichnenden Phasendifferenzwert erzeugt, daß ein zweiter Phasendifferenzdetektor (14A) die Phasendifferenz zwischen einem der Referenz-Wechselsignale und dem Ausgangssignal der Sekundärspule des zweiten Stators ermittelt und einen dem Absolutwert des Drehwinkels entsprechenden Phasendifferenzwert erzeugt und daß der Absolutwert des Drehwinkels mit hoher Auflösung durch Kombination des Relativwertes des Drehwinkels mit dem Absolutwert3 H 1 O 1sr75 -des Drehwinkels ermittelt wird.
- 21. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Sekundärspule einer Phasenschieberschaltung (86) mit verstellbarem Phasenverschiebungswinkel zugeführt wird und daß der Phasenverschiebungswinkel so festgelegt wird, daß der Nullwinkel des Rotationswinkeldetektors mit dem Nullwinkel eines Meßobjektes zusammenfällt.
- 22. Drehwinkeldetektor, gekennzeichnet durch die folgenden Baugruppen:einen Stator (1; 9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82, 83), der über seinen Umfang verteilte Polpaare mit bestimmten Winkelabständen aufweist, von denen jedes aus zwei Polen (A, C; B, D) besteht, die Primärspulen (2A, 2C; 2B, 2D) tragen, wobei die Primärspulen eines Polpaares gegenphasig in Reihe geschaltet sind, und auf den Polen weiterhin mindestens eine Sekundärspule (7; 7A-7D) zur Aufnahme der von den jeweiligen Polen induzierten Spannungen angeordnet ist, undeinen Rotor (3; 8; 10; 32; 35), der den Stirnseiten der jeweiligen Pole unter Freilassung von Spalten gegenüberliegt, die Reluktanz des die jeweiligen Pole passierenden magnetischen Weges in Abhängigkeit von dem Rotationswinkel verändert und zwischen den beiden Polen eines Polpaares differentialartig eine Reluktanzänderung3H1015erzeugt,wobei die Polpaare durch Referenz-Wechselsignale erregt werden, die entsprechend der Drehwinkelver-· Schiebung der Polpaare zueinander phasenverschoben sind, wodurch in der Sekundärspule durch die Phasenverschiebung der Referenz-Wechselsignale ein dem Drehwinkel des Rotors entsprechendes Ausgangssignal erzeugt wird.
- 23. Drehwinkeldetektor nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole des Polpaares in dem Stator einander diametral gegenüber angeordnet sind, daß zwei Polpaare umfangsmäßig um 90 gegeneinander versetzt angeordnet sind, daß auf jeden der Pole eine Sekundärspule gewickelt ist, daß die jeweiligen Sekundärspulen derart in Reihe geschaltet sind, daß die Pole eines Polpaares gleichphasig miteinander sind, daß die jeweiligen Polpaare zueinander gegenphasig sind und daß eines der Referenz-Wechselsignale', das einas der Polpaare erregt, ein Sinuswellensignal· und das das andere Polpaar erregende Referenz-Wechselsignal ein KosinusWe^ensignal ist.
- 24. Rotationswinkeldetektor nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Pole eines Polpaares in dem Stator einander diametral gegenüber angeordnet sind und zwei derartiger Polpaare gegeneinander umfangsmäßig um etwa 90 versetzt sind, daß ein weiterer Pol (9E; 9E'; 80) an dem Stator auf einem gemeinsamen Weg der magnetischen Kreise der jeweiligen Pole angeordnet ist und eine Sekundärspule (7) zur Lieferung eines Aus-3H1015AATf -gangssignals trägt und daß eines der Referenz-Wechselsignale, mit dem das eine Polpaar erregt wird, ein Sinuswellensignal und-das andere Referenz-Wechselsignal zur Erregung des anderen Polpaars ein Kosinuswellensignal ist.
- 25. Rotationsgeschwindigkeitsdetektor, gekennzeichnet durch die folgenden Baugruppen:einen Stator (1;9; 9'; 1A, 1B; 76; 79; 82, 83; 33, 33'; 84, 85), der jeweils aus zwei Polen (A,C;B,D) bestehende Polpaare aufweist, auf die Primärspulen (2A, 2C; 2B, 2D) aufgewickelt sind , die gegenphasig zueinander erregt sind und die ferner mindestens eine Sekundärspule (7;7A-7D) zur Sammlung der von den jeweiligen Polen induzierten Spannungen tragen,einen Rotor (3, 8; 10; 11; 32; 35; 77; 78; 81; 77A, 77B), der so ausgebildet ist, daß er den Endbereichen der jeweiligen Pole über Spalte gegenüberliegt, deren Weite die Reluktanz des die jeweiligen Pole entsprechenden Magnetfeldes in Abhängigkeit von dem Drehwinkel verändert, wodurch eine differentialmäßige Veränderung der Reluktanz zwischen den das Polpaar bildenden Polen in Abhängigkeit von der Drehwinkelstellung des Rotors erfolgt,eine erste Schaltung (15-24) zur Erzeugung von gegenr einander phasenverschobenen Referenz-Wechselsignalen, mit denen die Polpaare separat und einzeln erregt werden, wodurch infolge der Phasenmodulation der Referenz-Wechselsignale entsprechend der Drehgeschwindig-3H1015- τβ -keit des Rotors in der Sekundärspule ein Ausgangssignal erzeugt wird,undeine zweite Schaltung (55) zur Ermittlung der Rotationsgeschwindigkeit des Rotors entsprechend der Frequenzdifferenz oder der Periodendifferenz zwischen den . Referenz-Wechselsignalen und dem Ausgangssignal der Sekundärspule.
- 26. Drehgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß eine Speicherschaltung (58;71) zur vorübergehenden Speicherung des von der zweiten Schaltung ermittelten Drehgeschwindigkeitwertes und eine dritte Schaltung (66,67) zur Ermittlung der Drehbeschleunigung des Rotors entsprechend der Differenz zwischen dem vorübergehend gespeicherten Rotationsgeschwindigkeitswert und dem neu ermittelten Rotationsgeschwindigkeitswert vorgesehen sind.
- 27. Rotationsgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung eine Schaltung (56)-zur Ermittlung einer Periode des Ausgangssignals der Sekundärspule und eine Rechenschaltung (57) zur Durchführung einer bestimmten Rechnung enthält, zur Ermittlung des Drehgeschwindigkeitswertes in Abhängigkeit von dem ermittelten Periodenwert und dem Referenzperiodenwert der Referenz-Wechselsignale.3U1015
- 28. Drehgeschwindigkeitsdetektor nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung eine Schaltung (69) zur Erzeugung eines mit einer Periode des Ausgangssignals der Sekundärspule synchronisierten Rechteckwellensignals und eine Perioden/Spannungs-Umwandlungsschaltung (72-75) zur Ausgabe einer der Differenz zwischen einer Periode des Rechteckwellensignals und einer Periode des Referenz-Wechselsignals entsprechenden Analogspannung aufweist.
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