DE3115051A1 - Wandlerschaltung

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DE3115051A1

Publication number: DE3115051A1
Application number: DE19813115051
Authority: DE
Inventors: Daijiro Yokohama Kubo; Katsumi Hiratsuka Kanagawa Nagano
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-04-14
Filing date: 1981-04-14
Publication date: 1982-03-25
Also published as: JPS56144610A; JPS6058601B2; US4370608A; DE3115051C2

Die Erfindung betrifft eine Wandlerschaltung zur Umwandlung oder Umsetzung einer kleinen Signalspannung in einen Strom oder eine Spannung mit einer der Größe der kleinen Signalspannung proportionalen Größe, die in bezug auf ein hohes Potential einer Gleichspannungsquelle variiert.

Bei elektronischen Schaltkreisen ist es häufig nötig, einen Strom oder eine Spannung zu erzeugen, der bzw. die einer kleinen Signalspannung proportional 1st. Für diesen Zweck wird eine Spannung/Strom- oder Spannung/Spannung-Wandlerschaltung verwendet. Fig. 1 zeigt eine bisherige Spannung/Strom-Wandlerschaltung, wie sie in einem Artikel "AN INTEGRABLE PRECISION VOLTAGE-TO-CURRENT CONVERTER WITH BILATERAL CAPABILITY" von S. Pookaiyaudom u.a. in IEEE J. Solid-state Circuits, Vol. SC-13, Nr. 3, S. 411-413, Juni 1978, beschrieben ist. Diese bisherige ■Wandlerschaltung umfaßt zwei Konstantstromquellen 1 und 2 zur Lieferung eines konstanten Stroms Iref, npn-Transisto-

ren Ql - Q5 und zwei Eingangswiderstände 3 und 4. Eine Eingangsspannung Vin wird zwischen den Eingangswiderstand

3 und eine negative bzw. Minus(stromzufuhr)klemme einer Gleichstromquelle angelegt. Dies bedeutet, daß die Eingangsspannung Vin der Schaltung unter Heranziehung des negativen Potentials der Gleichstromquelle als Bezugsgröße zugeführt wird,

Wenn bei dieser Schaltung der Ausgangsstrom mit I, die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Ql - Q4 mit ^VBE1' ^VBE2' ^VBE3 ^bZW' ^VBE4 ^{Und d±e widerstandswerte der}

Widerstände 3 und 4 mit R_ bzw. R. bezeichnet werden, er

3 4

gibt sich folgende Gleichung:

^VBE1 ^{+ V}BE4 ^{+ (Iref + I)R}4

" ^VBE2 ^{+ V}BE3 ^{+ Iref} " ^R3 ^{+ Vin}

^{Mit V}BE1 ^{= V}BE3' ^VBE2 ^{= V}BE4 ^{Und R}3 ^{= R}4 ^{= R läßt} Gleichung (1) wie folgt umschreiben:

1-R= Vin ... (2)

Hieraus ergibt sich, daß der Ausgangsstrom I durch Vin/R bestimmt wird und der Eingangsspannung Vin proportional ist.

Da jedoch bei der Schaltung nach Fig. 1 der Ausgangsstrom, zusätzlich zum Konstantstrom Iref der Konstantstromquelle 2, über den Transistor Q4 und den Widerstand 4 fließt, tritt ein Unabgleich zwischen den Kollektorströmen der Transistoren Q3 und Q4 auf, wenn die Eingangsspannung Vin groß ist. Zur Vermeidung einer Verschlechterung der Genauigkeit des AusgangsStroms aufgrund dieses ünabgleichs

zwischen den Kollektorströmen benötigt die bisherige Schaltung eine Einrichtung zur Verhinderung eines solchen Unabgleichs zwischen den Kollektorströmen, wodurch der Schaltungsaufbau kompliziert wird.

Ein noch bedeutsameres Problem bei dieser bisherigen Schaltung besteht darin, daß die Eingangsspannung Vin nicht an die Schaltung angelegt werden kann, ohne das niedrige Potential der Gleichstrom- oder -Spannungsquelle als Bezugsgröße zu benutzen. Auch wenn die Polarität der Stromquelle und der Leitungstyp der Transistoren Ql - Q5 bei der bisherigen Schaltung umgekehrt werden, um eine in bezug auf das hohe Potential der Gleichstromquelle variierende Eingangsspannung in einen Strom oder eine Spannung umzuwandeln, kann keine mit hoher Genauigkeit arbeitende Wandlerschaltung realisiert werden.

Aufgabe der Erfindung ist damit insbesondere die Schaffung einer Wandlerschaltung zur mit hoher Genauigkeit erfolgenden Umwandlung oder Umsetzung einer Eingangsspannung, die in bezug auf ein hohes Potential einer Gleichstromquelle variiert, in einen Strom oder eine Spannung mit einer der Größe der Eingangsspännung proportionalen Größe.

Diese Aufgabe wird durch die in den beigefügten Patentansprüchen gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Wandlerschaltung weist zwei Transistoren eines ersten Leitungstyps auf, deren Basiselektroden zusammengeschaltet sind. Basis und Kollektor des ersten Transistors sind miteinander verbunden. Das eine Ende eines ersten Eingangswiderstands ist an den Emitter des ersten Transistors angeschlossen, wobei eine Eingangsspannungs(speise)quelle zwischen die andere Seite des ersten Eingangswiderstands und eine Hochpotential(speise)-

klemme einer Gleichstromquelle eingeschaltet ist. Zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die Hochpotentialklemme der Gleichstromquelle ist ein zweiter Widerstand eingeschaltet, der einen praktisch dem ersten Eingangswiderstand entsprechenden Widerstandswert besitzt. Zwischen den Kollektor des ers.ten Transistors und eine Niederpotential(speise)klemme der Gleichstromquelle sowie zwischen den Kollektor des zweiten Transistors und die Niederpotentialklemme der Gleichstromquelle sind eine erste bzw. eine zweite Konstantstromquelle zur Lieferung von im wesentlichen gleich großen konstanten Strömen geschaltet. An den Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und dem zweiten Eingangswiderstand sowie den Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und der zweiten Konstantstromquelle sind Kollektor bzw. Basis eines dritten Transistors des zweiten Leitungstyps angeschlossen. Vom Emitter des dritten Transistors ist ein der Eingangsspannung proportionaler Ausgangsstrom abnehmbar. Eine der Eingangsspannung proportionale Ausgangsspannung kann dadurch erhalten werden, daß ein Ausgangswiderstand zwischen äen Emitter des dritten Transistors und die Niederpotentialklemme der Gleichstromquelle geschaltet und mit dem Ausgangsstrom beschickt wird.

Zur weiteren Verbesserung der ümwandlungsgenauigkeit können der Schaltung vierte bis siebte Transistoren des ersten Leitungstyps hinzugefügt werden. Der dritte Transistor kann aus einem Darlington-Paar bestehen.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer bisherigen Wandlerschaltung ,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Spannung/Strom-Wandlerschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Spannung/Strom-Wandlerschaltung mit verbesserter Umwandlungsgenauigkeit,

Fig. 4 ein Schaltbild zur Erläuterung der Größen der durch die verschiedenen Abschnitte der Wandlerschaltung nach Fig. 3 fließenden Ströme,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Spannung/Spannung-Wandlerschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 6 ein Schaltbild einer anderen Spannung/Spannung-Wandlerschaltung gemäß der Erfindung mit verbesserter Umwandlungsgenauigkeit,

Fig. 7 ein Schaltbild der Wandlerschaltung nach Fig. in für die Integration geeigneter Ausführung und

Fig. 8 und 9 Umwandlungskennlxnien für die Wandlerschaltung nach Fig. 1.

Fig. 1 ist eingangs bereits erläutert worden.

In Fig. 2 ist eine erfindungsgemäße Spannung/Strom-Wandlerschaltung dargestellt, die pnp-Transistoren QIl und Ql2 aufweist, deren Basiselektroden zusammengeschaltet sind, während ihre Emitter jeweils an die eine Seite eines Eingangswiderstands 13 bzw. 14 angeschlossen sind

Die andere Seite des Eingangswiderstands 14 ist mit einer ein hohes Potential (z.B. 15 V) führenden Speiseklemme 11 einer Gleichstromquelle verbunden, während eine Signalspannungsquelle (Gleichspannung oder Wechselspannung) 15 zwischen die andere Seite des Widerstands 13 und die Stromquellenklemme 11 geschaltet ist. Basis und Kollektor des Transistors QIl sind zusammen über eine Konstantstromquelle 16, die einen konstanten Strom Iref liefert, an eine ein niedriges Potential (z.B. O V) führende Speiseklemme 12 der Gleichstromquelle angeschlossen. Zwischen den Kollektor des Transistors Ql2 und die Niederpotential (speise) klemme 12 ist eine weitere Konstantstromquelle 17 eingeschaltet, welche einen konstanten Strom Iref erzeugt.

Kollektor und Basis eines npn-Transistors Ql3 sind mit Emitter bzw. Kollektor des Transistors Ql2 verbunden. Die Transistoren Ql2 und Ql3 bilden eine negative bzw. Gegenkopplungsschleife. Zwischen den Emitter des Transistors Ql3 und die Niederpotentialklemme 12 ist eine Spannungsquelle 18 (etwa 1 V) geschaltet, die üblicherweise zum Vorspannen des Emitters des Transistors Ql3 mit einem positiven Potential E dient.

Da bei der Schaltung gemäß Fig. 2 die Signal(spannungs)-quelle 15 auf beschriebene Weise zwischen die Hochpotentialklemme 11 und den Eingangswiderstand 13 geschaltet ist, wird der Schaltung eine auf das hohe Potential der Gleichstromquelle bezogene Eingangsspannung Vin aufgeprägt. Der Ausgangsstrom Io ist vom Emitter des Transistors Ql3 abnehmbar .

Sofern der Emitterschaltung-Stromgewinn bzw. -verstärkungsgrad der Transistoren QIl bis Ql3 groß genug ist, entspricht der über den Widerstand 13 fließende Strom Iref,

während der über den Widerstand 14 fließende Strom der Summe aus Iref und Io gleich ist. Für eine geschlossene Schleife (Regelkreis) aus den Transistoren QIl und Q12 sowie den Widerständen 13 und 14 und einer Eingangssignalquelle 15 gilt folgende Gleichung:

Vin - R(lref + Io) - V_ßE(Q12) + V^(QU) +

R · Iref =0 ... (3)

worin R die Widerstandswerte der Widerstände 13 und 14 sowie V__(QIl) und-V__(Q12) die Basis-

BE BE·

der Transistoren QIl bzw. Q12 bedeuten.

sowie V__(QIl) und V_iQl2) die Basis-Emitter-Spannungen

BE BE·

Es sei angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren QIl und Q12 jeweils gleich groß sind und somit V₁₃₁TQIl) = V(Ql 2) gilt. In diesem Fall läßt sich

ati aiii

Gleichung (3) wie folgt umschreiben:

Vin - R · Io = 0 ... (4)

Infolgedessen ist der Ausgangsstrom Io der Eingangsspannung Vin proportional, was sich wie folgt ausdrücken läßt:

Vin ·
Ιο" = _R ... (5)

Im folgenden ist die durch die Gegenkopplungsschleife aus den Transistoren Ql2 und Ql3 gewährleistete Wirkung beschrieben. Ein Anstieg des Emitterpotentials des Transistors Q12 führt zu einem Anstieg seines Kollektorstroms. Infolgedessen steigen der Basis- und der Kollekto.rstrom des Transistors Ql3 an, so daß sich der Spannungsabfall über den Widerstand 14 vergrößert. Demzufolge verringert

sich das Emitterpotential des Transistors Ql2, so daß der Anstieg des Emitterpotentials des Transistors Ql2 kornpensiert wird. Wenn dagegen das Emitterpotential des Transistors Q12 abfällt, verringern sich die Kollektorströme der Transistoren Ql2 und Ql3, so daß sich der Spannungsabfall über den Widerstand 14 verringert und damit das Emitterpotential des Transistors Ql2 ansteigt. Wie erwähnt, wird die Emxtterpotentialänderung des Transistors Ql2 üblicherweise durch die Gegenkopplungsschleife kompensiert, so daß der vom Emitter des Transistors Ql3 abgenommene Ausgangsstrom Io üblicherweise konstant bleibt, sofern sich die Eingangsspannung Vin nicht ändert. Infolgedessen läßt sich eine Spannung-Strom-Umwandlung oder -Umsetzung mit'hoher Genauigkeit erreichen. Der Transistor Ql3 kann mit einem pnp-Transistor kombiniert werden, um in an sich bekannter Weise einen äquivalenten npn-Transistor zu bilden.

Wenn die Schaltung gemäß Fig. 2 als integrierter Schaltkreis ausgelegt wird, sind die Emitterströme der Transistoren QIl und Ql2 in der Praxis voneinander verschieden, weil der Emitterschaltung-Verstärkungsgrad der pnp-Transistoren QIl und Ql2 sehr viel niedriger ist als derjenige des npn-Transistors Q13. Wenn die Emitterströme der Transistoren QIl und Q12 mit I₁₇₁₁ bzw. I angegeben

IX 1 El 2·

werden, läßt sich Gleichung (5) wie folgt umschreiben: τ Vin _{/x T λ} . Vos _lc.

ίο= — + (Ie₁₁-Ie₁₂) + — .... (6)

In Gleichung (6) bedeutet Vos eine Spannung, die durch den Unterschied zwischen den Emitterströmen der Transistoren QIl und Ql2 erzeugt wird und die sich wie folgt ausdrücken läßt:

Vos = V_BE(QIl) - V_BE(Q12) ... (7)

Der Ausdruck (I - I__lO) in Gleichung (6) bedeutet einen Fehler (Abweichung) des Ausgangsstroms Io, der durch den niedrigen Emitterschaltung-Stromgewinn bzw. -Verstärkungsgrad der Transistoren QIl und Ql2 eingeführt wird. Die Größe dieses Fehlers beträgt etwa 2/ß, wenn der Emitterschaltung-Verstärkungsgrad mit ß angegeben ist. Der Ausdruck Vos/R in Gleichung (6) steht für einen durch eine Versatzspannung verursachten Fehler (Abweichung)

Fig. 3 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wandlerschaltung, bei welcher zur Schaltung gemäß Fig. 2 pnp-Transistoren Ql4 bis Ql7 und ein npn-Transistor Ql8 hinzugefügt sind, um den Ausgangsstromfehler klein zu halten. Basis und Emitter des Transistors Q14 sind mit Kollektor bzw. Basis des Transistors Q12 verbunden, während sein Kollektor an die Stromquellenklemme 12 angeschlossen ist. Die Basiselektroden der Transistoren Q15 und Q16 sind zusairanengeschaltet, während ihre Emitter mit den Kollektoren der Transistoren QIl bzw. Q12 und ihre Kollektoren mit den Konstantstromquellen bzw. 17 verbunden sind. Die Basis des Transistors Ql7 ist mit dem Kollektor des Transistors Q15 verbunden, während sein Emitter an die Basiselektroden der Transistoren Q15 und Ql6 angeschlossen und sein Kollektor mit der Stromquellenklemme 12 verbunden sind. Der zusammen mit dem Transistor Q13 ein Darlington-Paar (Darlington-Schaltung) bildende Transistor Ql8 ist mit Kollektor und Emitter an Kollektor bzw. Basis des Transistors Q13 angeschlossen, während seine Basis mit dem Kollektor des Transistors Ql6 verbunden ist.

Es sei angenommen, daß bei dieser Schaltung die Transistoren QIl, Q12 und Q14 bis Q17 bezüglich ihrer Eigenschaften bzw. Kennlinien gut aufeinander abgestimmt sind und der Emitterschaltung-Verstärkungsgrad sowie der Basisschaltung-Verstärkungsgrad jedes Transistors mit ß bzw.

&s (= ß/(ß 4· I)) bezeichnet sind. Weiterhin sei angenommen, daß die Emitterströme der Transistoren QIl und Ql2 einander gleich sind. Demzufolge betragen der Kollektorstrom und der Basisstrom des Transistors QIl CL I bzw.

ill

-j
—g— I-,. Auf ähnliche Weise betragen Kollektorstrom und Basisstrom des Transistors Q12 ctl„ bzw. -^- I . Der

Ji 13 E

Emitterstrom des Transistors Ql4 entspricht mit —■-— I_

ß E

der Summe aus den Basisströmen der Transistoren QIl und

Ql2, während der Basisstrom des Transistors Ql4 gleich

I„ ist. Der Emitterstrom des Transistors Ql6 ent-

_ΆΔ E

^ß 2 Ci/

spricht mit O^(1 + —=—)I der Summe aus dem Kollektor-

ß^{2 E}
strom des Transistors Ql2 und dem Basisstrom des Transistors

Ql4. Der Basisstrom des Transistors Ql2 entspricht somit ^ ²^ ²

^s—(1 + -²^) j , während sein Kollektorstrom cL.²(l + ■²-_T-) I_ ^ß ß^{2 E} ß ^E

beträgt. Andererseits entspricht bei dem einen Emitterstrom von c*-I„ besitzenden Transistor Ql5 der Basis-

2 ^E
dL 2

strom -²Z- Ι_π , während sein Kollektorstrom fr I„ beträgt.

Der Emitterstrom des Transistors Ql7 entspricht mit —r— (1 + —Tr- ) I_ der Summe aus den Basisströmen der

D _R4 E O

2 o^ O^ Transistoren Q15 und Q16, so daß sein Basisstrom —ö—(1 + —*-)I„

ß² ß^{Z E} entspricht. Infolgedessen fließt am Verbindungspunkt

zwischen Kollektor des Transistors Ql5 und Basis des Transistors Ql7 ein Strom {ot² + (l + ) j I_E .

ß ß

Die Größen der genannten Ströme sind in Fig. 4 veranschaulicht.

Unter der Voraussetzung, daß der am Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors Ql5 und der Basis des Transistors Ql7 anliegende Strom I und der am

Kollektor des Transistors Ql6 fließende Strom I_ betragen, läßt sich die Beziehung bzw. das Verhältnis zwischen I und I wie folgt ausdrücken:

Durch Einsetzen vonot= - in Gleichung (8) ergibt sich:

(9)

¹B	1	+ -	ß²	1
¹A			Ί J	2
			(ß + D²
	2

ß (ß + 1)

Vorausgesetzt, daß ß ausreichend größer ist als 1, wird 2/ß (ß + 1) kleiner als 1, so daß sich Gleichung (9) angenähert wie folgt ausdrücken läßt:

¹B 2
~s- «1 s__ (10)

^XA ß

Die Ströme I und I_p sind die Ausgangsströme der Konstant-

stromquellen 16 bzw. 17 und müssen daher jeweils gleich

4 groß sein. Infolgedessen entsteht ein Fehler von'2/ß zwischen den Emitterströmen der Transistoren QIl und Ql2, die als einander gleich vorausgesetzt worden sind.

Dieser Fehler ist ausreichend kleiner als der Fehler 2/ß bei der Schaltung gemäß Fig. 2. Außerdem kann die Versatzspannung aufgrund des Fehlers (Abweichung) zwischen den Emitterströmen der Transistoren QIl und Ql2 auf weniger als 0,1 mV unterdrückt werden.

Andererseits kann die Genauigkeit des Ausgangsstroms Io aufgrund der Darlington-Schaltung der Transistoren Ql3 und Ql8 außerordentlich stark vergrößert werden. Der Fehler beiden in Darlington-Schaltung vorliegenden

ο
Transistoren beträgt 1/ß .

Fig. 5 veranschaulicht eine Spannung/Spannung-Wandlerschaltung gemäß der Erfindung, bei welcher die bei der Schaltung gemäß Fig. 2 verwendete Spannungsquelle 18 durch einen Widerstand 19 ersetzt ist. Die Schaltung gemäß Fig. 5 ist so ausgelegt, daß an einer Ausgangsklemme 20 eine der Eingangsspannung Vin proportionale AusgangsSpannung Vout abnehmbar ist.

Da der vom Emitter des Transistors Ql3 abnehmbare Ausgangsstrom Io der Eingangsspannung Vin , wie erwähnt, proportional ist, ist ein Spannungsabfall über den Widerstand 19, d.h. die Ausgangsspannung Vout, ebenfalls der Eingangsspannung Vin proportional. Wenn der Widerstandswert der Eingangswiderstände 13 und 14 mit R und derjenige des Ausgangswiderstands 19 mit R vorausgesetzt werden, bestimmt sich Vout durch folgende Gleichung:

^R2
Vout = —■— · Vin (11)

^Rl

Das Umsetzverhältnis bzw. die Verstärkung der Wandlerschaltung kann daher durch Änderung des Verhältnisses zwischen R₁ und R„ verändert werden. Bei der Schaltung gemäß Fig. 5 wird die.Eingangsspannung Vin unter Heranziehung des hohen Potentials der Gleichstromquelle als Bezugsgröße der Schaltung zugeführt, während die Ausgangsspannung Vout unter Heranziehung des niedrigen Potentials als Bezugsgröße von der Schaltung abgenommen wird. Die Ausgangsspannung Vout kann somit von einer diese verwendenden Nutzschaltung ohne weiteres verarbeitet werden.

Fig. 6 veranschaulicht eine mit hoher Genauigkeit arbeitende Spannung/Spannung-Wandlerschaltung, die gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 5 auf die in Verbindung mit der Schaltung nach Fig. 3 offenbarte Weise abgewandelt ist.

Fig. 7 veranschaulicht die Spannung/Spannung-Wandlerschaltung nach Fig. 6 in Auslegung für Integration. Hierbei bilden ein Widerstand 21 sowie npn-Transistoren Q19 bis Q24 (Fig. 7) Konstantstromquellen. Die Widerstandsgrößen oder Werte der 'TEingangswiderstände 13 und 14 betragen l kil , während der Ausgangswiderstand 19 und der Widerstand 21 Werte von 10 klL bzw. 100 k-Ω-besitzen und die Größe eines Kondensators 22 5pF und Iref 100 ^A betragen. Die Verstärkung A dieser Wandlerschaltung beträgt daher 10.

Die folgende Tabelle veranschaulicht die Meßwerte der Ausgängsspannung Vout relativ zu jeder Größe der Eingangsspannung Vin bei der Schaltung gemäß Fig. 7. Die berechneten Werte der Verstärkung A und die Fehlergröße £ für jeden Meßwert sind ebenfalls angegeben.

Tabelle

Vin (mV)	Vout (mV)	A	E (%)
2,94	34,22	11,64 .	16,4
10,60	110,67	10,36	3,6
20,12	205,50	10,21	2,1
30,40	308,11	10,14	1/4
40,57	409,90	10,10	1,0
50,69	511,00	10,08	0,8
60,05	604,50	10,07	0,7
70,55	709,40	10,06	0,6
80,04	804,10	10,05	0,5
90,06	904,60	10,04	0,4
100,99	1014,00	10,04	0,4
110,37	1107,60	10,04	0,4
120,02	1204,10	10,03	0,3
130,22	1306,00	10,03	0,3
140,86	1412,40	10,03	0,3
150,85	1511,90	10,02	0,2

Fig. 8 veranschaulicht die sich aus obiger Tabelle ergebende Kennlinie der Ausgangsspannung Vout in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Vin. Die gerade Linie steht darin für die theoretischen Werte bzw. Größen, und die schwarzen Punkte geben Meßwerte an. Fig. 9 veranschaulicht die Kennlinie der Fehlergröße £ in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Vin. Wie aus den Fig. 8 und 9 hervorgeht/ sind Genauigkeit und Linearität der Verstärkung A ausgezeichnet. Wenn die Eingangsspannung Vin gleich O ist, verläuft die Fehlergröße £ auf eine unendliche Größe, weil die Versatzspannung unabhängig von der Eingangsspannung Vin konstant ist. Mit zunehmender Eingangsspannung Vin verringert sich somit die Fehlergröße £ i bei einer Eingangsspannung von über 40 mV i£t sie kleiner als 1%, und sie liegt bei einer noch größeren Eingangsspannung Vin unter 0,3 %.

-η-

Leerseite

2 DU
ß²

_L 2 d.

Patentansprüche

1./ Wandlerschaltung, gekennzeichnet durch zwei mit einer Gleichstromquelle verbindbare Strom-Speiseklemmen (11, 12), durch zwei Trensistoren (QIl, Q12) mit jeweils einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, deren Basiselektroden zusammengeschaltet sind, durch ein erstes Widerstandselement (13) , dessen eine Seite mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist, durch ein zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Ql2) und die erste Speiseklemme (11) eingeschaltetes zweites Widerstandselement (14) mit einem Widerstandswert, der praktisch dem des ersten Widerstandselements entspricht, durch eine Eingangsspannungsversorgung (15), die zur Lieferung einer Eingangsspannung (Vin) an die andere Seite des ersten Widerstandselements (13) angeschlossen ist, durch zwei Stromversorgungen (16, 17), die zur Speisung der beiden Transistoren (QIl, Q12) mit Strömen zwischen den Kollektor

des ersten Transistors (QIl) und die zweite Strom-Speiseklemme (12) bzw. zwischen den Kollektor des zweiten Transistors (Q12) und die zweite Strom-Seiseklemme (12) geschaltet sind, und durch ein Ausgangssteuer element (Ql3), dessen Hauptstromstrecke zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Ql2) und eine Ausgangsklemme (20) geschaltet ist und das durch das Signal vom Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Transistor (Q12) und der zweiten Stromversorgung (17) ansteuerbar ist.

2. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssteuerelement ein Transistor ist.

Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter und ein vierter Transistor (Q15, Q16),deren Basiselektroden zusammengeschaltet sind, zwischen den ersten Transistor (QIl) und die erste Stromversorgung (16) bzw. zwischen den zweiten Transistor (Q12) und die zweite Stromversorgung (17) geschaltet sind.

4. Wandlerschaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen fünften Transistor (Q14), dessen Kollektorstromstrecke zwischen die zusammengeschalteten Basiselektroden von erstem und zweitem Transistor (QIl, Q12) und die zweite Strom-Speiseklemme (12) geschaltet ist, während seine Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen zweitem und viertem Transistor (Q12, Q16) verbunden ist, und durch einen sechsten Transistor (Q17), der mit seiner Kollektorstroms'trecke zwischen die zusammengeschalteten Basiselektroden von drittem und viertem Transistor (Q15, Ql6) und die zweite Strom-Speiseklemme (12) geschaltet

und mit seiner Basis an den Verbindungspunkt von drittem Transistor (Q15) mit erster Stromversorgung (16) angeschlossen ist.

5. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Strom-Speiseklemmen (11, 12) mit einem hohen bzw. einem niedrigen Potential der Gleichstromquelle verbindbar sind.

6. Wandlerschaltung nach Anspr-uch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen eine Elektrode des Ausgangssteuerelements (Ql3) und die zweite Strom-Speiseklemme (12) eine Gleichspannungsquelle (18) zum Vorspannen der Elektrode des Ausgangssteuerelements (Ql3) geschaltet ist.

7. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Elektrode des Ausgangssteuerelements (Q13) und die zweite Strom-Speiseklemme (12) eine Last (19) geschaltet ist.

7. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssteuerelement (Ql3) ein in Darlington-Schaltung angeordnetes Transistorpaar (Ql3, Ql8) ist.