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Integrierbare HalbLeiterachaltung zur Ansteuerung von
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Triacs Die Erfindung betrifft eine integrierbare Halbleiterschaltung
zur Ansteuerung von Triacs, bei der der z. B.
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durch ein Wechselspannungssignal zu beaufschlagende Steuereingang
über einen Nullspannungsschalter zu einem einen Komparator enthaltenden Schaltung
steil führt, der seinerseits zur Steuerung des durch einen mit der ZUndelektrode
des Triacs verbundenen Ausgangstransistors dient.
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Eine Halbleiterschaltung dieser Art ist in "Valvobrief, Elemente und
Bausteine für die Elektronik" vom 1. Februar 1973 in Gestalt einer monolithisch
integrierten Schaltung zum Betrieb von Thyristoren und Triacs beschrieben, von dieser
die Definition der zu beschreibenden Erfindung ausgeht.
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In sachlicher Beziehung ist im Hinblick auf solche Steuerschaltungen
folgendes festzustellen: Sollen Wechselstromverbraucher über einen Triac ein- und
ausgeschaltet werden, so muß der Triac jeweils im Strom-Nulldurchgang erneut gezündet
werden, solange der "Ein"-Zustand erhalten bleiben soll. Sobald diese Zündimpulse
ausbleiben, schaltet bekanntlich der Triac beim nachsten Strom-Nulldurchgang ab.
Die Erzeugung der erforderlichen Zündimpulse erfolgt im allgemeinen mittels eines
sogenannten Nullspannungsschalters. Dieser besitzt zwei Schaltschwellen, und zwar
eine, die knapp über 0 Volt
liegt und eine zweite, die knapp unter
0 Volt liegt. Der Nullspannungsschalter ist "eingeschaltet", wenn die Spannung an
seinem Eingang zwischen beiden Schaltschwellen, d. h. nahe an O Volt, liegt. Er
ist dagegen "ausgeschaltet", wenn die Spannung an seinem Eingang oberhalb der oberen
oder unterhalb der unteren Schaltschwelle liegt.
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Handelt es sich bei dem oben erwähnten Wechselstromverbraucher um
eine reine Wirklast, bei welcher also Strom und Spannung in Phase sind, so können
die erwähnten Zündimpulse für den Triac direkt mittels eines an der Versorgungsspannung
liegenden Nullpunktschalters (Betriebsart 1) erzeugt werden. Handelt es sich hingegen
bei dem Verbraucher um eine Last mit merklichem Blindleistungsanteil, bei welcher
also Strom und Spannung phasenverschoben sind (z. B. einem Motor), so legt man den
Eingang des Nullspannungsschalters an die Anode des Triacs, deren Spannung in Phase
mit dem Laststrom ist.
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Das invertierte Ausgangssignal des Nullspannungsschalters erzeugt
dann die nötigen Zündimpulse für den Triac.
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Die Schaltschwellen des Nullspannungsschalters müsen dabei etwas über
bzw. unter der positiven bzw. negativen Durchlaßspannung des Triacs liegen. Die
Funktion einer solchen Anordnung wird klar, wenn man bedenkt, daß beim Abschalten
des Triacs im Strom-Nulldurchgang die Spannung am Nullspannungsschalter infolge
der Phasenverschiebung zwischen'Strom und Spannung sprunghaft ansteigt (Betriebsart
2 (sogenannte Stromsynchronisierung)). Beide Möglichkeiten sind in der eingangs
genannten Literaturstelle angegeben. Eine dritte Möglichkeit (3. Betriebsart) wird
schließlich dann verwendet, wenn es sich um Leuchtstofflampen oder sonstige Wechselstromverbraucher
mit Sonderverhalten handelt.
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Nun ist aber in der Praxis die bekannte Tatsache zu berücksichtigen,
daß im Interesse der Kosteneinsparung man danach trachtet, mit einem Minimum an
äußeren AnschlUssen der Schaltung auszukommen, falls diese in monolithisch integrierter
Halbleitertechnik realisiert werden soll. Diese Aufgabe soll nun bei einer Schaltung
zur Ansteuerung von Triacs gelöst werden, denn bei den bekannten Ansteuerschaltungen
benötigt man - abgesehen von den durch Je eines der beiden die Versorgungsspannung
bildenden Potentiale - wenigstens drei Steuereingänge (z.
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B. TEA 1007 von Telefunken oder U 111 B von Telefunken-Datenbuch 1979/80,
"Integrierte Schaltungen", Telefunken, Seiten 309 ff. und 353 ff.) Außerdem soll
die von der Erfindung vorgeschlagene Ausgestaltung für eine Schaltung zur Steuerung
eines Triacs für die Durchführung der drei genannten Betriebsarten geeignet sein.
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Hierzu wird erfindungsgemäß eine integrierbare Halbleiterschaltung
zur Ansteuerung eines Triacs derart ausgestaltet, daß der zwischen dem Nullspannungsschalter
und dem Ausgangstransistor liegende Schaltungsteil aus einem drei Signaleingänge
und zwei Signalausgänge aufweisenden digitalen Bestandteil und einem zwei Komparatoren
sowie einen weiteren Transistor aufweisenden analogen Bestandteil gebildet ist,
daß dabei ein erster Signaleingang des digitalen Schaltungsteils durch den Nullspannungsschalter
gesteuert und ein zweiter Signalausgang des digitalen Schaltungsteils zur Steuerung
des Ausgangs'transistors vorgesehen ist, daß ferner der Transistor des analogen
Schaltungsteils durch den ersten Ausgang des digitalen Schaltungsteils gesteuert
ist, während der Ausgang dieses Transistors - insbesondere unter Vermittlung eines
Widerstands - zusammen mit einer Konstantstromquelle mit dem einen Eingang Jedes
der beiden - am
anderen Eingang durch Je eine Referenzspannung beaufschlagten
- Komparatoren des-analogen Schaltungsteils verbunden ist, daß außerdem der zweite
und der dritte Signaleingang des digitalen Schaltungsteils durch je einen der beiden
Komparatoren des analogen Schaltungsteils gesteuert ist, und daß schließlich der
digitale Schaltungsteil derart ausgebildet ist, daß bei Anwesenheit eines L-Signals
an sämtlichen Eingängen des digitalen Schaltungsteils dessen erster Signalausgang
den Pegel "L" und dessen zweiter Signalausgang den Pegel "H" führt, sowie daß bei
gleichzeitiger Anwesenheit des Pegels H" an den drei Signaleingängen der erste Signalausgang
den Pegel "L" und der zweite Signalausgang den Pegel H" führt.
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Insbesondere ist der digitale Schaltungsteil bei einer Anlage gemäß
der Erfindung derart ausgestaltet, daß sich das aus der folgenden Tabelle ersichtliche
digitale Verhalten ergibt.
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Tabelle T Zustand Eingänge Ausgänge 123 4 5 1 LLL L H 2 LHL B B 3
LLH B B 4 LHH L L 5 HLL V V 6 HHL H L 7 HLH B B 8 HHH L H wobei L = Pegel logisch
"O" b U H = Pegel logisch "1" % Masse
V = vorheriger Zustand bleibt
erhalten
B - beliebiger Zustand erlaubt.
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Ein Schaltbild einer Anlage gemäß der obigen Definition der Erfindung
ist in Fig. 1 und eine Ausgestaltung des digitalen Schaltungsteils in Fig. 2 dargestellt.
Fig. 3 zeigt ein Beispiel für die Schaltung des Nullspannungsschalters, die an sich
dem Stande der Technik angehört, während aus Fig. 4, 5 und 6 die Anschaltung der
in Fig.
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1 bzw. Fig. 2 dargestellten Anlage gemäß der Erfindung für die verschiedenen
oben angegebenen Betriebsweisen zeigen.
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Bei der in Fig. 1 dargestellten allgemeinen Ausführung einer erfindungsgemäßen
Schaltung ist der Steuereingang S7 (zusammen mit der Anschlußklemme für das Bezugspotential,
also Masse) durch die zur Schaltung des Triacs Tr gemäß Fig. 4, 5 und 6 vorgesehene
Wechselspannung UW gesteuert. Dieser Steuereingang S1 bildet zugleich den Signaleingang
für den Nullspannungsschalter NS. Dessen Ausgangykann unmittelbar zur Steuerung
des ersten Signaleingangs 1 des digitalen Schaltungsteils DS, der gemäß der Definition
der Erfindung vorzusehen ist, verwendet werden. Bevorzugt wird man Jedoch ein AND-Gatter
G1 mit zwei Signaleingängen zwischenschalten, wobei der zweite Eingang E durch ein
extern zugeführtes und auf das Bezugspotential bezogenes Signal geschaltet und beim
Vorliegen einer "1" am Eingang E das AND-Gatter G1 für die Signale vom Nullspannungsschalter
NS durchlässig wird4 Der digitale Schaltungsteil DS hat, wie bereits oben angegeben,
drei Signaleingänge 1 bzw. 2 bzw. 3 sowie zwei Signalausgänge 4 bzw. 5. Der Eingang
2 bzw. der Eingang 3 ist mit dem Ausgang Je eines der beiden Komparatoren
K1
bzw. K2 verbunden. Beide Komparatoren sind bezüglich ihrer internen Schaltung identisch
und bestehen vorzugsweise aus zwei emittergekoppelten Differenzverstärkern in üblicher
Bau- und Schaltungsart und sind z. B. unter Verwendung von npn-Transistoren aufgebaut.-Die
Signaleingänge "+ls der beiden Komparatoren K1 und K2 werden über einen Widerstand
R durch den Kollektor eines npn-Transistors T1 beaufschlagt, dessen Basis an dem
einen Signalausgang 4 des digitalen Schaltungsteils DS liegt, während der andere
Signalausgang 5 des digitalen Schaltungsteils DS mit der Basis des - ebenfalls als
npn-Transistor ausgebildeten Ausgangstransi stors AT liegt. Der Emitter der beiden
genannten Transistoren AT und T1 ist über eine gemeinsame, die Spannung U liefernde
Gleichspannungsquelle mit dem Bezugspotential, also mit Masse, verbunden. Der Kollektor
des Ausgangstransistors AT bildet den an die ZAndelektrode des zu steuernden Triacs
Tr - vorzugsweise unter Zwischenschaltung eines Biderstands RG - zu legenden Ausgang
der erfindungsgemäßen Schaltung. Ferner sind die beiden Signaleingänge "+" der beiden
Komparatoren K1 und K2 einerseits an einen Anschluß S2 gelegt, der - wie aus den
Fig. 4 bis 6 ersichtlich ist - bei der Einstellung der Betriebsweise der Schaltung
von Bedeutung ist. Außerdem ist der Kollektor bzw. der Kollektorwiderstand R des
Transistors T1 über eine Konstantstromquelle J1 an ein Versorgungspotential U2 gelegt,
das sich zwischen den beiden Referenzpotentialen U1 und U3 befindet, die zur Beaufschlagung
der Referenzeingänge "-" je eines der beiden Komparatoren K1 bzw. K2 vorgesehen
sind. Eine vorteilhafte Erzeugungsweise für die die soeben genannten und auf Masse
zu beziehenden Potentiale U1, U2 und U3 ist aus Fig. 3 ersichtlich.
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Die Digitalschaltung DS soll sich nun entsprechend der Lehre der Erfindung
verhalten, wobei bevorzugt die oben
~ TZ angegebene Tabelle/bezuglich
des Verhaltens der Signaleingänge 1, 2 und 3 sowie der Signalausgänge 4 und 5 zu
beachten ist. Eine das Verlangte leistende Ausbildung wird anhand der Fig. 3 vorgestellt.
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Bei dieser bevorzugten Ausbildung des digitalen Schaltungsteils DS
ist dessen erster und durch den Nullspannungsschalter NS zu steuernder Signaleingang
1 durch den einen Eingang eines NOR-Gatters G2 und durch den einen Eingang eines
AND-Gatters G3 gebildet. Beide Gatter G2 und G3 haben jeweils zwei Signaleingänge,
wobei der zweite Eingang des NOR-Gatters G2 am Ausgang des einen Komparators K1
im analogen Schaltungsteil AS und der zweite Eingang des AND-Gatters G3 am Ausgang
des zweiten Komparators K2 dieses Schaltungsteils AS liegt. Der Signalausgang des
NOR-Gatters G2 dient zur Steuerung des Setzeingangs S einer z. B. als RS-Flip-Flop
ausgebildeten bistabilen Kippstufe FF, deren Reseteingang R durch den zugleich zur
Steuerung des erstgenannten NOR-Gatters G2 dienenden Komparator K1 im Schaltungsteil
AS gesteuert wird.
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Ein zweites NOR-Gatter G5 steuert mit seinem Ausgang 4 die Basis des
bereits genannten und seinerseits zur Steuerung der Signaleingänge "+" der beiden
Komparatoren K1 und K2 im analogen Schaltungsteil AS dienenden npn-Transistors T1
und ist an seinem einen Eingang durch den anderen (d. h. nicht für die Steuerung
des erstgenannten NOR-Gatters G2 vorgesehenen) Komparator K2 des analogen Schaltungsteils
AS gesteuert, während sein zweiter Eingang am Signalausgangides genannten Flip-Flops
FF liegt.
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Das ebenfalls bereits genannte und mit seinem einen Eingang an dem
durch den Nullspannungsschalter NS zu steuernden ersten Eingang 1 des digitalen
Schaltungsteils DS liegende AND-Gatter G3 ist an seinem anderen Signaleingang
gemeinsam
mit dem zweiten NOR-Gatter G5 durch den Ausgang des zweiten Komparators K2 des analogen
Schaltungsteils gesteuert und liegt mit seinem Ausgang an dem einen Signaleingang
eines OR-Gatters G4, dessen anderer Eingang durch den Signalausgang des das zweite
NOR-Gatter G5 in bereits geschilderter Weise steuernden Informationsausgang Q des
genannten RS-Flip-Flops FF unmittelbar beaufschlagt ist und dessen Signalausgang
den Signalausgang 5 bildet, der zur Steuerung der Basis des bereits genannten npn-Ausgangstransistors
AT der erfindungsgemäßen Steuerschaltung bildet.
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Für die Erzeugung der Referenzpotentiale ist, wie aus Fig. 3 ersichtlich,
ein aus vier Widerständen R1, R2, R3 und R4 gebildeter Spannungsteiler vorgesehen,
dessen mittlerer Abgriff das Potential U2 zur Beaufschlagung der Konstant stromquelle
J1 liefert, während die beiden äußeren Teilerpunkte in der aus Fig. 3 ersichtlichen
Weise zwecks Lieferung der Referenzspannungen U1 und U3 an den Referenzeingang der
beiden Komparatoren K7 und 'K2 geschaltet sind.
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Der Nullspannungsschalter NS ist z. B. in der aus Fig. 3 ersichtlichen
Weise realisierbar. Bei dieser Ausgestaltung liegt der Steuereingang S1 des Nullspannungsschalters
NS am Emitter eines pnp-Transistors tl, dessen Basis mit der Anode einer Diode d2
und dessen Kollektor mit der Anode einer weiteren Diode dl verbunden ist. Die Kathoden
der beiden Dioden dl und d2 liegen an dem Bezugspotential der Schaltung. Ein zweiter
pnp-Transistor t2 liegt mit seiner Basis und seinem Kollektor ebenfalls an der Anode
je einer Diode d3 und d4, deran Kathoden zusammen mit dem Steuereingang S1 verbunden
sind. Der Emitteranschluß des zweiten pnp-Transistors t2 ist an das Bezugspotential
gelegt und außerdem über einen Widerstand r mit der Basis von t2 verbunden. Die
Kollekto-
ren der beiden npn-Transistoren t1 und t2 sind über eine
Konstantstromquelle J2 mit dem ersten Betriebspotential U verbunden. Ein dritter
pnp-Transistor t3 bildet mit seinem Kollektor den Ausgang a des Nullspannungsschalters.
Außerdem ist dieser Kollektor über eine weitere Konstantstromquelle J3 an das erste
Betriebspotential U gelegt. Die Basis des dritten pnp-Transistors t3 ist mit dem
Kollektor des zweiten pnp-Transistors t2 verbunden, während sein Emitter an der
Kathode einer fünften Diode d5 liegt, deren Anode an das Bezugspotential (Masse)
angeschaltet ist.
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Die drei Konstantstromquellen können z. B. durch einen Transistor
oder durch eine Stromspiegelschaltung gegeben sein. Ebenfalls kann der Nullspannungsschalter
in einer beliebigen, bekannten anderen Weise realisiert sein.
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Zusammenfassend ist also im Hinblick auf die bisher beschriebene Schaltung
festzustellen, daß sie bei der bevorzugten Ausführungsform gemäß Fig. 2 aus dem
Nullspannungsschalter NS, den Gattern G1 bis G5, dem RS-Flip-Flop FF, zwei Komparatoren
Xi und K2, zwei Transistoren T1 und AT, einer Stromquelle J1 und den Widerständen
R und R1 bis R5 besteht. Ergänzend ist noch festzustellen, daß U eine gegen Masse
negative Spannung ist, wenn der Triac Tr, wie üblich, mit negativem Gatestrom gezündet
werden soll. FUr die Spannungen Ul bis U3 gilt dann U < U1 < U2 < U3 <
O Volt.
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E ist der Freigabeeingang für die gesamte Triacansteuerung. A ist
der Ausgang für den Triac-Zündstrom. S1 und S2 sind Steuereingänge. S1 triggert
den Nullspannungsschalter NS. Mit einem Vorwiderstand RV am Steuereingang S1 (vergleiche
Fig. 4 bis 6) ist die Ansprech-
schwelle des Nullspannungsschalters
NS einstellbar. Der andere Steuereingang S2 dient zur Umschaltung der Betriebsarten
und bei der Betriebsart 2 außerdem zur Einstellung der Zündimpulslänge über eine
dann anzuschliesende Kapazität C.
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Bei der Betriebsart 1 liegt, wie aus Fig. 4 ersichtlich, der Steuereingang
S1 des Nullspannungsschalters NS über einen Vorwiderstand RV an der Versorgungswechselspannung
UW. Außerdem ist der genannte Vorwiderstand RV so dimensioniert, daß die Schaltschwellen
des Nullspannungsschalters NS jeweils erreicht werden, kurz bevor der Haltestrom
des Triacs Tr unterschritten wird. Der Steuereingang S2 liegt an Masse. Sobald der
Eingang E freigegeben ist, leitet der Ausgangstransistor AT, und zwar so lange,
als die Wechselspannung UW zwischen den beiden Schaltschwellen des Nullspannungsschalters
NS liegt. Es fließt also ein Zündstrom, solange der Haltestrom des Triacs unterschritten
ist. Der Ausgang des AND-Gatters G1 und damit der erste Eingang 1 der Digitalschaltung
DS sowie die Ausgänge der beiden Komparatoren K1 und K2 liegen dabei am Pegel "H".
Somit ist der Ausgang von G2 und von G5 sowie der Q-Ausgang von FF auf dem Pegel
"L" und somit der Transistor AT leitend. Der in Fig. 4 bis 6 ersichtliche und zwischen
dem Ausgang A der Schaltung und dem Zündeingang des Triacs Tr vorgesehene Widerstand
RG dient zur Zündstromeinstellung und RL als Lastwiderstand.
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Die für die zweite Betriebsart, also die Stromsynchronisierung, anzuwendende
Schaltungsart ist in Fig. 5 dargestellt. Ebenfalls wie bei der Schaltungsart gemäß
Fig. 4 ist ein Volwlderstand RV am Steuereingang 5i des Nullspannungsschalters NS
vorgesehen, der über in Serie mit einem zweiten Widerstand RL an.die Versorgungswechselspannung
UW
gelegt ist und außerdem unmittelbar mit dem einen Versorgungsanschluß des Triacs
TR verbunden ist, während dessen anderer Versorgungsanschluß (ebenso wie bei den
Schaltungen gemäß Fig. 4, Fig. 5 und Fig. 6) an der anderen Klemme für die Versorgungswechselspannung
UW liegt. Als weiterer Unterschied gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 4 ist noch
zu bemerken, daß der Steuereingang S2 des Analogteils AS der Verbindungsschaltung
DS, AS über einen Kondensator C an das erste Betriebspotential U gelegt ist. Die
Kapazität dieses Kondensators C bestimmt die Länge des Zündimpulses. Dabei gilt
für die Zundimpulslänge t die Beziehung t u c . (ul - U)/I, bei I . R <( (U1
-wobei I der von der Konstantstromquelle J1 gelieferte Strom ist.
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Der Anfangszustand sei nun wie folgt definiert: Der Q-Ausgang des
Flip-Flops FF liegt auf dem Pegel "L" und der Kondensator C ist entladen. Dann befindet
sich der Ausgang der beiden Komparatoren Ki und X2 ebenfalls auf dem Pegel BL".
Der Vorwiderstand RV zwischen dem ersten Steuereingang S1 und der Anschlußklemme
für die steuernde Wechselapannung UW ist bei der zweiten Betriebsart so dimensioniert,
daß die Schaltschwelle des Nullspannungsschalters NS etwas höher liegt als die Durchlaß
spannung des Triacs Tr. Ist dann der Steuereingang E freigegeben und geht der Triacstrom
unter den Haltestromwert, so daß, mit anderen Worten, die Spannung am Steuereingang
S1 des Nullspannungsschaltereingangs S1 ansteigen kann, so wird der erste Eingang
1 des digitalen Schaltungsteils DS auf den Pegel "L" geschaltet und über das NOR-Gatter
G2 das Flip-Flop FF auf den Pegel H" gesetzt.
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Damit wird auch der Ausgang von G4 8 H" und der Ausgangstransistor
AT leitend, so daß der Triac Tr seinen
Zündstrom erhält. Damit
wird am Nullspannungsschalter NS und am Eingangsgatter Gl wieder der alte Zustand
hergestellt. Außerdem wird der Ausgang des NOR-Gatters G5 = "L", d. h. der Transistor
T1 sperrt. Damit kann sich der Kondensator C aufladen. Nach der Zeit t wird der
Ausgang des Komparators Ei auf den Pegel H" gebracht und setzt den Q-Ausgang des
Flip-Flops FF auf "L" zurück, wodurch der Ausgang des OR-Gatters G4 den Pegel "L"
annimmt und der Ausgangstransistor AT gesperrt wird. Der Ausgang des zweiten NOR-Gatters
G5 gelangt damit wieder auf H" und der Transistor Tl wird wieder leitend, so daß
der Kondensator C entladen wird.
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Will man die oben definierte dritte Betriebsart anwenden, so wird,
wie aus Fig. 6 ersichtlich, der Steuereingang S1 des Nullspannungsschalters NS an
Masse, also das Bezugspotential, gelegt, während die Spannung UW lediglich zur Beaufschlagung
der Reihenschaltung des Widerstands RL und der Zündstrecke des Triacs Tr dient.
Damit der Ausgangstransistor AT dauernd leitend bleibt, sobald E freigegeben ist,
werden die beiden Steuereingänge S1 und S2 geerdet, also an Masse gelegt. Es ist
dann der Ausgang von G1 und damit der erste Eingang 1 des Schaltungsteils DS auf
dem Pegel "H", der Ausgang der beiden Komparatoren Xl und K2 auf dem Pegel "H",
der Ausgang des zweiten AND-Gatters G3 und des OR-Gatters G4 ebenfalls auf H" sowie
der Ausgangstransistor AT leitend. Hingegen befindet sich der Ausgang des NOR-Gatters
G2 sowie der Q-Ausgang von FF, der Ausgang des zweiten NOR-Gatters G5 auf "L und
der Transistor T1 ist gesperrt.
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Die beiden Transistoren AT und T1 können in Abwandlung der beschriebenen
und bevorzugt anzuwendenden Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltung auch als
pnp-Tran-
sistoren ausgestaltet werden. Zu erwähnen ist noch, daß
(vergleiche Fig. 3) der Nullspannungsschalter NS, als auch bei den drei Betriebsarten
gemäß Fig. 4 bis Fig. 6 der eine stromführende Anschluß des Triacs Tr mit dem Bezugspotential,
also Masse, verbunden ist.
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6 Figuren 10 Patentansprüche