DE3114231A1

DE3114231A1 - Motorleistungs-steuereinrichtung

Info

Publication number: DE3114231A1
Application number: DE19813114231
Authority: DE
Inventors: John J. 90701 Cerritos Calif. Sullivan; Edward 92647 Huntington Beach Calif. Yrisarri jun.
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1980-04-11
Filing date: 1981-04-08
Publication date: 1982-06-16
Also published as: JPS56150995A; GB2073921A

Description

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81-DW-4549

Motorleistungs-Steuereinrichtung

Die Erfindung bezieht sich ganz allgemein auf eine Eingangsleistungs-Steuereinrichtung für Motore und insbesondere auf eine Steuerschaltung, die die einem Wechsels trominduktionsmotor zugeführte und von diesem verbrauchte Eingangsleistung in Abhängigkeit von der Motorbelastung variiert.

Es sind viele Arten von Elektromotoren bekannt, die auf den verschiedensten Anwendungsgebieten zum Einsatz kommen. Der Induktionsmotor ist vermutlich der am häufigsten eingesetzte Motor und kann von den bisher vorhandenen Motoren als der stabilste bzw. unempfindlichste bezeichnet werden. Der Induktionsmotor läuft in etwa mit konstanter Drehzahl, die im wesentlichen unabhängig von der Belastung und/oder der anliegenden Spannung ist. Für einen effizienten Betrieb sollte die anliegende Spannung oder die Betriebsspannung funktional von der Belastung abhängig sein. Bisher wurde diese funktionale Zuordnung "in der Praxis nicht vollständig so weit erreicht, daß die Betriebsspannungen von außen zugeleitet werden und schwierig zu steuern sind. Dies bedeutet, daß sich die Betriebspannung mit plus oder minus 10% ändern

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kann und daß sie darüber hinaus während keiner Betriebszeit vollständig konstant sein kann. Daher sind viele Motore derart ausgelegt, daß sie die Nennbelastung abgeben, währenddem sie in einem Unterspannungszustand arbeiten. Eine solche Motorauslegung ist aber unökonomisch, wenn die Betriebsspannung bzw. Versorgungsspannung normal ist oder in dem Überspannungsbereich liegt. Ferner fällt der Induktionsmotorstrom mit der Belastung, aber nicht proportional mit dieser ab. Daher wird der Motorwirkungsgrad herabgesetzt, wenn der Motor nicht mit der ganzen Nennbelastung arbeitet. Wenn daher ein Verbraucher einen Motor einsetzt, der für den speziellen Anwendungsfall oder bei einem speziellen Betrieb eine zu grosse Nennleistung hat, wenn eine sich ändernde Belastung am Motor anliegt, ergibt sich ein sehr ineffizientes Leistungsverhalten und es wird elektrische Energie vergeudet. Ferner ist jeder Nachteil, d.h. Wirkungsgradverlust des Motors und/oder unnötiger Verbrauch an elektrischer Energie ein Kostenfaktor, der vom Verbraucher oder jenen unerwünscht ist, die mit diesen Kosten belastet werden. Wenn ferner der Motor Belastungen ausgesetzt ist, die kleiner als die ganze Nennleistung des Motors sind, treten Phasenwinkelverschiebungen auf. Diese Verschiebungen können sich bis zu üO belaufen, wodurch eine erkenntliche Leistungsfaktorverschlechterung verursacht wird.

Als nächstliegender Stand der Technik sei die US-PS 4 o52 648 genannt, die sich mit einer Leistungsfaktor-Steuereinrichtung für einen Einphaseninduktionsmotor befaßt.

Nach der Erfindung wird eine Motorleistungs-Steuereinrichtung geschaffen. Die Steuereinrichtung verwendet

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ein geeignetes Schaltelement, wie einen Triac und ein Stromabtastelement in der Versorgungsschaltung des Motors. Bei einem Dreiphasenmotor sind das Schaltelement und das Abtastelement in jedem der drei Motorversorgungsschaltungen in Serie geschaltet. Die elektronischen Steuereinrichtungen überwachen ständig die Belastung, indem der Motorstrom abgetastet und ein Rückführungssteuersignal dem Schaltelement zugeführt wird, um hierdurch den Zündwinkel des Schaltelementes in einer Abhängigkeit von der Belastung zu ändern. Insbesondere wird an das Schaltelement ein, Schaltimpuls angelegt, wobei das Schaltelement als zwei Gegentakt - einseitig gerichtete Gegentaktschalter arbeitet, bei denen der Strom in jeder Richtung automatisch abgeschaltet wird, wenn der Strom infolge der Polumkehrung den Nullpunkt durchläuft. Zu diesem Zeitpunkt wird der Strom in der anderen Richtung durch einen weiteren Impuls angeschaltet, der an das Schaltelement angelegt wird. Energie bzw. Leistung wird dadurch gespart, daß die Belastungszustände überwacht werden und die Einschaltimpulse der Schaltelemente als eine Funktion von und proportional zu der Belastungsabnähme verzögert werden. Die Verzögerung ermöglicht eine Kompensation für eine Phasenwinkelverschiebung (Verschlechterung), die durch eine verminderte Motorbelastung verursacht wird, wobei gleichzeitig der Effektivwert des Energieverbrauchs (RMS) des Motors während dieser im unterbelasteten Bereich betriebenen Perioden herabgesetzt wird. Dies bedeutet, daß bei einer Abnahme der Belastung die Einschaltimpulse langer verzögert werden. Die Verzögerung führt zu kurzen Nichtleitungsperioden während .dem Halbzyklus der Betriebsspannung, wodurch Verringerungen sowohl des Effektivwerts der Spannung als auch des Stromes erreicht werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind in Unteransprüchen der Erfindung wiedergegeben.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung
eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung. Darin zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Auslegung,

Fig. 2 ein Diagramm mit Spannungs- und Stromwellenformen für den Motor und ohne eine Steuereinrichtung nach der Erfindung,

Fig. 3 ein Diagramm zur Verdeutlichung des Zusammenhangs zwischen der Leistung der Belastung des Motors,

Fig. 4 eine schematische Schaltungsauslegung der Stromversorgung und des Spannungsabtastschaltungsteils der Auslegung nach der Erfindung,

Fig. 5 eine schematische Schaltungsauslegung der

Stromabtastschaltung, des Fehlerverstärkers und des Ausgangsmodulatorteils bei der
Einrichtung nach der Erfindung,

Fig. 6 eine schematische Schaltungsauslegung des Sägezahngeneratorteils bei der Erfindung,

Fig. 7 eine schematische Schaltungsauslegung der • Schaltung für das Schaltelement bei der
Erfindung und

Fig. 8 eine schematische Schaltungsauslegung zur

Verdeutlichung der Zwischenverbindungen zwischen den Eingangs- und Ausgangsleitungen der Schaltelemente.

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In der Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Steuerschaltung gezeigt, die Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist. Mit 2o ist ein Motor bezeichnet, der ein Dreiphasenmotor ist. Nach den in der Beschreibung angegebenen Ausführungen ist der Motor 2o typischerweise ein Induktionsmotor. Der Motor ist normalerweise direkt mit der Stromquelle zum Dreiphasenbetrieb verbunden, die die Leitungen A, B und C aufweist. Die Steuereinrichtung, die mit gebrochenen Linien 25 in Fig. 1 eingetragen ist, ist zwischen der Stromversorgung und dem Motor 2o angeordnet. Die Steuereinrichtung 25 umfaßt eine Stromabtastschaltung 22, die in Serie zu geeigneten Schaltelementen, wie z.B. Triacs 21 geschaltet ist. Die Serienschaltung der Stromabtastschaltung 22 und die Triacs 21 sind zwischen der Stromversorgung und dem Motor 2o angeordnet. Eine Stromversorgung 23 und elektronische Steuereinrichtungen 24 sind vorgesehen, die die Energie von der Stromversorgung aufnehmen und Signale von der Stromabtastschaltung 22 erhalten. Die Stromversorgung

23 liefert den elektronischen Steuereinrichtungen 24 entsprechende Spannungen. Die elektronische Steuerschaltung

24 legt an die Triacs 21 Steuersignale an, um den Betrieb zu steuern.

In Fig. 2 sind die Spannungs- und Stromwellenformen des Motors gezeigt, die von Wellenformen auf der Motorseite der Steuereinrichtung gebildet werden. Die Wellenformen 3A und 3B stellen speziell die Spannungs- und Stromwellenformen jeweils dar, die sich ergeben, wenn die Steuerschaltung nach der Erfindung nicht vorhanden ist. Die Fig. 3C und 3D hingegen stellen die Spannungs- und Wellenformen jeweils dar, wenn die Steuereinrichtung nach der Erfindung Anwendung findet. Die Spannungs- und Stromsignale werden an die jeweiligen Eingangsleitungen,wie A, B, C in Fig. 2 angelegt. Bei dieser Auslegungsform ist

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zu ersehen, daß der Strom der Spannung um etwa 90° nacheilt, was für einen Induktionsmotor hinsichtlich seiner Auslegung typisch ist. Wenn die Steuereinrichtung nach der Erfindung Anwendung findet, arbeitet die elektronische Steuereinrichtung 24 (siehe Fig. 2) , um den Belastungszustand abzutasten und die Anwendung der Auslöse- oder Zündsignale für die Triacs 21 zu steuern. Wenn die Triacs abgeschaltet sind, liefert die Stromversorgung keine Spannung oder keinen Strom dem Motor 2o. Demzufolge ist nach den Fig. 3C und 3D die Spannungswellenform diskontinuierlich und umfaßt Bereiche, in denen die an den Motor angelegte Spannung null ist. Ähnlich wird auch der am Motor anliegende Strom null und effektiv verzögert. Dies bedeutet, daß der Strom null bleibt und der Beginn des Stromimpulses verzögert oder verlangsamt wird, bis der Triac eingeschaltet ist. Diese Verzögerung ist proportional zu der Belastung in Prozenten insoweit, daß die Triacauslösesignale durch die prozentuale Belastung gesteuert werden, wie dies nachstehend beschrieben wird. Dies bedeutet, daß die Nullbereiche der Wellenformen in Fig. 3C und/oder 3D in Abhängigkeit von den Belastungszuständen des Motors größer oder kleiner werden. Bei einem unter Vollast betriebenen Motor sind die Wellenformen von den Fig. 3C und 3D identisch mit den Wellenformen nach den Fig. 3A und 3B.

Obgleich es absehbar ist, daß eine zu große Verzögerung dazu führen könnte, daß der Motor tatsächlich abgeschaltet wird, ist eine solche Situation unüblich und der Motor wäre tatsächlich möglicherweise in einem Zustand mit blockiertem Rotor oder der Motor könnte tatsächlich nicht laufen. Wenn natürlich die Spannung und/oder der Strom null sind, ist auch die dem Motor 2o zugeführte Energie null, wodurch man Energieeinsparungen erreicht.

In Pig. 3 ist ein Diagramm gezeigt, in dem schematisch die Prozentsätze der Gesamtenergie, eingetragen sind, die zur Motorstromversorgung dient. Die Linie 1o ergibt sich bei einem Induktionsmotor, der keine Motorleistungssteuerung nach der Erfindung hat. Wenn die Belastung von 100% auf 0% abnimmt, geht die Leistung von 100% auf etwa 35% zurück. Die Linie 12 hingegen ergibt sich, wenn bei einem Motor eine Leistungssteuereinrichtung nach der Erfindung angewandt wird. Wenn die Belastung daher von 100% auf 0% abnimmt, nimmt die Leistung von 100% auf 10% ab. Die schraffierte Fläche 11 zwischen den Linien stellt den eingesparten Energiebetrag dar, wenn die Leistungssteuereinrichtung nach der Erfindung angewandt wird. Diese Ersparnisse können bei jedem Motor beträchtlich sein und sie multiplizieren sich, wenn mehrere Motoren eingesetzt werden.

In Fig. 4 ist eine schematische Schaltungsauslegung der Stromversorgung und der Spannungsabtastschaltung gezeigt. Insbesondere umfaßt die Schaltung Netztransformatoren T4, T5 und T6. Die Primärwicklungen der Netztransformatoren T4, T5 und T6 bilden zusammen eine Dreieckschaltung, wobei jeder Transformator wirksam eine Spannung eine>Phase von Leitung zu Leitung abtastet. Die Dreiphaseneingangsleitungen A, B und C sind mit einem Anschluß jeder der Primärwicklungen verbunden. Der andere Anschluß jeder Primärwicklung ist mit der zuerst genannten Primärwicklung eines benachbarten Transformators verbunden.

Die Sekundärwicklungen jedes Transformators T4, T5 und T6 haben Mittelabgriffe, die miteinander und mit dem (+)-Anschluß der zugeordneten Verstärker A8, A9 und A10 verbunden sind, wie dies nachstehend beschrieben wird. Jeder Anschluß jeder Sekundärwicklung jedes Transformators T4,

T5 und T6 ist ebenfalls mit einem Paar Gleichrichter verbunden, die in Gegenschaltung angeordnet sind. Dies bedeutet, daß die Anode der Diode CR6 mit der Kathode der Diode CR7 verbunden ist und daß diese Kombination mit einem Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators T4 verbunden ist. Ähnlich sind die Dioden CR8 und CR9 in Gegenrichtung zu dem anderen Ende der Sekundärwicklung des Transformators T4 geschaltet. Die Kathoden aller Dioden CR6, CR8, CRio, CR12, CR14 und CR16 sind miteinander verbunden. Ähnlich sind die Anoden der Dioden CR7, CR9, CR11, CR13, CR15 und CR17 ebenfalls miteinander verbunden.

Der gemeinsame Anschluß an den Kathoden der Dioden CR6, CR8 usw. ist mit einem Ausgangsanschluß verbunden, an dem eine Abgabespannung erzeugt wird. Bei dieser Ausführungsform beläuft sich die Abgabespannung auf +15V. Zusätzlich ist der gemeinsame Anschluß mit der Verbindung einer Seite des Kondensators C3, eines Anschlusses des Widerstands R35 und der Kollektorelektrode des Transistors Q1 verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors Q1 ist mit einem Ausgangsanschluß verbunden, der bei der dargestellten Ausfuhrungsform ein Signal mit +9V liefert. Die Basiselektrode des Transistors Q1 ist mit einem weiteren Anschluß des Widerstandes R35 und mit der Kathode der Zehnerdiode CR18 verbunden. Die Anode von CR18 und die andere Seite des Kondensators C3 sind mit der gemeinsamen Leitung COM verbunden. Diese Leitung ist ein Äquivalent zu einer Erdungsleitung für die Schaltung.

Der andere gemeinsame Anschluß an den Anoden der Dioden CR7, CR9 usw. ist mit der gemeinsamen Verbindung einer Seite des Kondensators C4 und eines Anschlusses des Wider-

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Standes R36 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes R36 ist mit einer gemeinsamen Verbindung der Anode einer Zehnerdiode CR19 und einer Seite des Kondensators C5 sowie mit dem Ausgangsanschluß verbunden, an dem eine Spannung von -9V erzeugt wird. Die anderen Seiten der Kondensatoren C4 und C5 sowie die Kathode der Diode CR19 sind mit der gemeinsamen Leitung COM verbunden.

Die Gleichrichterbrücke weist Dioden CR6 bis CR17 in Verbindung mit einer Stromversorgung auf, die in gebrochenen Linien 23 eingetragen ist. Hierdurch wird eine Versorgungsschaltung mit regulierbarer Leistung für die erforderlichen Spannungen geschaffen. Selbstverständlich können auch andere Leistungsversorgungsschaltungen verwendet werden, wenn andere Spannungen notwendig oder erwünscht sind.

Zusätzlich sind Widerstände R29, R30, R31, R32, R33 und R34 mit den jeweiligen Anschlüssen der Sekundärwicklung der Transformatoren T4 und T5 verbunden. Insbesondere sind die Widerstände R29 und R34 (die mit den Transformatoren T4 und T6 jeweils verbunden sind) ebenfalls miteinander und mit dem Minuseingangsanschluß des Verstärkers A8 verbunden. Auf ähnliöhe Weise sind die Widerstände R30 und R31 (die mit den Potentialtransformatoren T4 und T5 verbunden sind) ebenfalls miteinander und mit dem Minuseingangsanschluß des Verstärkers A9 verbunden. Die Widerstände R32 und R33 (denen Transformatoren T5 und T6 zugeordnet s-ind) sind miteinander und mit dem Minuseingangsanschluß des Verstärkers A10 verbunden.

Somit liegen Phasenbezugsspannungen an den Verstärkern

V)-

Α8, Α9 und Α10 an, wobei die Verstärker Bezugsspannungen ^VSA' ^VSB ^{und V}SC ^liefern- ^Dies bedeutet, daß die Mittelabgriffe der Sekundärwicklungen der Transformatoren T4, T5 und T6 mit den (+)-Eingangsanschlüssen der Verstärker A8, A9 und A1O verbunden sind. Die zusammengeschalteten Widerstände (beispielsweise R34 und R29) bilden eine Spannungsteilerschaltung zwischen den jeweils in Dreieck geschalteten Sekundärwicklungen. Die an der Verbindung der Spannungsteilerschaltung erhaltene Spannung wird mit der Mittelabgriffsspannung verglichen, so daß man die jeweiligen Phasenspannungen erhält. Die Verstärker A8, A9 und A10 sind typischerweise Operationsverstärker, die Abgabesignale liefern, die eine Funktion der jeweiligen analogen Eingangssignale sind. Die durch jeden Transformator erzeugte und an den jeweiligen Verstärker angelegte Spannung ist gleichphasig mit dem zugeordneten Eingangssignal. Die Verstärker erzeugen in Abhängigkeit von den Eingangssignalen Rechteckwellenspannungen, die gleichphasig mit entsprechenden Eingangsphasen und Eingangsleitungen sind. Die von den jeweiligen Verstärkern gelieferten Signale werden an weitere Schaltungsteile angelegt, die nachstehend beschrieben werden.

Es sollte noch erwähnt werden, daß durch das Zusammenschalten der Mittelabgriffe der jeweiligen Sekundärseite der Transformatoren eine gedachte Neutrallinie erzeugt wird. Dies bedeutet, daß die gemeinsame Leitung oder der Anschluß als eine Erdungsleitung in soweit angesehen werden kann, daß keine Phasenspannung auf der gemeinsamen Leitung erzeugt wird und daß diese nicht gleichphasig mit irgendeiner der Leitungsphasen ist. Diese gedachte neutrale Linie gestattet, daß die Steuereinrichtung entweder für in Dreieck geschaltete oder in Stern geschaltete Dreiphasenmotore verwendet werden kann, ohne daß man

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-SSC-

eine neutrale Verbindung benötigt. Bei in Stern geschalteten Motoren läßt sich dies sonst nicht ohne aufwendige elektrische Veränderungen des Motors erzielen.

In Fig. 5 ist eine schematische Schaltungsauslegung für die Stromabtastung, die Fehlerverstärkung und die Abgabemodulationsschaltung gezeigt. In dieser Schaltung sind drei Transformatoren T1, T2 und T3 vorgesehen, die ein Windungsverhältnis von etwa 1:200 haben. Die Primärwicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 sind in Serie zwischen dem Motor und den Schaltelementen geschaltet und sie erhalten Eingangsströme IA, IB und IC. Widerstände R1, R2 und R3 sind zwischen den Sekundärwicklungen der Stromtransformatoren T1, T2 und T3 jeweils geschaltet. Diese Widerstände werden verwendet, um Eingangsspannungen an Verstärkern A1, A2 und A3 zu erzeugen. Ein Ende jedes Widerstandes Rl, R2 und R3 ist mit einem (+)-Eingangsanschluß des Verstärkers A1, A3 und A3 verbunden. Die (-)-Eingangsanschlüsse der Verstärker A1, A2 und A3 sind miteinander und mit der Erde verbunden. Die anderen Enden oder Anschlüsse der Widerstände R1, R2 und R3 sind miteinander und über den Widerstand R11 mit der Erde verbunden. Zusätzlich ist die gemeinsame Verbindung der Widerstände R1, R2 und R3 über einen Widerstand R10 mit der -9V-Spannungsquelle verbunden, die von der geregelten Spannungsversorgung nach Fig. 4 geliefert wird. Die Ausgangsanschlüsse der Verstärker A1, A2 und A3 sind mit Summierverknüpfungsgliedern S1, S2 und S3 über Widerstände R4, R5 und R§ jeweils verbunden.

Die Bezugsspannungen V„_Ä, V_gB und V_gc der in Fig. 4 gezeigten Schaltung werden den Sumraierverknüpfungsgliedern S1, S2 und S3 über die Widersbände R7, R8 und R9 jeweils zugeführt. Die Summierverknüpfungsglieder

S1, S2 und S3 sind über Dioden CR1, CR2 und CR3 mit einem Summierverknüpfungsglied S4 verbunden. Das Summierverknüpfungsglied S4 ist über den Widerstand R12 mit der Erde verbunden. Das Summierverknüpfungsglied S4 ist zusätzlich mit dem (-)Eingang des Integrationsverstärkers A4 verbunden. Zusätzlich ist der (-)Anschluß des Verstärkers A4 mit einem der Anschlüsse des Widerstandes R14 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes R14 ist mit dem Abgriff des Potentiometers R13 verbunden, das zwischen der Erdung und der -9V-Spannungsqualle von Fig. 4 angeordnet ist. Durch die Einstellung des Widerstandes R13 wird der Betrieb des Verstärkers A4 gesteuert. Diese Auslegung ermöglicht eine gedrängte Schaltungsbauweise, um eine ausgeglichene Zündung der Triacs (die nachstehend beschrieben werden) zu erreichen, indem ein einziges Bezugszündsignal den Modulatorschaltungen vom Verstärker A4 übertragen wird. Der hierbei erhaltene Vorteil ist darin zu sehen, daß das Gleichgewicht des Motors in einer relativ einfachen Steuerung aufrechterhalten werden kann. Der (+)-Eingang des Verstärkers A4 ist mit der -9V-Spannungsquelle nach Fig.4 über einen Kondensator C1 verbunden. Zusätzlich ist der (+)-Eingangsanschluß des Verstärkers A4 über einen Widerstand R16 mit der Erdung verbunden. Die Diode CR4 ist parallel zum Widerstand R16 geschaltet, um zu verhindern, daß der (+)-Anschluß unter den Erdungsspannungspegel abfällt. Eine Rückkopplungsschaltung mit einer Diode CR5, einem Kondensator C2 und einem Widerstand R15 ist ausgehend von dem (-)Eingangsanschluß des Verstärkers A4 mit dem Ausgangsanschluß desselben verbunden.

Der Ausgangsanschluß des Verstärkers A4 ist ferner mit dem (+)-Eingangsanschlüssen der Verstärker A5, A6 und A7 über Widerstände R17, R18 und R19 jeweils verbunden.

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Zusätzlich ist die -9V-Spannungsquelle mit dem (+)-Eingangsanschluß der Verstärker A5, A6 und A7 über Widerstände R20, R21 und R22 jeweils verbunden. Die Widerstände bilden eine Spannungsteilerschaltung, die eine Bezugsspannung für die Verstärker A5, A6 und A7 liefert.

Die (-)Eingangsanschlüsse der Verstärker A5, A6 und A7 sind miteinander und mit der Erdung verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der Verstärker A5, A6 und A7 sind so geschaltet, daß sie Zündsignale A, B und C liefern. Zusätzlich sind die Ausgangsanschlüsse der Verstärker A5, A6 und A7 mit den (+)-Eingangsanschlüssen der jeweiligen Verstärker über Rückkopplungswiderstände R23, R24 und R25 in ähnlicher Weise verbunden, wobei von der Schaltung nach Fig. 6 über Widerstände R26, R27 und R28 jeweils Sägezahnsignale A, B und C geliefert werden.

Beim Betrieb wird der dem Motor zugeführte Strom effektiv an den Primärwicklungen der Stromtransformatoren T1, T2 und T3 abgetastet. Dieses Stromsignal wird an den Belastungswiderständen R1, R2 und R3 ermittelt und an die Operationsverstärker A1, A2 und A3 angelegt, die verwendet werden, um eine Ausgangsspannung in Form einer Rechteckwelle zu liefern, die den Spannungsabfall an den jeweiligen Verbraucherwiderständen wiedergibt. Diese Rechteckwelle gibt auch den Strom in den Transformatoren T1, T2 und T3 wieder, d.h. jenen Strom, der von den Verstärkern in einem Phasenwinkel erzeugt wird, der der gleiche wie bei dem Strom ist, der den Primärwicklungen der Stromtransformatoren T1, T2 und T3 zugeführt wird. Somit wird zur Stromabtastung eine Rechteckwelle für jede der drei Phasen des Motors und der Eingangsquelle erzeugt.

-J4--

Die von den jeweiligen Verstärkern A1, A2 und A3 gelieferten Ausgangssignale werden zu der abgetasteten Spannung V_e,, V₀₁₃ oder V_e_, an den Summierverknüpfungsgliedern S1_f S2 und S3 jeweils addiert und sie liegen über einseitig gerichtete Dioden unter Bildung eines Summierverknüpfungsgliedes S4 an, um einen Stromverlauf für den Integrationsverstärker A4 zu liefern. Das dem Verstärker A4 gelieferte Signal ist eine Funktion der Phasenbeziehung zwischen IA und V_cn (hierbei wird nur eine der Phasen beschrieben). Soweit IA und V beides Rechteckwellen sind, werden sie mit dem Summierverknüpfungsglied S1 summiert. Wenn IA V_ nacheilt, werden die Rechteckwellen in Bezug zueinander zeitabhängig verschoben. Während irgendeiner Zeit im Verlauf des Zyklusses sind beide Rechteckwellen negativ, wobei kein Strom oder kein Signal an den Verstärker A4 angelegt wird. Zu anderen Zeitpunkten sind die Wellenformen außer Phase zueinander mit dem Ergebnis, daß die Summe davon null ist. Auch hierbei wird dem Verstärker kein Strom geliefert. Schließlich sind zu anderen Zeitpunkten beide Wellenformen positiv, daher wird dem Verstärker ein Strom zur Versorgung geliefert. Selbstverständlich liefert jeder Phasenkreis Wellenformen oder Stromsignale dem Fehlerverstärker.

Durch die mit dem Verstärker A4 verbundene Rückkopplungsschaltung ergibt sich eine Integratorschaltung, die die Ausgänge der Schaltungen aufsummiert, die mit den Eingängen derselben verbunden sind, um hierdurch die Spannungs- und Stromphasen sowie die negative Vorspannung zu ermitteln, die von dem Widerstand 14 und dem Potentiometer R13 geliefert wird. Das Potentiometer R13 ist ein jRegelwiderstand, der die Einstellung des Zündwinkels für die Schalter, d.h. die nachstehenden Triacs gestattet. Zusätzlich hält eine Einstellung des Widerstandes R13 den Motorstrom und die Motorspannung in allen drei Phasen in Gleichge-

wicht. Dieser Schaltungsteil bringt einen erkenntlichen Vorteil gegenüber üblichen Auslegungen, bei denen man Leistungsfaktor-Steuereinrichtungen in jeder Phase eines Dreibphasensystems vorsieht.

Wenn der positive Strom von den Phasenermittlungsschaltungen gleich dem negativen Strom von den Spannungsteilerwiderständen R13 und R14 ist, liefert der Verstärker A4 einen konstanten Ausgang. Wenn andererseits der Ausgang der Phasenermittlungsschaltung größer als der von den Widerständen gelieferte negative Strom ist, verschiebt sich der Ausgang des Verstärkers A1 in negativer Richtung, um den Totbereich der Triacs zu vergrößern. Dies bedeutet, daß die in Bezugnahme auf Fig. 3 erläuterte Verzögerung vergrößert wird.

Die Verstärker A5, A6 und A7 arbeiten als Modulatoren für das vom Verstärker A4 erzeugte Signal. Dies bedeutet, daß das vom Verstärker A4 gelieferte Ausgangssignal über einen geeigneten Widerstand (z.B. den Widerstand R17) angelegt und zu dem Sägezahnsignal addiert wird, das von dem Sägezahngenerator (siehe Fig. 6) erzeugt wird, und an den Eingang des zugeordneten Verstärkers angelegt wird. Das Sägezahnsignal ist in Phase mit den jeweiligen Phasenspannungen, was nachstehend noch erläutert wird. Die Summe der beiden Spannungen wird mit der Erdung (und einem anderen geeigneten Bezugspotential) mit Hilfe des Modulationsverstärkers verglichen. Wenn die Summe größer als null ist, ist der Ausgang des Verstärkers positiv. Zu allen anderen Zeiten sind die Ausgangssignale negativ. Die Rückkopplungswider stände R23, R24 und R25 sind positive Rückkopplungsschaltungen und ermöglichen eine Schnappwirkung beim AusgangsSignal, das von dem Verstärker geliefert wird, um hierdurch sicherzustellen, daß die erzeugte Wellenform

tatsächlich eine Rechteckwelle ist.

Unter Bezugnahme auf Fig. 6 ist eine schematische Schaltungsauslegung eines geeigneten Sägezahngenerators zur Verwendung bei der Einrichtung nach der Erfindung gezeigt. Wiederum sind die Eingangsanschlüsse so geschaltet, daß sie die Bezugsspannungen V__A, V_o_ und V_o_ von der Schaltung nach Fig. 4 erhalten. Drei identische Sägezahngeneratorschaltungen sind vorgesehen, so daß nachstehend aus Übersichtlichkeitsgründen nur eine Schaltung oder ein Kanal näher beschrieben wird. Der V₀ -Eingangsanschluß ist mit der Basis des Transistors Q2 über den Kondensator C6 und den Widerstand R40 verbunden. Zusätzlich ist der Eingangsanschluß mit der Basis des Transistors Q5 über den Kondensator C4 und den Widerstand R46 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transistors Q5 über den widerstand R40 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 ist direkt mit der 9V-Spannungsquelle und über den Widerstand R37 mit der Verbindung von dem Kondensator C6 und dem Widerstand R4o verbunden.

Ähnlich ist die Emitterelektrode des Transistors Q5 direkt mit der Erdung über den Widerstand R40 mit der Verbindung zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R46 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist mit der +9V- Spannungsquelle über den Widerstand R52 verbunden. Die Kollektorelektrode ist ebenfalls mit der Erdung über den Kondensator C12 verbunden. Zusätzlich werden die Ausgangsanschlüsse zur Erzeugung des Sägezahnsignals A, B und C in einen Kollektorelektroden des Transistors Q5 und den Gegentransistoren Q6 und Q7 für die anderen Phasen oder anderen Kanäle jeweils aufgenommen. Die Zweitransistorschaltung in jedem Phasenkanal erzeugt eine Sägezahnwellenform mit 120 Hz. Dies bedeutet, daß der Transistor Q5 die

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RC-Schaltung direkt zurücksetzt, sobald sich die Wechselspannungswellen form an dem Eingangsanschluß V von negativ zu positiv ändert. Der Transistor Q2 ist mit dem Treibertransistor Q5 verbunden, um die RC-Schaltung zurückzusetzen, sobald sich die Eingangswellenform von positiv zu negativ ändert. Dies bedeutet, daß die Sägezahnwelle pro jeweiligem Zyklus der Versorgungsleitung zurückgesetzt wird.

In Fig. 7 ist eine schematische Schaltungsauslegung für die Auslöseschaltung einer Einrichtung nach der Erfindung gezeigt. Bei der speziell dargestellten Ausführungsform bezieht sich die Auslöseschaltung auf einen Triac, sie kann aber auch bei zwei Siliziumsteuergleichrichtern oder anderen ähnlichen Einrichtungen Verwendung finden. Wiederum sind drei im wesentlichen übereinstimmende Schaltungen vorgesehen, die jeweils einer gesonderten Phase des Dreiphasensystems zugeordnet ist. Aus übersichtlichkeitsgründen wird nur eine der Schaltungen erläutert. Die Anoden der Eingangskopplungsdioden CR2O, CR21 und CR22 sind insbesondere so geschaltet, daß sie die Eingangsauslösesignale A, B und C erhalten. Die Kathode der Eingangsdiode ist über den Widerstand R55 mit der Anode der Diode CR23 einer Seite des Kondensators C15 und einem Anschluß des Widerstands R61 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands R61 ist mit einem Anschluß des Widerstands R58 sowie mit der Emitterelektrode des Transistors Q8 verbunden. Die Basiselektrode des Transistors Q8 ist mit einem zweiten Anschluß des Widerstandes R58 und mit der Kathode der Diode CR2 3 verbunden. Der andere Anschluß und die andere Seite des Kondensators C15 ist mit einem gemeinsamen Anschluß COM über die Sägenschaltung von Widerstand R64 und einer Wicklung des Transformators T7 verbunden. Eine zweite Wicklung des Transformators T7 liegt zwischen der Kollektorelektrode des Transistors Q8 und der +15V-Spannungsquelle der Versorgungs-

-VS-

einrichtung nach Fig. 4. Zusätzlich ist die Kollektorelektrode des Transistors Q8 über einen Filterkondensator C18 mit der Verbindung des gemeinsamen Anschlußes COM und der" Emitterelektrode des Transistors Q8 verbunden. Eine dritte Wicklung am Transformator T7 ist in Serie mit dem Widerstand R67 und der Diode CR26 zwischen den Ausgangsanschlüssen A-COM und A-GATE geschaltet. Der Spannungsabfallwiderstand R70 ist zwischen diesen Ausgangsanschlüssen vorgesehen.

Die Grundschaltung mit dem Transistor Q8 (und die Gegentransistoren Q9 und Q10) dient als ein Sperroszillator. Hierdurch wird ermöglicht, daß ein relativ starker Strom an dem Gatter der Schalteinrichtung (z.B. den jeweiligen Triacs) angelegt werden kann, ohne daß die innere Energieversorgung übermäßig belastet wird. Wenn ein positives Signal an der Anode der zugeordneten Diode,(d.h. der Diode CR20, CR21, CR22) angelegt wird, bedeutet dies, daß ein Sperroszillator eingeschaltet wird. Die Oszillationsfrequenz ist eine Funktion der Sättigungszeit des Transformators sowie der RC-Schaltung mit dem Widerstand R64 und dem Kondensator C15. Die Frequenz sollte so sein, daß sie ausreicht, daß ein Impuls des Ausgangsstromes sobald als möglich für den A-Gate-Ausgangsanschluß entsprechend den Schaltungsauslegungen verfügbar ist. Der Impuls sollte jedoch eine adäquate Breite haben, um die Auslösung der Schalteinrichtung sicherzustellen. Demzufolge lassen sich obere und untere Grenzfrequenzen bestimmen. Bei einer dargestellten Ausführungsform belaufen sich die Grenzfrequenzwerte auf 5 kHz bis 15 kHz.

Das Windungsverhältnis der Ausgangstransformatoren (T7, T8 oder T9) und der Sättigungsstrom der Ausgangstransistören (Q8, Q9, Q10) bestimmen den Gatestromwert für die

Schalteinrichtungen. Dieser Wert wird einfach dadurch eingestellt, daß man das Windungsverhältnis des Transformators ändert oder daß man das Treiben des Ausgangstransistors herabsetzt. Die Kondensatoren CT8, C19 und C20 verhindern eine Rücksprungspannung, die an der Primärseite der Ausgangstransformatoren ein überschreiten der Sicherheitsspannung für die Ausgangstransistoren aufgebaut wird, und verhindern daher das Durchbrennen der Transistoren.

Unter Bezugnahme auf Fig. 8 ist eine schematische Schaltungsauslegung an der Schnittstelle des Triac oder anderen Schalteinrichtungen mit dem Restteil der Schaltungen gezeigt. Zusätzlich werden auch noch nähere Einzelheiten hinsichtlich der Auslegung des Transformators erläutert.

Wie bereits erwähnt, weist der Leitungseingang Eingangsanschlüsse oder Leitungen A, B und C auf, die die Dreiphasen der Eingangsleitung oder der Spannungsquelle darstellen. Jede Leitung ist mit einem Anschluß einer der beiden Primärwicklungen der zugeordneten Potentialtransformatoren T4, T5 und T6 verbunden, um eine Dreieckschaltung der Wicklungen zu bilden. Ferner ist noch zu erwähnen, daß jede Primärwicklung der jeweiligen Transformatoren zwei gesonderte Wicklungen hat. Die Wicklungen sind zwischen den Anschlüssen 1 und 2 oder 3 und 4 jeweils vorgesehen. In Abhängigkeit von dem Strom und der Spannung am Eingang können die Anschlüsse 2 und 3 (für 4 80 Volt) oder die Anschlüsse 1 und 3 sowie die Anschlüsse 2 und 4 zusammengeschaltet werden. Bei der zuletzt genannten Schaltung ist ein Betrieb mit einer 240 V-Spannung möglich.

Zusätzlich ist jede Eingangsleitung A, B und C direkt mit einem Anschluß der Schalteinrichtung, hier mit den An-

schlüssen der Triacs TR1, TR2 und TR3 verbunden. Diese Verbindung ist äquivalent mit dem Anschluß A-COM nach Fig.7. Der Anschluß 3 des Triacs TR1 (oder der Triacs TR2 oder TR3) ist äquivalent mit dem A-Gate-Anschluß von Fig. 7 und er ist mit der Verbindung des Widerstands R70 und der Anode der Diode CR26 verbunden.

Der Anschluß 2 des Triacs ist mit einem Anschluß der Transformatoren T1, T2 oder T3 entsprechend Fig. 5 verbunden. Die anderen Anschlüsse der Primärwicklungen der Transformatoren T1, T2 und T3 sind mit den Anschlüssen des Motors entsprechend Fig. 2 für die Phase A, Phase B und Phase C verbunden. Ein Ausrichtweg weist einen Widerstand und einen Kondensator auf, die an den Triacs zum Schutz derselben vorgesehen sind, sowie einen EMI/RFI-Schutz zu bieten.

Wie sich am besten aus Fig. 8 ergibt, wird die Gate-Elektrode des Triacs entsprechend betrieben, wenn ein Steuersignal über den Widerstand R70 von dem Transformator T7 geliefert wird. Wenn der Triac infolge des Signales am Widerstand R70 eingeschaltet ist, geht der Strom von der Dreiphaseneingangs leitung zu derDreiphasenwicklung des Motors. Solange der Triac arbeitet, wird dem Motor Energie zuge-Wenn das Triac unwirksam ist,(d.h. nicht ausgelöst ist), wird dem Motor keine Energie zugeführt. Somit ist die dem Motor zugeführte Energie eine Funktion der Arbeitsweise der Steuerschaltung. Diese Arbeitsweise der Steuerschaltung ist eine Funktion des Stroms in der Primärwicklung des Transformators T1 (oder T2 oder T3), der selbstverständlich eine Funktion der Belastung des Motors ist. Hieraus ist- ersichtlich, daß die Transformatoren die jeweiligen Schaltungsteile von der Leitung isolieren.

Bei der zuvor beschriebenen bevorzugten Ausführungsform

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nach der Erfindung ist eine Dreiphasenspannungsquelle elektrisch angeschlossen und mit einem Dreiphaseninduktionsmotor verbunden. Durch entsprechende Abtastung des Stroms in jeder Phasenleitung wird die Belastungsgrösse oder der Prozentsatz der Belastung des Motors ermittelt. In Funktion von dieser prozentualen Belastung wird ein Signal erzeugt, das eine Schalteinrichtung betreibt. Die Schalteinrichtung unterbricht selektiv den Schaltungsweg zwischen der Eingangsspannungsquelle und dem Motor. Durch Unterbrechung dieser Leitungsschaltungen kann die dem Motor zugeführte Energie unterbrochen und daher herabgesetzt werden. Durch die Herabsetzung der dem Motor zugeführten Energie in Abhängigkeit von der Belastung des Motors läßt sich der Wirkungsgrad des Motors verbessern und der Energieverbrauch läßt sich ebenfalls herabsetzen. Die Energie, die dem Motor nicht zugeführt wird, stellt eine Ersparnis sowohl hinsichtlich der Energie als auch der Kosten dar. Dies bedeutet, daß die sonst dem Motor zugeführte Energie durch Wärmeerzeugung verloren geht, so daß man einen verminderten Wirkungsgrad des Motors sowie eine möglicherweise Herabsetzung der Standzeit und eine Verschlechterung der Betriebskennlinien des Motors erreicht. Die Erfindung ist nicht ausschließlich auf einen Dreiphasenmotor beschränkt. Die Erfindung ist auch vorteilhaft gegenüber einem Einphasenmotor, wobei hierbei im Gegensatz zu der Steuerung eines Dreiphasenmotors keine drei solche Schaltungen vorgesehen zu sein brauchen.

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Leerseite

Claims

'·"" : ""■' -:" 31H231 Patentansprüche

1. Motorleistungs-Steuereinrichtung, g e k e η η e i c h η e t durch:

einen Motor (20), eine Stromversorgung (23) für den Motor (20),

eine Spannungsabtasteinrichtung (24), die mit der Stromversorgung (23) verbunden ist und Signale erzeugt, die die von der Stromversorgung gelieferte Spannung wiedergeben,

eine Stromabtasteinrichtung (22), die zwischen der Stromversorgung (23) und dem Motor (20) angeordnet ist, um den dem Motor (20) zugeführten Strom zu ermitteln,

Schalteinrichtungen (21), die zwischen der Stromversorgung (23) und dem Motor (20) angeordnet sind, um selektiv die dem Motor (20) zugeführte Energie zu unterbrechen, und

eine Steuereinrichtung (25), die derart geschaltet ist, daß sie von der Stromabtasteinrichtung (22) und der Spannungsabtasteinrichtung (24) Signale erhält und der Schalteinrichtung (21) Signale in Abhängigkeit der dem Motor momentan zugeführten Energie (20) liefert, die proportional zur Belastung des Motors (20) ist.

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2. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Stromversorgung (23) zwischen der Energiequelle und der Steuereinrichtung (25) angeordnet ist.

3. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Motor (20) ein Dreiphaseninduktionsmotor ist, und daß die Energiequelle eine Dreiphasenquelle (A, B, C) ist.

4. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Stromabtasteinrichtung (22) eine erste Windungseinrichtung (T1 bis T3) umfaßt, die zwischen der Stromversorgung (23) und dem Motor (20) angeordnet ist, daß zweite Windungseinrichtungen induktiv mit den ersten Windungseinrichtungen gekoppelt sind, daß die Impedanzeinrichtungen (R1 bis R3) mit den Windungseinrichtungen verbunden sind, um ein Signal zu erzeugen, das dem durch die erste Windungseinrichtung gehenden Signal zugeordnet ist, und daß Verstärkereinrichtungen (A1 bis A3) vorgesehen sind, die an den Impedanzeinrichtungen (R1 bis R3) erzeugten Signale empfangen, so daß die Verstärkereinrichtungen (A1 bis A3) ein Ausganssignal liefern, das den dem Motor (20) zugeführten Strom wiedergibt (Fig.5).

5. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsabtasteinrichtung Transformatoren (T4 bis T6) mit Primärwicklungen umfaßt, die mit der Energiequelle (A,B,C) verbunden sand, daß Anschlüsse der Sekundärwicklungen mit einem Eingang der Abtastverstärkungseinrichtungen (A8 bis A10) mit Mittelabgriffen der Sekundärwicklungen verbunden sind, die mit einem anderen Eingang der Ab-

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tastverstärkungseinrichtungen derart verbunden sind, daß die Abtastverstärkungseinrichtungen (A8 bis A10) ein Ausgangssignal liefern, das die von der Energieversorgungseinrichtung gelieferte Spannung wiedergibt (Fig. 4).

6. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Steuereinrichtung (25) einen Sägezahngenerator (Fig. 6) umfaßt, der mit den Abtastverstärkungseinrichtungen (A8 bis A10) verbunden ist,um das davon erzeugte Ausgangssignal aufzunehmen. (Fig. 6).

7. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Steuereinrichtung (25) eine Triggerschaltung (Fig. 8) umfaßt, die derart geschaltet ist, daß sie den Schalteinrichtungen (21) Trigger bzw. Auslösesignale liefert, um den Betriebszustand derselben zu steuern.

8. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Steuereinrichtung (25) Auslösesteuerschaltungen umfaßt, die bewirken, daß die Triggerschaltung selektriv Triggersignale erzeugt, und daß die Auslösesteuerschaltung so geschaltet ist, daß sie Signale von den Verstärkungseinrichtungen und den Sägezahngeneratoren erhält, um ein Auslösesignal zu liefern, das den Triggerschaltungen zugeführt wird (Fig. 7).

9. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 8, dadurch g-e kennzeichnet , daß eine Summiereinrichtung (51-54) vorgesehen ist, die das den Strom wiedergebende Ausgangssignal von den Verstärkungseinrichtungen (A1 bis A3) und das die Spannung wiedergebende Ausgangssignal von den Abtastverstärkereinrichtungen

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(a8 bis A10) erhält und daß eine Integrationseinrichtung (A4) vorgesehen ist, die die Signale von den Summiereinrichtungen (51 bis 54) erhält und Signale mit Auslösesteuerschaltungen liefert.

1o. Motorleistungs-Steuereinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß eine Spannungseinstelleinrichtung (R13) mit dem Eingang der Integrationseinrichtung (A4) verbunden ist, um eine Einstellung des von der Integrationseinrichtung erzeugten Signals zu ermöglichen.