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Schaltung zum Erzeugen von ein Wechselstromeingangs-
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signal darstellenden Signalen Die Erfindung bezieht sich allgemein
auf Frequenzwandler und phasenstarre Schleifen und betrifft insbesondere eine neue
Schaltung in Form eines kontinuierlich arbeitenden Frequenzwandlers und einer phasenstarre
Schleife, die ein kontinuierliches Ausgangssignal liefert, welches die-Augenblicksfrequenz
eines schwingenden Eingangssignals darstellt, und darüber hinaus ein schwingenden
Ausgangssignal, das dieselbe Frequenz wie das schwingende Eingangssignal und eine
feste Phasenbeziehung zu diesem hat.
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Es gibt viele Fälle, in denen es äußerst erwünscht ist, eine sehr
genaue und schnelle Anzeige der Frequenz eines angelegten Eingangssignals zu erhalten,
beispielsweise einer Eingangsspannung. Beispielsweise wird in manchen Energieerzeugungsregelsystemen
die Frequenz der Wechselspannung benutzt, um die Stabilität des elektrischen Energieübertragungssystems
aufrechtzuerhalten. Diese umfassen die Regelung von Generatorerregersystemen, die
typischerweise als Leistungssystemstabilisierer ("Power System Stabilizers") bezeichnet
werden, sowie eine Regelung von Hochspannungsgleichstrom-übertragungssystemen, um
eine zwangsläufige
Dämpfung von Schwingungen auf den Leistungssystemen
zu erzielen, die die Läufer von Turbogeneratoreinheiten umfassen. In manchen dieser
Anwendungsfälle ist eine sehr schnelle (breitbandige) Messung der Frequenz der Wechselspannung
wichtig, um eine Beschädigung von Turbogeneratorwellen zu verhindern.
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Es gibt zwar eine Anzahl von Methoden zum Bestimmen der Frequenz eines
schwingenden Eingangssignals, bei einer der gebräuchlichsten Methoden werden jedoch
die Nulldurchgänge des schwingenden Eingangssignals abgefühlt und durch Zeitsteuerung
der Dauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen wird die Frequenz bestimmt.
Diese Methode ist für eine Anzahl von Anwendungsfällen völlig ausreichend, insbesondere
für solche Fälle, in denen das Eingangssignal relativ frei von elektrischem Rauschen
(d.h. transienten Vorgängen) ist und in denen Frequenzänderungen innerhalb einer
Periode kein Problem erzeugen. In vielen Fällen, insbesondere im Bereich der Industrie,
ist jedoch die Empfindlichkeit der Nulldurchgangsmethode einfach nicht ausreichend,
um zufriedenstellende Ergebnisse zu liefern. Bei niedrigeren Frequenzen, z.B. bei
60 Hz und darunter, kann eine Änderung der Frequenz innerhalb einer einzigen Periode,
wenn sie nicht ausreichend kompensiert wird, ausreichen, um starke Änderungen in
einem zugeordneten elektromechanischen System zu erzeugen. Ein bekannteres Problem
bei der Nulldurchgangsmethode ist jedoch das elektrische Rauschen (transiente Vorgänge),
das dem schwingenden Signal, welches abgefühlt wird, überlagert vorhanden sein kann.
Dieses Rauschen kann in Systemen, wie großen elektrischen Stromerzeugungsanlagen,
ziemlich stark sein, und es liegt auf der Hand, daß, wenn ein solches starkes Rauschen
vorhanden ist, die Nulldurchgänge des Signals, das abgefühlt wird, zu Zeiten auftreten
werden, die sich von den richtigen Zeiten unterscheiden, welche durch die
Grundfrequenz
des schwingenden Eingangssignals festgelegt sind.
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Es gibt selbstverständlich eine Anzahl von Methoden, die angewandt
worden sind, um die Leistungsfähigkeit der bekannten Nulldurchgangsfrequenzwandler
zu verbessern. Bei den meisten Methoden dieser Art wird eine Filterung oder irgendeine
andere Form der Unterdrückung von transienten Vorgängen bei dem Bemühen benutzt,
die mit Rauschen verbundenen Probleme zu vermeiden. Diese Bemühungen sind hinsichtlich
der Beseitigung von Rauschproblemen zwar ziemlich erfolgreich gewesen, sie sind
jedoch teuer und müssen fein auf die zu erwartende Grundfrequenz des Eingangssignals
abgestimmt werden, was somit einen individuellen Aufbau und eine individuelle Abstimmung
erforderlich macht. Darüberhinaus geben solche Filter der Wandlerkennlinie, d.h.
der Ubergangsfunktion zwischen dem Wandlerausgangssignal und dem tatsächlichen Signal,
das der Wandler abfühlen soll, eine komplexe Dynamik. Diese Dynamik kann eine nachteilige
Auswirkung auf die Leistungsfähigkeit eines Regelsystems haben, in welchem der Wandler
benutzt wird, um ein Eingangssignal abzufühlen, und wird die Datenreduktion kompliziert
machen, wenn der Wandler bei der Ausführung von Systemtests für die Instrumentierung
benutzt wird. Selbst wenn das Rauschproblem zufriedenstellend gelöst wird, sind
doch immer noch die Probleme vorhanden, die mit Frequenzänderungen innerhalb einer
Periode oder innerhalb einer Halbperiode, was von der Art der Vorrichtung abhängig
ist, verbunden sind.
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Dieselben potentiellen Probleme, die bei der Bestimmung der Frequenz
durch die Nulldurchgangserfassung auftreten, treten bei phasenstarren Schleifen
auf, bei denen die Nulldurchgangserfassung benutzt wird, um einen Referenzoszillator
auf den neuesten Stand zu bringen, dessen Phasenbeziehung
in bezug
auf das schwingende Eingangssignal fest sein soll. Es gibt eine große Anzahl von
Anwendungsfällen für phasenstarre Schleifen, wobei bei der Mehrzahl von ihnen als
Eingangssignalimpulse Signale aus Quellen erhalten werden, wie beispielsweise einem
Zahnrad, das auf einer rotierenden Welle einer Maschine befestigt ist, die zu steuern
ist. Bei solchen Anwendungsfällen treten im allgemeinen keine Rauschprobleme auf.
Es werden jedoch viele Umformer mit gesteuerten Gleichrichtern in elektrischen Systemen
benutzt, bei denen Rauschwerte auftreten, die denen nahekommen, welche Schwierigkeiten
bei der Bestimmung der Frequenz durch eine Nulldurchgangsmethode erzeugen, wie weiter
oben erläutert. Bei den ersten Anwendungsfällen in Hochspannungsgleichstromübertragungssystemen
wurden die Nulldurchgänge der Spannungsschwingung benutzt, um die richtige Zeitsteuerung
des Zündens der gesteuerten Gleichrichter festzulegen, die die Einrichtung zum Steuern
der Spannung und des Energieflusses in solchen Systemen darstellen. Bei dieser Methode
traten zahlreiche Schwierigkeiten auf, und zwar einige aufgrund von Rauschen, wie
weiter oben erläutert, und andere aufgrund von sogenannten "harmonischen Unstabilitäten",
bei denen die ganzzahligen Harmonischen von 60 Hz (d.h. 120 Hz, 180 Hz, usw.), die
durch Zünden der gesteuerten Gleichrichter verursacht werden, durch den Nulldurchgangsdetektor
abgefühlt und anschließend durch Zünden des gesteuerten Gleichrichters verstärkt
wurden. In modernen Hochspannungsgleichstrom-Regelsystemen wird mit "äquidistantem
Zünden" gearbeitet, bei dem die Zündimpulse für die gesteuerten Gleichrichter durch
einen Referenzoszillator bestimmt werden, der mit der Wechselspannung über Messungen
der Frequenz dieser Spannung phasenverklammert ist. Ähnliche Regelsysteme können
in statischen Blindleistungsregelsystemen von Wert sein, die derzeit in elektrische
Energieübertragungssysteme eingeführt werden.
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Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Schaltung
in Form eines Frequenzwandlers und einer phasenstarren Schleife zu schaffen.
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Weiter soll eine Schaltung zum kontinuierlichen Erzeugen eines ersten
Ausgangssignals geschaffen werden, das einen Wert hat, der zu der Augenblicksfrequenz
eines Eingangssignals proportional ist, und eines schwingenden Ausgangssignals,
das dieselbe Frequenz wie das Eingangssignal hat und in der Phase in bezug auf das
Eingangssignal fest ist.
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Ferner soll eine Schaltung in Form eines Frequenzwandlers und einer
phasenstarrenSchleife geschaffen werden, die wenig kostet, genau arbeitet, schnell
anspricht und für transiente elektrische Vorgänge in dem Signal, das untersucht
wird, relativ unempfindlich ist.
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Außerdem soll eine Schaltung in Form eines kontinuierlich arbeitenden(continuous-wave)
Frequenzwandlers und einer phasenstarren Schleife geschaffen werden, die für elektrisches
Rauschen relativ unempfindlich ist, welches dem Signal überlagert ist, das untersucht
wird, und welche keine extrem feine Abstimmung in bezug auf dieses Signal erfordert.
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Die vorstehenden sowie weitere Ziele und Merkmale werden gemäß der
Erfindung erreicht, indem eine Wandlerschaltung geschaffen wird, die ein Ausgangssignal
erzeugt, dessen Wert proportional zu der Frequenz eines Eingangs- oder Quellenspannungssignals
ist. Die Schaltung enthält eine Multiplizierschaltung, die als ein Eingangssignal
ein Signal empfängt, welches das Signal darstellt, das untersucht wird, und als
ein zweites Eingangssignal ein schwingendes Rückkopplungssignal. Die Multiplizierschaltung
multipliziert diese beiden Signale und liefert als Produkt
derselben
ein Fehlersignal, welches integriert wird, um ein erstes Ausgangssignal zu liefern,
das einen Wert hat, der zu der Frequenz des Eingangssignals proportional ist.
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Das schwingende Rückkopplungssignal wird einem geeigneten Oszillator
entnommen, der das Rückkopplungssignal mit einer Frequenz liefert, die eine Funktion
des ersten Ausgangssignals ist. Vorzugsweise wird das Oszillatorausgangssignal nicht
nur als Funktion des ersten Ausgangssignals gesteuert, sondern auch als Ergebnis
eines mit dem Ausgangssignal verknüpften Referenzsignals, welches bei Nichtvorhandensein
des Ausgangssignals bewirkt, daß der Oszillator mit einer Frequenz schwingt, die
gleich der zu erwartenden Grundfrequenz des Eingangssignals ist. Das schwingende
Rückkopplungssignal dient außerdem als schwingendes Ausgangssignal, das dieselbe
Frequenz wie das Eingangssignal hat und zu diesem in fester Phasenbeziehung steht.
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Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter
Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt Fig. 1 ein
Blockschaltbild der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung bei Anwendung auf
ein einphasiges Eingangssignal, Fig. 2 ein Blockschaltbild einer möglichen Implementierung
eines Teils des Blockschaltbildes von Fig. 1, Fig. 3 ein Blockschaltbild, das die
bevorzugte Ausführungsform der Erfindung bei Anwendung auf ein dreiphasiges Eingangssignal
zeigt, Fig. 4 ein Funktionsblockschaltbild, das eine
mögliche Implementierung
des Phasenverschiebungsnetzwerks zeigt, welches in Blockform in Fig. 3 dargestellt
ist, und Fig. 5 ein Blockschaltbild einer möglichen Implementierung des Funktionsblockschaltbildes
von Fig. 4.
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Fig. 1 zeigt die als kontinuierlich arbeitenden Frequenzwandler und
phasenstarre Schleife ausgebildete Schaltung nach der Erfindung in ihrer bevorzugten
Ausführungsform bei Anwendung auf ein einphasiges Eingangssignal. Das einphasige
Eingangssignal ist an der Stelle 10 als eine im wesentlichen sinusförmige Schwingung
dargestellt und wird eine bestimmte Frequenz haben. Das Eingangssignal 10 wird an
eine Leitung L angelegt und dient als ein Eingangssignal einer Multiplizierschaltung
14. Das zweite Eingangssignal der Multiplizierschaltung 14 auf einer Leitung 16
wird einem spannungsgeregelten Oszillator (VCO) 18 entnommen, der weiter unten erläutert
ist. Die Multiplizierschaltung 14 ist, wie dargestellt, ein Analogmultiplizierer.
Es sind zwar viele derartige Schaltungen im Handel erhältlich, die bei der tatsächlichen
Implementierung der Erfindung verwendete Schaltung war jedoch das Modell 432J der
Firma Analog Devices, Inc., Norwood, Massachusetts, USA. Die Multiplizierschaltung
14 liefert auf einer Ausgangsleitung 20 ein Fehlersignal, das zu dem Produkt seiner
beiden Eingangssignale proportional ist. Das Fehlersignal auf der Leitung 20 wird
an die Schaltungsanordnung angelegt, die innerhalb des gestrichelten Blockes 22
gezeigt ist. Die Hauptfunktion der Schaltungsanordnung in dem Block 22 ist die einer
Integrationsfunktion, es hat sich aber gezeigt, daß das Gesamtsystem eine.größere
Stabilität hat, wenn eine Vorhalt- bzw.
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Voreilfunktion mit der Integrationsfunktion verknüpft wird.
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Deshalb ist in Fig. 1 in dem gestrichelten Block 22 ein
Block
24 gezeigt, der eine Ubergangsfunktion hat, die mit 1/S angegeben ist (d.h. eine
Integration, bei der S gleich dem Laplace-Transformation-Operator ist), und der
ein Signal auf einer Leitung 26 an ein Vorhaltnetzwerk 28 abgibt, das die Übergangsfunktion
1 + ST hat. Das Ausgangssignal des Vorhaltnetzwerks 28 erscheint an einem Ausgangsknotenpunkt
30 und auf einer Ausgangsleitung 32. Der Block 22 liefert im wesentlichen die mathematische
Beziehung: 1 + ST S wobei T = Zeitkonstante des Vorhaltnetzwerks.
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Das Signal, das an dem Knotenpunkt 30 erscheint, ist das Ausgangssignal,
das, wie weiter unten noch näher erläutert, einen Wert hat, der zu der Frequenz
des Eingangssignals proportional ist. Bevor das jedoch näher-erläutert wird, sollte
die Beschreibung des übrigen Teils der in Fig. 1 dargestellten Schaltung vervollständigt
werden. Das Signal an dem Knotenpunkt 30 wird als ein Eingangssignal an einen Summierpunkt
34 angelegt, dessen Ausgangssignal das Eingangssignal des spannungsgeregelten Oszillators
18 bildet.
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Das zweite Eingangssignal an dem Summierpunkt 34 ist ein positives
Gleichstromreferenzsignal, das gemäß der Darstellung in Fig. 1 von dem Schleifer
eines geeigneten Potentiometers 36 abgenommen wird, welches zwischen der Quelle
positiven Potentials (+V) und Masse liegt. Die Potentiometerdarstellung soll irgendeine
geeignete Einrichtung zum Liefern eines Gleichstromreferenzsignals veranschaulichen
und es ist klar, daß andere Einrichtungen zum Liefern dieses Signals ebenfalls benutzt
werden könnten. Es ist somit zu erkennen, daß das Ausgangssignal des Summierpunktes
34, d.h. das Eingangssignal des spannungsgeregelten Oszillators 18,die Summe aus
dem Ausgangssignal und dem Gleichstromreferenzsignal ist. Gemäß der bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung wird das Gleichstromreferenzsignal auf einen Wert
eingestellt, der bei Nichtvorhandensein irgendeines
Ausgangssignals
an dem Knotenpunkt 30 bewirkt, daß der spannungsgeregelte Oszillator 18 bei einer
Frequenz arbeitet, die gleich der zu erwartenden Frequenz des Eingangssignals 10
auf der Leitung L ist. Deshalb wird die Addition irgendeines Spannungssignals an
dem Knotenpunkt 30 zur Folge haben, daß der Oszillator 18 bei einer Frequenz arbeitet,
die entweder größer oder kleiner als die zu erwartende Eingangsfrequenz ist, je
nach der relativen Polarität des Ausgangssignals. Die Größe der Differenz in der
Oszillatorfrequenz gegenüber der zu erwartenden Frequenz ist selbstverständlich
eine Funktion der Größe des Ausgangssignals an dem Knotenpunkt 30.
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Die Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 1 kann folgendermaßen verständlich
gemacht werden. Es ist bekannt, daß die Multiplikation von zwei Wechselspannungssignalen,
beispielsweise durch die analoge Multiplizierschaltung 14, ein-Ausgangssignal auf
der Leitung 20 ergibt, das eine Funktion der Phasendifferenz zwischen diesen Signalen
ist. Das stellt eine Analogie zu den Blind-VA dar, die in einer Wechselstromschaltung
erzeugt werden, wenn die Spannung und der Strom nicht in Phase sind. In Fig. 1 wird
das Anlegen der beiden Signale an die Multiplizierschaltung 14 auf der Leitung 20
ein Signal ergeben, das eine Größe hat, die zu der Differenz zwischen den Phasen
dieser beiden Signale proportional ist. Dieses Signal wird durch die Schaltung 22
integriert, so daß an dem Knotenpunkt 30 ein Signal vo erscheint, welches gleich
dem Produkt einer Konstanten (k), die der Schaltung 22 und der Multiplizierschaltung
14 zugeordnet ist, und der Differenz zwischen der Frequenz der beiden Signale ist.
Diese Beziehung kann mathematisch folgendermaßen ausgedrückt werden: vo = k (fin
- fo)
wobei f. = Augenblicksfrequenz des Eingangssignals, In fo
= Augenblicksfrequenz des Oszillators 18, wenn v null ist.
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Das Ausgangssignal vo, das an dem Knotenpunkt 30 und auf der Ausgangsleitung
32 erscheint, wird somit die Frequenz des Eingangssignals darstellen oder zu dessen
Frequenz proportional sein, da die Konstante k aus dem Schaltungsaufbau bekannt
ist und da f eine Konstante ist, die aus dem Wert des Gleichstromreferenzsignals
und den bekannten Kenndaten des Oszillators 18 ermittelbar ist. Aus vorstehenden
Darlegungen ist zu erkennen, daß, solange eine Frequenzdifferenz zwischen den beiden
Eingangssignalen an der Multiplizierschaltung 14 vorhanden ist (und von Natur aus
eine von 900 verschiedene Phasendifferenz erzeugt), wird das Signal auf der Leitung
20 einen von null verschiedenen Wert haben. Dieses Signal auf der Leitung 20 wird
durch die Schaltung 22 integriert und der Wert des Ausgangssignals an dem Knotenpunkt
30 und auf der Leitung 32 wird sich ändern, um so die Ausgangsfrequenz des spannungsgeregelten
Oszillators 18 zu ändern. Diese Änderung der Oszillatorausgangsfrequenz setzt sich
bis zu der Zeit fort, zu der die Frequenzen der beiden Multiplizierschaltungseingangssignale
auf den Leitungen L und 16 gleich sind und die beiden Eingangssignale um 90 Grade1.
außer Phase sind.
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Wenn diese beiden Multiplizierschaltungseingangssignale eine 900-Phasendifferenz
haben, wird das mittlere Multiplizierschaltungsausgangssignal auf der Leitung 20
null sein und das Ausgangssignal vo wird einen Wert haben, der zu der Frequenz des
Eingangssignals auf der Leitung L proportional ist. Die Hauptfunktion der Schaltung
22 ist zwar, wie beschrieben, die der Integration, es ist jedoch erwähnenswert,
daß diese Schaltung von Natur aus für eine gewisse Filterwirkung sorgt, so daß die
auftretende Welligkeit
des Fehlersignals auf der Leitung 20 unterdrückt
wird.
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Es ist somit eine einfache und relativ wenig kostende Schaltung zum
Erzeugen eines Ausgangssignals, das zu der Frequenz eines Eingangssignals proportional
ist, geschaffen worden.
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Bezüglich der Beschreibung in dem unmittelbar vorangehenden Absatz
sei daran erinnert, daß die Frequenz des Oszillatorausgangssignals (Leitung 16)
sich solange ändern wird, bis sie gleich der Frequenz des Eingangssignals 10 (Leitung
L) und gegenüber dieser 900 phasenverschoben ist. Es ist somit zu erkennen, daß
das Ausgangssignal auf der Leitung 16 als schwingendes oder phasenstarres Ausgangssignal
einer phasenstarren Schleife dienen kann. In Fig. 1 ist dieses schwingende (phasenstarre)
Ausgangssignal als auf der Leitung 17 vorhanden dargestellt und mit vp-1 bezeichnet.
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Es könnte eine Anzahl von Bauelementen in der in Fig. 1 gezeigten
Implementierung benutzt werden. Eine geeignete Multiplizierschaltung 14 ist bereits
als ein von der Firma Analog Devices, Inc., hergestelltes Bauelement angegeben worden.
Die Einrichtung zum Erzeugen des Gleichstromreferenzsignals wurde ebenfalls bereits
erläutert. Der spannungsgeregelte Oszillator 18 kann irgendein bekannter Oszillator
sein, welcher eine lineare Ånderung in seinem Ausgangssignal in bezug auf den Wert
seines Eingangs- oder Steuersignals aufweist. In ähnlicher Weise könnte das Integrier-
und Vorhaltnetzwerk.in dem gestrichelten Block 22 auf verschiedenerlei Weise implementiert
werden, es ist aber eine Möglichkeit-der Implementierung dieses Netzwerks in Fig.
2 gezeigt.
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Gemäß Fig. 2 wird die Integrierfunktion zusammen mit der Vorhaltnetzwerksfunktion
einfach durch die Verwendung einer
Standardschaltung erfüllt, die
einen Operationsverstärker enthält, dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse
verbunden ist und dessen invertierender Eingang das Fehlersignal auf der Leitung
20 über einen Eingangswiderstand 40 empfängt. Der Ausgang des Operationsverstärkers
42 ist mit seinem invertierenden Eingang über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand
44 und einem Kondensator 46 verbunden.
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Bekanntlich versetzt der Kondensator den Operationsverstärker im wesentlichen
in den Integrierbetrieb, während der Widerstand 44 in Verbindung mit diesem Kondensator
die Voreilfunktion erfüllt.
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Fig. 3 zeigt die bevorzugte Implementierung der Erfindung in einer
dreiphasigen Ausführungsform. Schaltungsteile, die mit denen von Fig. 1 identisch
sind, sind, soweit zweckmäßig, mit demselben Bezugszeichen versehen, während diejenigen,
die eine enge Ähnlichkeit mit solchen vom Fig.
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1 aufweisen, sich aber von ihnen geringfügig unterscheiden, durch
hochgesetzte Striche gekennzeichnet sind. Gemäß Fig.
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3 werden Phasenspannungen 10', 10" und 10 ''', die das dreiphasige
Eingangssignal darstellen, über Leitungen L1, L2 bzw. L3 an drei gleiche Multiplizierschaltungen
14 angelegt, welche in derselben Weise wie die Multiplizierschaltung von Fig. 1
benutzt werden. Die Ausgangssignale der drei Multiplizierschaltungen 14, die Phasenfehlersignale,
werden an einen Summierpunkt 50 angelegt, dessen Ausgangssignal, ein verknüpftes
Fehlersignal, als Eingangssignal an einer Schaltung 22 dient, die mit der in Fig.
1 benutzten identisch sein kann. Das Ausgangssignal der Schaltung 22 erscheint,
wie zuvor, an dem Knotenpunkt 30 und auf der Ausgangsleitung 32. Dieses Ausgangssignal
hat einen Wert vo, der wiederum gleich dem Produkt einer Konstanten k und der Differenz
zwischen der tatsächlichen Eingangsfrequenz des Signals auf den Leitungen L1, L2
und L3 und der Frequenz des Ausgangssignals eines spannungsgeregelten Oszillators
18'
ist. Das Signal an dem Knotenpunkt 30 dient als ein Eingangssignal
an einem Summierpunkt 34, dessen anderes Eingangssignal ein Gleichstromreferenzsignal
ist, das gemäß der Darstellung wieder an einem Potentiometer 36 abgenommen wird.
Das Ausgangssignal des Summierpunktes 34 wird an den spannungsgeregelten Oszillator
18' angelegt, der, obgleich er grundsätzlich ein spannungsgeregelter Oszillator
ist, vorzugsweise Ausgangssignale hat, die etwas von dem in Fig. 1 gezeigten verschieden
sind. Da in dieser Ausführungsform ein dreiphasiges Eingangssignal angelegt wird,
sind die Eingangssignale auf den Leitungen L1, L2 und L3 um 120 Gradel phasenverschoben
zueinander. Damit die Schaltung richtig arbeitet, werden auch die beiden Eingangssignale
an jeder der drei Multiplizierschaltungen 14 in einem entsprechenden Ausmaß phasenverschoben
sein müssen. Zum Erzielen dieser Phasenverschiebung ist der spannungsgeregelte Oszillator
18' vorzugsweise ein Oszillator, der Ausgangssignale liefert, die sowohl als in
Phase als auch als um 900 phasenverschoben angesehen werden können.
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Das heißt, er liefert zwei Ausgangssignale, die in bezug aufeinander
um 900 phasenverschoben sind. Daß das ratsam ist, wird deutlich, wenn man überlegt,
daß, da die Ausgangsfrequenz des spannungsgeregelten Oszillators 18' sich ändern
wird und da eine vorgeschriebene Verschiebung zwischen den an jede der Multiplizierschaltungen
14 angelegten zweiten Signale erforderlich ist, einfache RC-Phasenverschiebunysnetzwerke,
die frequenzempfindlich sind, die erforderliche Verschiebungsgenauigkeit nicht aufrechterhalten
werden. Durch Liefern der in Phase befindlichen und um 900 phasenverschobenen Ströme
ist es möglich, eine ausreichende Phasenverschiebung über einem breiten Bereich
von Frequenzen zu erzielen, ohne daß die Genauigkeit verloren geht, was unter Bezugnahme
auf die Fig. 4 und 5 noch ausführlicher beschrieben wird. Es sind deshalb am Ausgang
des spannungsgeregelten Oszillators 18' zwei Signale gezeigt,
von
denen eines mit I bezeichnet ist, das das In-Phase-Signal darstellt, und von denen
das zweite mit Q bezeichnet ist, das das um 900 phasenverschobene Signal darstellt.
Diese beiden Signale, die Signale I und Q, sind um 90 Gradel. phasenverschoben zueinander.
Es könnte zwar eine Vielzahl von Oszillatoren benutzt werden, ein geeigneter Oszillator
ist jedoch derjenige, der auf S. 402 des Buches "OPERATIONAL AMPLIFIERS Design And
Applications"von Tobey-Graeme-Huelsman, den Herausgebern, Copyright 1971, der Burr-Brown
Research Corporation, Kongressbibliothekskatalog Nr. 74-163297, gezeigt ist.
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Gemäß Fig. 3 wird das Signal I aus dem Oszillator 18' direkt an die
Multiplizierschaltung 14 angelegt, die mit der Leitung L1 verbunden ist, um ein
Signal Va dieser Multiplizierschaltung zu liefern, das mit dem an sie angelegten
Eingangssignal (Leitung L1) eng in Phase ist. Die Signale I und Q werden jeweils
an ein geeignetes Phasenverschiebungsnetzwerk angelegt, von dem eine mögliche Ausführungsform
im folgenden noch näher beschrieben ist, um den anderen beiden Multiplizierschaltungen
14 die zweiten Signale zu liefern. Es ist daher am Ausgang des Phasenverschiebungsnetzwerks
56 ein mit Vb bezeichnetes Signal gezeigt, das an die Multiplizierschaltung 14 angelegt
wird, die mit der Leitung L2 verbunden ist, und ein zusätzliches Signal Vo, welches
als ein zweites Eingangssignal an der Multiplizierschaltung 14 dient, die mit der
Leitung L3 verbunden ist. Die Ausgangssignale der drei Multiplizierschaltungen 14
werden an den Summierpunkt 50 angelegt, und ihre Summe wird der Schaltung 22 zugeführt,
wie weiter-oben beschrieben.
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Es sei angemerkt, daß die dreiphasige Ausführungsform der Erfindung
bei der Erzeugung des Signals vo weniger Welligkeit als die einphasige Version haben
wird.
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Ähnlich wie bei der Ausführungsform von Fig. 1 können die zweiten
Eingangssignale Va, Vb und V an den drei Multiplizierschaltungen 14 als das phasenstarre
oder schwingende Ausgangssignal dienen. Das ist in Fig. 3 durch die drei Leitungen
17' dargestellt, die gemeinsam mit v'p-1 bezeichnet sind.
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Das Phasenverschiebungsnetzwerk 56 ist, wie angegeben, vorzugsweise
von dem Typ, der frequenzunempfindlich ist. Eine Möglichkeit der Implementierung
dieses Netzwerks ist in den Fig. 4 und 5 gezeigt. Fig. 4 ist ein Funktionsblockschaltbild
dieser Implementierung. In Fig. 4 ist das Signal I als ein Signal angegeben, daseinen
Wert hat, der zu Asin #t proportional ist. Das Signal Q wird deshalb einen Wert
haben, der gleich A cos #t ist. Das Signal I dient erstens, wie weiter oben angegeben,
als das Signal Va. V Das Signal I wird außerdem an eine geeignete Multiplizierschaltung
60 angelegt, die eine Multiplikations- oder Übergangsfunktion von 1/2 hat, und das
Ausgangssignal dieser Multiplizierschaltung wird an einen Summierpunkt 62 angelegt.
Das Signal Q dient erstens als ein Eingangssignal an einer zweiten Multiplizierschaltung
64, die eine Übergangsfunktion von
hat, deren Ausgangssignal als ein zweites Eingangssignal an dem Summierpunkt 62
dient. Die Summe dieser beiden Signale, das Ausgangssignal des Summierpunktes 62,
wird deshalb einen Wert von A sin (#t + 60°) haben. Dieses Signal wird dann an eine
geeignete Inverterschaltung 66 angelegt, so daß das Ausgangssignal dieses Inverters
ein Signal Vb ist, das einen Wert von A sin (#t - 120°) hat, d.h. das Signal Vb
wird dem Signal va um 1200 nacheilen.
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In etwa ähnlicher Weise werden die Signale I und Q benut, um das Signal
Vc zu erzeugen. Gemäß Fig. 4 wird das Signal I an eine Multiplizierschaltung 68
angelegt, die eine Ubergangsfunktion von 1/2 hat und deren Ausgangssignal an einen
Summierpunkt 74 angelegt wird. Das Signal Q
wird an einen Inverter
70 angelegt, dessen Ausgangssignal an eine Multiplizierschaltung 72 angelegt wird,
die eine Ubergangsfunktion von
hat. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 72 bildet das zweite Eingangssignal
an dem Summierpunkt 74, so daß dessen Ausgangssignal gleich der Summe derselben
oder gleich A sin (#t-60°) ist. Dieses Signal wird durch einen Inverter 76 invertiert
und ist das Signal Vc, das einen Wert hat, der gleich A sin (#t + 1200) ist. Das
Signal Vc eilt deshalb dem Signal Va um 120° vor. Es ist somit zu erkennen, daß
die drei Signale, die an die drei Multiplizierschaltungen 14 in Fig. -3 angelegt
werden, richtig gegeneinander phasenverschoben werden, damit die geeignete Multiplikation
erzielt und das geeignete-Fehlersignal geliefert wird.
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Fig. 5 zeigt ein Schaltbild, das eine Mögliche Implementierung des
Blockschaltbildes von Fig. 4 unter Verwendung von Operationsverstärkern veranschaulicht.
Die Widerstandswerte, die. in Fig. 5 angegeben sind, sind relativ. In Fig.
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5 dient wieder das Signal I als das Signal Va, und es wird außerdem
über einen Widerstand 80, der einen-Wert 2R hat, an den invertierenden Eingang eines
Operationsverstärkers 82 angelegt, dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse
verbunden ist. Das Signal Q wird über einen Widerstand 84, der einen Wert von
hat, an denselben invertierenden Eingang angelegt. Ein Widerstand 86, der einen
Relativwert von R hat, ist zwischen den Ausgang des Verstärkers 82 und dessen invertierenden
Eingang geschaltet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 82 wird daher das Signal
Vb sein.
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Zum Erzeugen des Signals Vc wird das Signal 1 über einen Widerstand
88, der einen Relativwert von 2R hat, an den invertierenden Eingang eines Verstärkers
90 angelegt, dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse verbunden ist.
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Das Signal Q wird über einen Widerstand 92 (Relativwert R)
an
den invertierenden Eingang eines weiteren-Verstärkers 94 angelegt, dessen nichtinvertierender
Eingang mit Masse verbunden ist und dessen Ausgang Über einen Widerstand 96, der
einen Wert von R hat, zu dem invertierenden Eingang zurückgeführt ist. Der Operationsverstärker
94 und die zugeordneten Widerstände werden daher eine Invertergunktion erfüllen.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 94 wird über einen Widerstand 98, der
einen Relativwert von
hat, an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 90 angelegt, dessen
Ausgang ebenfalls mit seinem invertierenden Eingang über einem Widerstand 100 verbunden
ist, der einen Relativwert von R hat. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers
90.ist das Signal Vc. Dieser Typ der Implementierung des Phasenverschiebungsnetzwerks
56 <Fig. 3) ist für die Frequenz relativ unempfindlich, da die Phasenverschiebung
durch mathematische Beziehungen und nicht durch RC-Glieder erzielt wird.
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Es sind zwar nur eine einphasige und eine volle dreiphasige Ausführungsform
der Erfindung im einzelnen dargestellt und beschrieben worden, dieselben Prinzipien
können jedoch ebenso wie die Erfindung gleichermaßen auf andere mehrphasige Systeme
angewandt werden. Darüber hinaus ist es in einem mehrphasigen System nicht erforderlich,
daß alle Phasen bei der Bildung der resultierenden Ausgangssignale benutzt werden.
Daher könnten, beispielsweise, in einem dreiphasigen System zufriedenstellende Ergebnisse
für viele Verwendungszwecke bei Verwendung von nur einer oder von nur zwei Phasen
statt aller drei Phasen erzielt werden.
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