DE3040365C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0422—Anti-saturation measures
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- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
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Description
Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung nach dem Ober
begriff des Patentanspruches 1.
Zur Erzeugung stabilisierter Spannungen aus einer vorhan
denen Gleichspannung (Batterie- oder gleichgerichtete
Netzspannung) werden in zunehmendem Maße pulslängenge
regelte Transistor-Eintakt- oder -Gegentaktwandler ver
wendet. Soll der Wandler in einem großen Lastbereich
(Leerlauf, Voll-Last, Kurzschluß) arbeiten, so müssen
die Schaltimpulse des Wandler-Leistungstransistors bei
konstanter Schaltfrequenz in ihrer Länge stark variiert
werden. Bei sehr kurzen Impulsen (Leerlauf oder Kurz
schluß) ist dabei die Speicherzeit des Transistors sehr
hinderlich. Das ist diejenige Zeit, welche der Transistor
benötigt, um beim Eintreffen des Abschaltbefehles an sei
ner Basis tatsächlich zu sperren, d. h. von der Stromfluß
phase in die Sperrphase überzugehen.
Es ist bekannt (DE-AS 27 15 133 und DE-OS 29 38 122),
die Speicherzeit dadurch zu verkürzen, daß der Schalt
transistor mindestens am Ende jeder Stromflußphase nur
mit einem soweit verminderten Basisstrom betrieben wird,
daß nicht die volle Sättigung, sondern nur die sogenann
te Quasisättigung erreicht wird. Zu diesem Zweck muß der
Basisstrom zumindest gegen Ende der Stromflußphase auf
einen Höchstwert begrenzt werden. Dies kann dadurch er
reicht werden, daß in dem zur Basis führenden Steuersi
gnalweg zwischen einem Schaltungspunkt und der Basis ein
Widerstand und/oder ein in Durchlaßrichtung gepolter
Halbleiterübergang (beispielsweise Diode oder Basis-
Emitter-Strecke eines Transistors) geschaltet wird
und außerdem von dem Schaltungspunkt ausgehend zum
Kollektor des Transistors ein in Durchlaßrichtung ge
poltes Ventil geschaltet ist. Über dieses Ventil fließt
dann nämlich überschüssiger Basisstrom zum Kollektor ab,
wenn die Kollektorspannung zu weit absinkt, wenn also
der Transistor zu weit in die Sättigung gerät.
Aus den beiden obengenannten Druckschriften ist es
außerdem bekannt, einen der Basis vorgeschalteten Wi
derstand durch einen Kondensator zu überbrücken, um
einerseits die Durchschaltung des Transistors zu be
schleunigen (weil der Kondensator während der Einschalt
flanke den Widerstand kurzschließt), aber andererseits
auch eine beschleunigte Ausräumung von Ladungsträgern an
der Basis des Transistors am Ende der Stromflußphase
(also beim Übergang zum Sperrzustand) herbeizuführen,
weil dann nämlich der Kondensator während der Stromfluß
phase auf den Spannungsabfall am Widerstand aufgeladen
ist, seine Spannung aber beim Eintreffen des Abschaltsi
gnales für den Transistor nicht schnell ändern kann, wegen
einer verhältnismäßig langen Entladezeitkonstante bei der Ent
ladung über den Widerstand; das Potential an der Basis
wird daher beim Eintreffen des Abschaltsignals schlagar
tig viel stärker verändert als ohne den Kondensator.
Schließlich ist es aus der genannten DE-AS 27 15 133,
Fig. 2, auch noch bekannt, zur bescheunigten Durchschal
tung des Schalttransistors in seinem Laststromkreis die
Primärwicklung eines Stromwandlers vorzusehen, dessen
Sekundärstrom der Basis des Schalttransistors zugeführt
wird.
Da die als Schalttransistor verwendbaren Leistungstran
sistoren eine verhältnismäßig kleine Stromverstärkung
haben, wird zur Ansteuerung viel Strom benötigt. Bei den
bekannten Schaltungen werden daher für die Ansteuerschal
tung mehrere Transistoren oder zumindest ein leistungs
starker Transistor benötigt.
Es ist Aufgabe der Erfindung, den Stromverbrauch der An
steuerschaltung zu verringern.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Steuerschaltung mit
den Merkmalen des Patentanspruches 1. Eine vorteilhafte
Weiterbildung ist im Unteranspruch angegeben.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel wird anhand der Zeich
nung beschrieben.
Im Prinzip bekannt ist, daß einem Ein
gang 1 für die pulslängenmodulierten rechteckförmigen
Steuersignale ein Transistor T 1 als Stromquelle nachge
schaltet ist, dem ein Schaltungspunkt 2 folgt. Von hier
aus führt eine Diode G 1 zur Basis eines Leistungs-Schalt
transistors T 2 und eine Diode G 2 zum Kollektor 3. Durch
die Einschaltflanke eines positiven Impulses am Eingang 1
wird die Einschaltphase des Transistors T 2 dadurch einge
leitet, daß zunächst der Transistor T 1 durchschaltet und
damit einen Basisstrom I 5 für den Transistor T 5 liefert.
Damit der Transistor T 2 nicht zu stark in die Sättigung gerät,
leitet die Diode G 2 einen Teil des Basisstroms zum Kol
lektor 3 ab, so daß der Transistor T in der Quasisätti
gung bleibt.
Um die Stromflußphase des Transistors T 2 schnell beenden
zu können, ist an den Eingang 1 die Basis eines weiteren
Transistors T 3 angeschlossen, der zu leiten beginnt, wenn
am Eingang 2 das Potential am Ende eines Einschaltimpulses
absinkt. Ein Kondensator C 1, der während der Stromflußpha
se u. a. am Spannungsabfall an der Diode G 1 aufgeladen
worden ist, wird dann plötzlich mit seinem in der Zeichnung
linken Belag an das Potential der Masse M gelegt, so daß
das Potential an der Basis des Transistors T 2 stark nach
negativen Werten verschoben wird, was zu einer schnellen
Ausräumung von Ladungsträgern an der Basis und damit zu
einer schnellen Sperrung des Transistors T 2 führt.
Im Prinzip ebenfalls bekannt ist ein Stromwandler W, des
sen Primärwicklung im Laststrompfad des Transistors T 2
liegt, welcher den Kollektorstrom Ic führt, der von einer
positiven Spannungsquelle U 2 durch einen Lastwiderstand Ro
fließt. Der Sekundärstrom I 2 des Stromwandlers wird der
Basis des Transistors T 2 zur Beschleunigung des Durch
schaltens zugeführt.
Neu gegenüber dem Bekannten ist nun hauptsächlich, daß der
Sekundärstrom I 2 in den Steuersignalweg 1-4-2 bereits an
einer Einmündung 4 fließt, die in Signalflußrichtung vor
dem Schaltungspunkt 2 liegt, und daß dieser Strom I 2 auch
diejenigen widerstandsbehafteten Bauelemente G 1, G 4, G 5
durchfließt, an deren Spannungsabfall während der Strom
flußphase der Kondensator C 1 aufgeladen wird. Auf die
se Weise wird während der ganzen Stromflußphase der Kol
lektorstrom Ic mit Hilfe des Stromwandlers W in den Ba
siskreis des Transistors T 2 transformiert. Somit ist der
Basisstrom lastabhängig und proportional zum Kollektor
strom. Das Übersetzungsverhältnis des Stromwandlers W
entspricht der minimalen Stromverstärkung des Transistors
T 2.
Neu gegenüber dem Bekannten ist auch ein zwischen die
Stromquelle T 1 und die Einmündung 4 in Reihe zu einem
Widerstand R geschalteter Kondensator C. Durch ihn ge
langt beim Einschalten des Transistors T 1 nur ein Stromim
puls I 1 zur Basis des Transistors T 2 und der restliche
Basisstrom wird für die Dauer der Einschaltzeit dann von
der Sekundärwicklung des Stromwandlers W geliefert. Auf
diese Weise, d. h. durch die gleichzeitige Anwendung des
Stromwandlers W und des Kondensators C, braucht die Strom
quelle T 1 nur jeweils einen kurzzeitigen Einschaltstrom I 1
zu liefern.
Unter dem Schaltbild sind die zeitlichen Verläufe der ver
schiedenen Spannungen und Ströme angegeben: Die Steuer
spannung Ue am Eingang 1 hat eine Einschaltflanke zur Zeit
t 1 und eine Ausschaltflanke zur Zeit t 2. Daraus resultiert
ein kurzzeitig von t 1 bis t 3 auftretender Einschaltstrom I 1
durch den Transistor T 1 und den Kondensator C und ein last
abhängiger Sekundärstrom I 2 durch den Wandler W von t 1 bis
t 4. Die Abhängigkeit dieses Stromes von der Größe des Last
widerstandes ro ist durch eine zusätzliche gestrichelte Li
nie gekennzeichnet. Die Zeitdifferenz zwischen t 4 und t 2
entspricht der Speicherzeit des Transistors T 2. Aus der
positiven Hilfsspannungsquelle U 1 braucht also im wesent
lichen nur die Einschaltstromspitze I 1 geliefert zu wer
den. In vielen Anwendungsfällen kann man deshalb auf die
Hilfsspannung U 1 ganz verzichten, wenn die Ansteuerschal
tung (T 1) direkt von der Betriebsspannung U 2 gespeist wird.
Zur Abschaltung von T 2 wird T 1 zum Zeitpunkt t 2 gesperrt
und T 3 leitend geschaltet. Durch T 3 fließt daher in der
Zeit von t 2 bis t 4 ein Strom I 3, der sich zusammensetzt
aus dem Ausräumstrom an der Basis von T 2, der über den
Kondensator C 1 abfließt, und dem noch bis zum Zeit
punkt t 4 weiterfließenden Strom I 2. Die Entladezeitkon
stante des Kondensators C 1 (dessen Aufladezeitkonstante
durch die Stromeinspeisung über T 1 kurz ist) ist so
lang, daß die Basis von T 2 auch während der Sperrphase
negativ vorgespannt bleibt. Bei einem Hochspannungstran
sistor kann der Basis eine Induktivität vorgeschaltet
werden.
Von t 3 bis t 2 fließt überschüssiger Basisstrom I 4 über
die Diode G 2 zum Kollektor 3 ab. Den resultierenden Ba
sisstrom für den Transistor T 2 zeigt dann der Verlauf
des Stromes I 5.
Wie weit der Transistor T 2 in die Quasisättigung ge
steuert wird während der Stromflußphasen, kann noch
dadurch beeinflußt werden, daß der Anodenanschluß
der Diode G 2 vorverlegt wird zur Anode der Diode G 5
bzw. G 4, wodurch die Restspannung von T 2 um eine bzw. zwei
Diodenschwellspannungen erhöht werden kann.
Der Sekundärstromkreis des Stromwandlers W bietet noch
die Möglichkeit eines Überstromschutzes für den Lei
stungstransistor T 2. Hierzu wird an einem Widerstand R 1
eine für einen Überstrom repräsentative Spannung abgegrif
fen und einem Schwellenschalter S zugeführt, welcher den
Eingang 1 im Falle eines Überstromes kurzschließt, und zwar
für den Rest der Stromflußphase. In der darauf folgenden
Impulspause (also nach der Zeit t 2) wird der Schwellen
schalter S wieder geöffnet, so daß beim nächsten Einschalt
impuls T 2 wieder durchgeschaltet werden kann. Der Schwel
lenschalter S kann durch eine Transistorkombination oder
einen schnellen Thyristor verwirklicht werden. Ein solcher
Überstromschutz ist deswegen besonders schnell und wirk
sam, weil er auf kurzem Weg direkt in die Ansteuerung am
Eingang 1 eingreift.
Die Vorteile der gezeigten Schaltungsanordnung bestehen
insbesondere darin, daß der Basisstrom I 5 immer der Last
Ro angepaßt ist und nicht der Ansteuerschaltung entnommen
werden muß. Der Eigenstromverbrauch der Ansteuerschaltung
T 1 bleibt daher sehr klein und es steigt der Wirkungsgrad
und die Zuverlässigkeit der Gesamtschaltung bei kleinem
Aufwand. Durch die Einführung des Sekundärstromes des
Stromwandlers W in den Steuersignalweg 1-4-2 vor dem
Schaltungspunkt 2 und auch vor dem Kondensator C 1 ist
es außerdem möglich, als Halbleiterübergang im Steuer
signalweg lediglich eine Diode G 1 anstelle eines strom
verstärkenden Transistors zu verwenden. Es wird daher
für einen solchen Transistor auch keine Hilfsspannung
zur Stromversorgung benötigt.
Claims (3)
1. Steuerschaltung zum schnellen Schalten eines steuer
baren Halbleiters mit folgenden Merkmalen:
- a) Im Verlauf des Steuersignalweges (1-4-2) ist der Steuerelektrode des Halbleiters (T 2) ein Schal tungspunkt (2) vorgeschaltet, von dem ein Halblei terübergang (G 1) in Durchlaßrichtung zur Steuer elektrode und ein in Durchlaßrichtung geschalte tes Ventil (G 2) zum Kollektor (3) führt, zur Ba sisstrombegrenzung (I 5) in der Stromflußphase;
- b) im Laststromkreis (Ro-3-T 2) ist die Primärwick lung eines Stromwandlers (W) angeordnet, von des sen Sekundärwicklung ein Strompfad (I 2) zum Steu ersignalweg (1-4-2) führt, zur Unterstützung des Basisstroms (I 5) zu Beginn der Stromflußphase;
- c) wenigstens ein im Steuersignalweg (1-4-2) ange ordnetes, widerstandsbehaftetes Bauelement (G 1) ist durch einen Kondensator (C 1) überbrückt zur be schleunigten Beendigung der Stromflußphase;
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
- d) der Halbleiterübergang und das Ventil sind nicht steuerbare Gleichrichter (G 1, G 2),
- e) die Einmündung des Strompfades (I 2) liegt am oder vor dem Schaltungspunkt (2) und vor dem Kondensator (C 1) im Steuersignalweg (1-4-2);
- f) der Strompfad (I 2) ist zur Lieferung des Basisstromes (I 5) während der Stromflußphase auch noch nach deren Beginn und zu deren Aufrechterhaltung vorgesehen;
- g) zur Zuführung des Signals, welches den Beginn der Stromflußphase einleitet (Zeitpunkt t 1) ist ein Kondensator (C) im Steuersignalweg (1-4-2) zum Differenzieren der Einschaltflanke (Ue zum Zeit punkt t 1) vorgesehen.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sekundärkreis des Stromwandlers (W) einen Wider
stand (R 1) enthält, an den ein Schwellenschalter (S)
angeschlossen ist, zum Kurzschließen der Steuersignale
(Eingang 1) bei zu hohem Laststrom (Ic).
Priority Applications (1)
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DE19803040365 DE3040365A1 (de) | 1980-10-25 | 1980-10-25 | Steuerschaltung zum schnellen schalten eines steuerbaren halbleiters |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19803040365 DE3040365A1 (de) | 1980-10-25 | 1980-10-25 | Steuerschaltung zum schnellen schalten eines steuerbaren halbleiters |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE3040365A1 DE3040365A1 (de) | 1982-05-27 |
DE3040365C2 true DE3040365C2 (de) | 1988-08-25 |
Family
ID=6115220
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19803040365 Granted DE3040365A1 (de) | 1980-10-25 | 1980-10-25 | Steuerschaltung zum schnellen schalten eines steuerbaren halbleiters |
Country Status (1)
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Families Citing this family (4)
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Family Cites Families (2)
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US4246501A (en) * | 1978-09-21 | 1981-01-20 | Exxon Research & Engineering Co. | Gated back-clamped transistor switching circuit |
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1980
- 1980-10-25 DE DE19803040365 patent/DE3040365A1/de active Granted
Also Published As
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DE3040365A1 (de) | 1982-05-27 |
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