DE3040365C2

DE3040365C2 -

Info

Publication number: DE3040365C2
Application number: DE19803040365
Authority: DE
Inventors: Herbert 7913 Senden De Schmidl
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Telefunken Systemtechnik AG
Priority date: 1980-10-25
Filing date: 1980-10-25
Publication date: 1988-08-25
Also published as: DE3040365A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung nach dem Ober begriff des Patentanspruches 1.The invention relates to a control circuit according to the Ober Concept of claim 1.

Zur Erzeugung stabilisierter Spannungen aus einer vorhan denen Gleichspannung (Batterie- oder gleichgerichtete Netzspannung) werden in zunehmendem Maße pulslängenge regelte Transistor-Eintakt- oder -Gegentaktwandler ver wendet. Soll der Wandler in einem großen Lastbereich (Leerlauf, Voll-Last, Kurzschluß) arbeiten, so müssen die Schaltimpulse des Wandler-Leistungstransistors bei konstanter Schaltfrequenz in ihrer Länge stark variiert werden. Bei sehr kurzen Impulsen (Leerlauf oder Kurz schluß) ist dabei die Speicherzeit des Transistors sehr hinderlich. Das ist diejenige Zeit, welche der Transistor benötigt, um beim Eintreffen des Abschaltbefehles an sei ner Basis tatsächlich zu sperren, d. h. von der Stromfluß phase in die Sperrphase überzugehen.To generate stabilized voltages from an existing which DC voltage (battery or rectified Line voltage) are becoming increasingly pulse-length regulated transistor single-ended or push-pull converter ver turns. Should the converter be in a large load range (Idle, full load, short circuit) work, so must the switching pulses of the converter power transistor constant switching frequency varies greatly in length will. With very short impulses (idle or short conclusion), the storage time of the transistor is very cumbersome. That is the time that the transistor needed to be on when the shutdown command arrives to actually block a base, d. H. from the current flow phase to go into the blocking phase.

Es ist bekannt (DE-AS 27 15 133 und DE-OS 29 38 122), die Speicherzeit dadurch zu verkürzen, daß der Schalt transistor mindestens am Ende jeder Stromflußphase nur mit einem soweit verminderten Basisstrom betrieben wird, daß nicht die volle Sättigung, sondern nur die sogenann te Quasisättigung erreicht wird. Zu diesem Zweck muß der Basisstrom zumindest gegen Ende der Stromflußphase auf einen Höchstwert begrenzt werden. Dies kann dadurch er reicht werden, daß in dem zur Basis führenden Steuersi gnalweg zwischen einem Schaltungspunkt und der Basis ein Widerstand und/oder ein in Durchlaßrichtung gepolter Halbleiterübergang (beispielsweise Diode oder Basis- Emitter-Strecke eines Transistors) geschaltet wird und außerdem von dem Schaltungspunkt ausgehend zum Kollektor des Transistors ein in Durchlaßrichtung ge poltes Ventil geschaltet ist. Über dieses Ventil fließt dann nämlich überschüssiger Basisstrom zum Kollektor ab, wenn die Kollektorspannung zu weit absinkt, wenn also der Transistor zu weit in die Sättigung gerät.It is known (DE-AS 27 15 133 and DE-OS 29 38 122), to shorten the storage time by switching transistor at least at the end of each current flow phase only is operated with a reduced base current, that not the full saturation, but only the so-called te quasaturation is reached. For this purpose the Base current at least towards the end of the current flow phase be capped. He can do this be enough that in the tax base leading to the base between a circuit point and the base Resistance and / or a forward polarized Semiconductor junction (e.g. diode or base Emitter path of a transistor) is switched and also from the node to A collector of the transistor in the forward direction polar valve is switched. Flows through this valve then excess base current to the collector if the collector voltage drops too far, if so the transistor saturates too far.

Aus den beiden obengenannten Druckschriften ist es außerdem bekannt, einen der Basis vorgeschalteten Wi derstand durch einen Kondensator zu überbrücken, um einerseits die Durchschaltung des Transistors zu be schleunigen (weil der Kondensator während der Einschalt flanke den Widerstand kurzschließt), aber andererseits auch eine beschleunigte Ausräumung von Ladungsträgern an der Basis des Transistors am Ende der Stromflußphase (also beim Übergang zum Sperrzustand) herbeizuführen, weil dann nämlich der Kondensator während der Stromfluß phase auf den Spannungsabfall am Widerstand aufgeladen ist, seine Spannung aber beim Eintreffen des Abschaltsi gnales für den Transistor nicht schnell ändern kann, wegen einer verhältnismäßig langen Entladezeitkonstante bei der Ent ladung über den Widerstand; das Potential an der Basis wird daher beim Eintreffen des Abschaltsignals schlagar tig viel stärker verändert als ohne den Kondensator.It is from the two publications mentioned above also known a Wi upstream by a capacitor to bridge on the one hand the connection of the transistor to be accelerate (because the capacitor flanks the resistor), but on the other hand accelerated removal of load carriers the base of the transistor at the end of the current flow phase (i.e. when transitioning to the locked state) because then the capacitor during the current flow phase charged to the voltage drop across the resistor but its tension when the shutdown arrives gnales for the transistor can not change quickly because of a relatively long discharge time constant during discharge charge over the resistance; the potential at the base is therefore hit when the shutdown signal arrives changed much more than without the capacitor.

Schließlich ist es aus der genannten DE-AS 27 15 133, Fig. 2, auch noch bekannt, zur bescheunigten Durchschal tung des Schalttransistors in seinem Laststromkreis die Primärwicklung eines Stromwandlers vorzusehen, dessen Sekundärstrom der Basis des Schalttransistors zugeführt wird.Finally, it is also known from DE-AS 27 15 133, FIG. 2, to provide the primary winding of a current transformer for accelerated switching of the switching transistor in its load circuit, the secondary current of which is supplied to the base of the switching transistor.

Da die als Schalttransistor verwendbaren Leistungstran sistoren eine verhältnismäßig kleine Stromverstärkung haben, wird zur Ansteuerung viel Strom benötigt. Bei den bekannten Schaltungen werden daher für die Ansteuerschal tung mehrere Transistoren oder zumindest ein leistungs starker Transistor benötigt.Since the power train usable as a switching transistor sistors a relatively small current gain have a lot of electricity to control. Both known circuits are therefore used for the control scarf tion several transistors or at least one power strong transistor needed.

Es ist Aufgabe der Erfindung, den Stromverbrauch der An steuerschaltung zu verringern.It is an object of the invention, the power consumption of the reduce control circuit.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die Steuerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1. Eine vorteilhafte Weiterbildung ist im Unteranspruch angegeben.This problem is solved by the control circuit with the features of claim 1. An advantageous Further training is specified in the subclaim.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel wird anhand der Zeich nung beschrieben.A preferred embodiment is based on the drawing described.

Im Prinzip bekannt ist, daß einem Ein gang 1 für die pulslängenmodulierten rechteckförmigen Steuersignale ein Transistor T 1 als Stromquelle nachge schaltet ist, dem ein Schaltungspunkt 2 folgt. Von hier aus führt eine Diode G 1 zur Basis eines Leistungs-Schalt transistors T 2 und eine Diode G 2 zum Kollektor 3. Durch die Einschaltflanke eines positiven Impulses am Eingang 1 wird die Einschaltphase des Transistors T 2 dadurch einge leitet, daß zunächst der Transistor T 1 durchschaltet und damit einen Basisstrom I 5 für den Transistor T 5 liefert. Damit der Transistor T 2 nicht zu stark in die Sättigung gerät, leitet die Diode G 2 einen Teil des Basisstroms zum Kol lektor 3 ab, so daß der Transistor T in der Quasisätti gung bleibt.In principle it is known that a one corridor1 for the pulse length modulated rectangular Control signals a transistorT 1 nachge as a power source is switched, which is a switching point2nd follows. From here leads from a diodeG 1 to the basis of a power switching transistorT 2nd and a diodeG 2nd to the collector3rd. By the switch-on edge of a positive pulse at the input1 becomes the turn-on phase of the transistorT 2nd thereby turned on conducts that first the transistorT 1 switches through and with it a base currentI. 5 for the transistorT 5 delivers. So that the transistorT 2nd don't get too saturated, conducts the diodeG 2nd part of the base stream to the col editor3rd off so that the transistorT in the quasisätti supply remains.

Um die Stromflußphase des Transistors T 2 schnell beenden zu können, ist an den Eingang 1 die Basis eines weiteren Transistors T 3 angeschlossen, der zu leiten beginnt, wenn am Eingang 2 das Potential am Ende eines Einschaltimpulses absinkt. Ein Kondensator C 1, der während der Stromflußpha se u. a. am Spannungsabfall an der Diode G 1 aufgeladen worden ist, wird dann plötzlich mit seinem in der Zeichnung linken Belag an das Potential der Masse M gelegt, so daß das Potential an der Basis des Transistors T 2 stark nach negativen Werten verschoben wird, was zu einer schnellen Ausräumung von Ladungsträgern an der Basis und damit zu einer schnellen Sperrung des Transistors T 2 führt.In order to be able to quickly end the current flow phase of the transistor T 2 , the base of a further transistor T 3 is connected to the input 1 and begins to conduct when the potential at the input 2 drops at the end of a switch-on pulse. A capacitor C 1 , which has been charged during the Stromflußpha se inter alia at the voltage drop across the diode G 1 , is then suddenly applied to the potential of the ground M with its coating on the left in the drawing, so that the potential at the base of the transistor T 2 is shifted strongly to negative values, which leads to a rapid removal of charge carriers at the base and thus to a rapid blocking of the transistor T 2 .

Im Prinzip ebenfalls bekannt ist ein Stromwandler W, des sen Primärwicklung im Laststrompfad des Transistors T 2 liegt, welcher den Kollektorstrom Ic führt, der von einer positiven Spannungsquelle U 2 durch einen Lastwiderstand Ro fließt. Der Sekundärstrom I 2 des Stromwandlers wird der Basis des Transistors T 2 zur Beschleunigung des Durch schaltens zugeführt.Also known in principle is a current transformer W , whose primary winding lies in the load current path of the transistor T 2 , which carries the collector current Ic , which flows from a positive voltage source U 2 through a load resistor Ro . The secondary current I 2 of the current transformer is supplied to the base of the transistor T 2 to accelerate the switching.

Neu gegenüber dem Bekannten ist nun hauptsächlich, daß der Sekundärstrom I 2 in den Steuersignalweg 1-4-2 bereits an einer Einmündung 4 fließt, die in Signalflußrichtung vor dem Schaltungspunkt 2 liegt, und daß dieser Strom I 2 auch diejenigen widerstandsbehafteten Bauelemente G 1, G 4, G 5 durchfließt, an deren Spannungsabfall während der Strom flußphase der Kondensator C 1 aufgeladen wird. Auf die se Weise wird während der ganzen Stromflußphase der Kol lektorstrom Ic mit Hilfe des Stromwandlers W in den Ba siskreis des Transistors T 2 transformiert. Somit ist der Basisstrom lastabhängig und proportional zum Kollektor strom. Das Übersetzungsverhältnis des Stromwandlers W entspricht der minimalen Stromverstärkung des Transistors T 2.New over the prior art is now mainly in that the secondary current I 2 flows in the control signal path 1-4-2 already at a junction 4 which is located in the signal flow before the node 2, and that this current I 2 even those resistive elements G 1, G 4 , G 5 flows, at the voltage drop during the current flow phase, the capacitor C 1 is charged. In this way, the collector current Ic is transformed with the aid of the current transformer W into the base circuit of the transistor T 2 during the entire current flow phase. The base current is therefore load-dependent and proportional to the collector current. The transformation ratio of the current transformer W corresponds to the minimum current gain of the transistor T 2 .

Neu gegenüber dem Bekannten ist auch ein zwischen die Stromquelle T 1 und die Einmündung 4 in Reihe zu einem Widerstand R geschalteter Kondensator C. Durch ihn ge langt beim Einschalten des Transistors T 1 nur ein Stromim puls I 1 zur Basis des Transistors T 2 und der restliche Basisstrom wird für die Dauer der Einschaltzeit dann von der Sekundärwicklung des Stromwandlers W geliefert. Auf diese Weise, d. h. durch die gleichzeitige Anwendung des Stromwandlers W und des Kondensators C, braucht die Strom quelle T 1 nur jeweils einen kurzzeitigen Einschaltstrom I 1 zu liefern.Also new to the known is a capacitor C connected in series to a resistor R between the current source T 1 and the junction 4 . Through him ge reaches when switching on the transistor T 1 only a current pulse I 1 to the base of the transistor T 2 and the rest of the base current is then supplied by the secondary winding of the current transformer W for the duration of the switch-on time. In this way, that is, by the simultaneous use of the current transformer W and the capacitor C , the current source T 1 only needs to deliver a brief inrush current I 1 in each case.

Unter dem Schaltbild sind die zeitlichen Verläufe der ver schiedenen Spannungen und Ströme angegeben: Die Steuer spannung Ue am Eingang 1 hat eine Einschaltflanke zur Zeit t 1 und eine Ausschaltflanke zur Zeit t 2. Daraus resultiert ein kurzzeitig von t 1 bis t 3 auftretender Einschaltstrom I 1 durch den Transistor T 1 und den Kondensator C und ein last abhängiger Sekundärstrom I 2 durch den Wandler W von t 1 bis t 4. Die Abhängigkeit dieses Stromes von der Größe des Last widerstandes ro ist durch eine zusätzliche gestrichelte Li nie gekennzeichnet. Die Zeitdifferenz zwischen t 4 und t 2 entspricht der Speicherzeit des Transistors T 2. Aus der positiven Hilfsspannungsquelle U 1 braucht also im wesent lichen nur die Einschaltstromspitze I 1 geliefert zu wer den. In vielen Anwendungsfällen kann man deshalb auf die Hilfsspannung U 1 ganz verzichten, wenn die Ansteuerschal tung (T 1) direkt von der Betriebsspannung U 2 gespeist wird.The timing of the different voltages and currents is shown below the circuit diagram: The control voltage Ue at input 1 has a switch-on edge at time t 1 and a switch-off edge at time t 2 . This results in an inrush current I 1 occurring briefly from t 1 to t 3 through transistor T 1 and capacitor C and a load-dependent secondary current I 2 through converter W from t 1 to t 4 . The dependence of this current on the size of the load resistance ro is never characterized by an additional dashed line Li. The time difference between t 4 and t 2 corresponds to the storage time of transistor T 2 . From the positive auxiliary voltage source U 1 therefore only the inrush current peak I 1 needs to be delivered to who. In many applications, one can therefore do without the auxiliary voltage U 1 if the control circuit (T 1 ) is fed directly by the operating voltage U 2 .

Zur Abschaltung von T 2 wird T 1 zum Zeitpunkt t 2 gesperrt und T 3 leitend geschaltet. Durch T 3 fließt daher in der Zeit von t 2 bis t 4 ein Strom I 3, der sich zusammensetzt aus dem Ausräumstrom an der Basis von T 2, der über den Kondensator C 1 abfließt, und dem noch bis zum Zeit punkt t 4 weiterfließenden Strom I 2. Die Entladezeitkon stante des Kondensators C 1 (dessen Aufladezeitkonstante durch die Stromeinspeisung über T 1 kurz ist) ist so lang, daß die Basis von T 2 auch während der Sperrphase negativ vorgespannt bleibt. Bei einem Hochspannungstran sistor kann der Basis eine Induktivität vorgeschaltet werden.To switch off T 2 , T 1 is blocked at time t 2 and T 3 is switched on. Through T 3 therefore flows in the time from t 2 to t 4, a current I 3 , which is composed of the clearing current at the base of T 2 , which flows through the capacitor C 1 , and which continues to flow until time t 4 Current I 2 . The discharge constant of the capacitor C 1 (whose charging time constant due to the current feed via T 1 is short) is so long that the base of T 2 remains negatively biased even during the blocking phase. In the case of a high-voltage transistor, an inductance can be connected upstream of the base.

Von t 3 bis t 2 fließt überschüssiger Basisstrom I 4 über die Diode G 2 zum Kollektor 3 ab. Den resultierenden Ba sisstrom für den Transistor T 2 zeigt dann der Verlauf des Stromes I 5.Excess base current I 4 flows from t 3 to t 2 via diode G 2 to collector 3 . The resulting base current for the transistor T 2 then shows the profile of the current I 5 .

Wie weit der Transistor T 2 in die Quasisättigung ge steuert wird während der Stromflußphasen, kann noch dadurch beeinflußt werden, daß der Anodenanschluß der Diode G 2 vorverlegt wird zur Anode der Diode G 5 bzw. G 4, wodurch die Restspannung von T 2 um eine bzw. zwei Diodenschwellspannungen erhöht werden kann.How far the transistor T 2 is controlled in the quasi-saturation during the current flow phases can be influenced by the fact that the anode connection of the diode G 2 is brought forward to the anode of the diode G 5 or G 4 , whereby the residual voltage of T 2 by one or two diode threshold voltages can be increased.

Der Sekundärstromkreis des Stromwandlers W bietet noch die Möglichkeit eines Überstromschutzes für den Lei stungstransistor T 2. Hierzu wird an einem Widerstand R 1 eine für einen Überstrom repräsentative Spannung abgegrif fen und einem Schwellenschalter S zugeführt, welcher den Eingang 1 im Falle eines Überstromes kurzschließt, und zwar für den Rest der Stromflußphase. In der darauf folgenden Impulspause (also nach der Zeit t 2) wird der Schwellen schalter S wieder geöffnet, so daß beim nächsten Einschalt impuls T 2 wieder durchgeschaltet werden kann. Der Schwel lenschalter S kann durch eine Transistorkombination oder einen schnellen Thyristor verwirklicht werden. Ein solcher Überstromschutz ist deswegen besonders schnell und wirk sam, weil er auf kurzem Weg direkt in die Ansteuerung am Eingang 1 eingreift.The secondary circuit of the current transformer W still offers the possibility of overcurrent protection for the power transistor T 2 . For this purpose, a voltage representative of an overcurrent is tapped at a resistor R 1 and fed to a threshold switch S , which short-circuits the input 1 in the event of an overcurrent, for the rest of the current flow phase. In the subsequent pulse pause (that is, after the time t 2 ), the threshold switch S is opened again, so that the next switch-on pulse T 2 can be switched through again. The threshold switch S can be implemented by a transistor combination or a fast thyristor. Such overcurrent protection is particularly fast and effective because it intervenes directly in the control at input 1 .

Die Vorteile der gezeigten Schaltungsanordnung bestehen insbesondere darin, daß der Basisstrom I 5 immer der Last Ro angepaßt ist und nicht der Ansteuerschaltung entnommen werden muß. Der Eigenstromverbrauch der Ansteuerschaltung T 1 bleibt daher sehr klein und es steigt der Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit der Gesamtschaltung bei kleinem Aufwand. Durch die Einführung des Sekundärstromes des Stromwandlers W in den Steuersignalweg 1-4-2 vor dem Schaltungspunkt 2 und auch vor dem Kondensator C 1 ist es außerdem möglich, als Halbleiterübergang im Steuer signalweg lediglich eine Diode G 1 anstelle eines strom verstärkenden Transistors zu verwenden. Es wird daher für einen solchen Transistor auch keine Hilfsspannung zur Stromversorgung benötigt.The advantages of the circuit arrangement shown are in particular that the base current I 5 is always adapted to the load Ro and does not have to be taken from the control circuit. The internal power consumption of the control circuit T 1 therefore remains very small and the efficiency and reliability of the overall circuit increases with little effort. By introducing the secondary current of the current transformer W in the control signal path 1-4-2 before the switching point 2 and also before the capacitor C 1 , it is also possible to use only a diode G 1 instead of a current-amplifying transistor as a semiconductor transition in the control signal path . No auxiliary voltage for the power supply is therefore required for such a transistor.

Claims

1. Steuerschaltung zum schnellen Schalten eines steuer baren Halbleiters mit folgenden Merkmalen:

a) Im Verlauf des Steuersignalweges (1-4-2) ist der Steuerelektrode des Halbleiters (T 2) ein Schal tungspunkt (2) vorgeschaltet, von dem ein Halblei terübergang (G 1) in Durchlaßrichtung zur Steuer elektrode und ein in Durchlaßrichtung geschalte tes Ventil (G 2) zum Kollektor (3) führt, zur Ba sisstrombegrenzung (I 5) in der Stromflußphase;
b) im Laststromkreis (Ro-3-T 2) ist die Primärwick lung eines Stromwandlers (W) angeordnet, von des sen Sekundärwicklung ein Strompfad (I 2) zum Steu ersignalweg (1-4-2) führt, zur Unterstützung des Basisstroms (I 5) zu Beginn der Stromflußphase;
c) wenigstens ein im Steuersignalweg (1-4-2) ange ordnetes, widerstandsbehaftetes Bauelement (G 1) ist durch einen Kondensator (C 1) überbrückt zur be schleunigten Beendigung der Stromflußphase;

1. Control circuit for fast switching of a controllable semiconductor with the following features:

a) In the course of the control signal path ( 1-4-2 ), the control electrode of the semiconductor (T 2 ) is a switching point ( 2 ) upstream, from which a semiconductor transition (G 1 ) in the forward direction to the control electrode and a switched in the forward direction tes Valve (G 2 ) leads to the collector ( 3 ), for base current limitation (I 5 ) in the current flow phase;
b) in the load circuit (Ro - 3 - T 2 ) the primary winding of a current transformer (W) is arranged, from whose secondary winding a current path (I 2 ) leads to the control signal path ( 1-4-2 ), to support the base current ( I 5 ) at the beginning of the current flow phase;
c) at least one in the control signal path ( 1-4-2 ) arranged, resistive component (G 1 ) is bridged by a capacitor (C 1 ) for accelerated termination of the current flow phase;

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

d) der Halbleiterübergang und das Ventil sind nicht steuerbare Gleichrichter (G 1, G 2),
e) die Einmündung des Strompfades (I 2) liegt am oder vor dem Schaltungspunkt (2) und vor dem Kondensator (C 1) im Steuersignalweg (1-4-2);
f) der Strompfad (I 2) ist zur Lieferung des Basisstromes (I 5) während der Stromflußphase auch noch nach deren Beginn und zu deren Aufrechterhaltung vorgesehen;
g) zur Zuführung des Signals, welches den Beginn der Stromflußphase einleitet (Zeitpunkt t 1) ist ein Kondensator (C) im Steuersignalweg (1-4-2) zum Differenzieren der Einschaltflanke (Ue zum Zeit punkt t 1) vorgesehen.

characterized by the following features:

d) the semiconductor junction and the valve are non-controllable rectifiers (G 1 , G 2 ),
e) the confluence of the current path (I 2 ) is at or before the circuit point ( 2 ) and before the capacitor (C 1 ) in the control signal path ( 1-4-2 );
f) the current path (I 2 ) is provided for supplying the base current (I 5 ) during the current flow phase even after it has started and has been maintained;
g) to supply the signal which initiates the beginning of the current flow phase (time t 1 ), a capacitor (C) in the control signal path ( 1-4-2 ) for differentiating the switch-on edge (Ue at time t 1 ) is provided.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sekundärkreis des Stromwandlers (W) einen Wider stand (R 1) enthält, an den ein Schwellenschalter (S) angeschlossen ist, zum Kurzschließen der Steuersignale (Eingang 1) bei zu hohem Laststrom (Ic).2. Control circuit according to claim 1, characterized in that the secondary circuit of the current transformer (W) was an opposing (R 1 ), to which a threshold switch (S) is connected, for short-circuiting the control signals (input 1 ) when the load current is too high ( Ic) .