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Steuerschaltung zum schnellen Schalten eines steuerbaren
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Halbleiters Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung nach dem Obe
begriff des Patentanspruches 1.
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Zur Erzeugung stabilisierter Spannungen aus einer vorhan denen Gleichspannung
(Batterie- oder gleichgerichtete Netzspannung) werden in zunehmendem Maße pulslängengeregelte
Transistor-Eintakt- oder -Gegentaktwandler verwendet. Soll der Wandler in einem
großen Lastbereich (Leerlauf, Voll-Last, Kurzschluß) arbeiten, so müssen die Schaltimpulse
des Wandler-Leistungstransistors bei konstanter Schaltfrequenz in ihrer Länge stark
variiert werden. Bei sehr kurzen Impulsen (Leerlauf oder Kurzschluß) ist dabei die
Speicherzeit des Transistors sehr hinderlich. Das ist diejenige Zeit, welche der
Transistor benötigt, um beim Eintreffen des Abschaltbefehles an sei ner Basis tatsächlich
-u sperren, d. h. von der Stromflu!
phase in die Sperrphase überzugehen.
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Es ist bekannt (DE-AS 27 15 133 und DE-OS 29 38 122), die Speicherzeit
dadurch zu verkürzen, daß der Schalttransistor mindestens am Ende jeder Stromflußphase
nur mit einem soweit verminderten Basisstrom betrieben wird, daß nicht die volle
Sättigung, sondern nur die sogenannte Quasisättigung erreicht wird. Zu diesem Zweck
muß der Basisstrom zumindest gegen Ende der Stromflußphase auf einen Höchstwert
begrenzt werden. Dies kann dadurch erreicht werden, daß in dem zur Basis führenden
Steuersignalweg zwischen einem Schaltungspunkt und der Basis ein Widerstand und/oder
ein in Durchlaßrichtung gepolter Halbleiterübergang (beispielsweise Diode oder Basis-Emitter-Strecker
eines Transistors) geschaltet wird und außerdem von dem Schaltungspunkt ausgehend
zum Kollektor des Transistors ein in Durchlaßrichtung gepoltes Ventil geschaltet
ist. Über dieses Ventil fließt dann nämlich überschüssiger Basisstrom zum Kollektor
ab, wenn die Kollektorspannung zu weit absinkt, wenn also der Transistor zu weit
in die Sättigung gerät.
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Aus den beiden oben genannten Druckschriften ist es außerdem bekannt,
einen der Basis vorgeschalteten Widerstand durch einen Kondensator zu überbrücken,
um einerseits die Durchschaltung des Transistors zu beschleunigen (weil der Kondensator
während der Einschaltflanke den Widerstand kurzschließt), aber andererseits auch
eine beschleunigte Ausräumung von Ladungsträgern an der Basis des Transistors am
Ende der Stromflußphase (also beim Übergang zum Sperrzustand) herbeizuführen, weil
dann nämlich der Kondensator während der Stromflußphase auf den Spannungsabfall
am Widerstand aufgeladen
ist, seine Spannung aber beim Eintreffen
des Abschaltsischnell gnales für den Transistor nicht ändern kann, wegen einer verhältnismäßig
langen Entladezeitkonstante bei der En ladung über den Widerstand; das Potential
an der Basis wird daher beim Eintreffen des Abschaltsignals schlagartig viel stärker
verändert als ohne den Kondensator.
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Schließlich ist es aus der genannten DE-AS 27 15 133, Fig. 2, auch
noch bekannt, zur beschleunigten Durchschaltung des Schalttransistors in seinem
Laststromkreis die Primärwicklung eines Stromwandlers vorzusehen, dessen Sekundärstrom
der Basis des Schalttransistors zugeführt wird.
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Da die als Schalttransistor verwendbaren Leistungstransistoren eine
verhältnismäßig kleine Stromverstärkung haben, wird zur Ansteuerung viel Strom benötigt.
Bei den bekannten Schaltungen werden daher für die Ansteuerschaltung mehrere Transistoren
oder zumindest ein leistungsstarker Transistor benötigt.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, den Stromverbrauch der Ansteuerschaltung
zu verringern.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch die Steuerschaltung mit den Merkmalen
des Patentanspruches 1. Eine vorteilhafte Weiterbildung ist im Unteranspruch angegeben.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel wird anhand der Zeichnung beschrieben.
Im Prinzip bekannt ist, daß einem Eingang 1 für die pulslängenmodulierten rechteckförmigen
Steuersignale ein Transistor T1 als Stromquelie nachge schaltet ist, dem pin Schaltungspunkt
2 folgt. Von hieraus führt eine Diode 1 zur Basis eines Leistungs-Schalttransistors
T2 und eine Diode G2 zum Kollektor 3. Durch
die Einschaltflanke
eines positiven Impulses am Eingang 1 wird die Einschaltphase des Transistors T2
dadurch eingeleitet, daß zunächst der Transistor T1 durchschaltet und damit einen
Basis strom I5 für den Transistor T2 liefert.
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nicht Damitder Transistor T2/zu stark in die Sättigung gerät, leitet
die Diode G2 einen Teil des Basisstromes zum Kollektor 3 ab, so daß der Transistor
T2 in der Quasisättigung bleibt.
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Um die Stromflußphase des Transistors T2 schnell beenden zu können,
ist an den Eingang 1 die Basis eines weiteren Transistors T3 angeschlossen, der
zu leiten beginnt, wenn am Eingang 1 das Potential am Ende eines Einschaltimpulses
absinkt. Ein Kondensator Cl, der während der Stromflunphase u. a. am Spannungsabfall
an der Diode G1 aufgeladen worden ist, wird dann plötzlichmit seinem in der Zeichnung
linken Belag an das Potential der Masse M gelegt, so daß das Potential an der Basis
des Transistors T2 stark nach negativen Werten verschoben wird, was zu einer schnellen
Ausräumung von Ladungsträgern an der Basis und damit zu einer schnellen Sperrung
des Transistors T2 führt.
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Im Prinzip ebenfalls bekannt ist ein Stromwandler W, dessen Primärwicklung
im Laststrompfad des Transistors T2 liegt, welcher den Kollektorstrom Ic führt,
der von einer positiven Spannungsquelle U2 durch einen Lastwiderstand Ro fließt.
Der Sekundärstrom I2 des Stromwandlers wird der Basis des Transistors T2 zur Beschleunigung
des Durchschaltens zugeführt.
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Neu gegenüber dem Bekannten ist nun hauptsächlich, daß der Sekundärstrom
I2 in den Steuersignalweg 1-4-2 bereits an einer Einmündung 4 fließt, die in Signalflußrichtung
vor dcm Schaltllngspunkt 2 liegt, und daß dieser Strom I2 auch
diejenigen
widerstandsbehafteten Bauelemente G1, G4, G5 durchflient, an deren Spannungsabfall
während der Stromfluß phase der Kondensator C1 aufgeladen wird. Auf diese Weise
wird während der ganzen Stromflunphase der Kollektorstrom Ic mit Hilfe des Stromwandlers
W in den Basiskreis des Transistors T2 transformiert. Somit ist der Basisstrom lastabhängig
und proportional zum Kollektorstrom. Das Übersetzungsverhä.ltnis des Stromwanderlers
W entspricht der minimalen Stromverstärkung des Transistor T2.
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Neu gegenüber dem Bekannten ist auch ein zwischen die Stromquelle
T1 und die Einmündung 4 in Reihe zu einem Widerstand R geschalteter Kondensator
C. Durch ihn gelangt beim Einschalten des Transistors Tlnur ein Stromimpuls I1 zur
Basis des Transistors T2 und der restliche Basisstrom wird für die Dauer der Einschaltzeit
dann von der Sekundärwicklung des Stromwandlers W geliefert. Auf diese Weise, d.
h. durch die gleichzeitige Anwendung des Stromwandlers W und des Kondensators C,
braucht die Stromquelle T1 nur jeweils einen kurzzeitigen Einschaltstrom I zu liefern.
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Unter dem Schaltbild sind die zeitlichen Verläufe der verschiedenen
Spannungen und Ströme angegeben: Die Steuerspannung Ue am Eingang 1 hat eine Einschaltflanke
zur Zeit tl und eine Ausschaltflanke zur Zeit t2. Daraus resultiert ein kurzzeitig
von tl bis t3 auftretender Einschaltstrom I durch den Transistor T1 und den Kondensator
C und ein last abhängiger Sekundärstrom I2 durch den Wandler W von t1 bis t4. Die
Abhängigkeit dieses Stromes von der Grbe des Last widerstandes Ro ist urch eine
zusätzlich ge-4:ri(-helte Li nie gekennzeichnet. nie Zeitdifferenz zwischen t4 nd
t2 entspricht der Scenche-zeit des Transistors T 2. Aus der
positiven
Hilfsspannungsquelle U1 braucht also im wesentlichen nur die Einschaltstromspitze
I1 geliefert zu werden. In vielen Anwendungsfällen kann man deshalb auf die Hilfsspannung
U1 ganz verzichten, wenn die Ansteuerschaltung(T1) direkt von der Betriebsspannung
U2 gespeist wird.
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Zur Abschaltung von T2 wird T1 zum Zeitpunkt t2 gesperrt und T3 leitend
geschaltet. Durch T3 fließt daher in der Zeit von t2 bis t4 ein Strom I3, der sich
zusammensetzt aus dem Ausräumstrom an der Basis von T2, der über den Kondensator
C1 abfließt, und dem noch bis zum Zeitpunkt t4 weiterfließendenStrom I2. Die Entladezeitkonstante
des Kondensators C1 (dessen Aufladezeitkonstante durch die Stromeinspeisung über
T1 kurz ist) ist so lang, daß die Basis von T2 auch während der Sperrphase negativ
vorgespann 9 leibt. Bei einem Hochspannungstransistor kann der Basis eine Induktivität
vorgeschaltet werden.
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Von t3 bis t2 fließt überschüssiger Basisstrom I4 über die Diode G2
zum Kollektor 3 ab. Den resultierenden Basisstrom für den Transistor T2 zeigt dann
der Verlauf des Stromes I5.
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Wie weit der Transistor T2 in die Quasisättigung gesteuert wird während
der Stromflußphasen, kann noch dadurch beeinflußt werden, daß der Anodenanschluß
der Diode G2 vorverlegt wird zur Anode der Diode G5 bzw. G4, wodurch die Restspannung
von T2 um eine bzw. zwei Diodenschwellspannungen erhöht werden kann.
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Der Sekundärstromkreis des Stromwandlers W bietet noch die Möglichkeit
eines Überstromschutzes für den Leistungstransistor T2. Hierzu wird an einem Widerstand
R1
eine für einen Überstrom repräsentative Spannung abgegriffen
und einem Schwellenschalter S zugeführt, welcher den Eingang 1 im Falle eines Überstromes
kurzschlißt, und zwar für den Rest der Stromflußphase. In der darauf folgenden Impulspause
(also nach der Zeit t2) wird der Schwellenschalter S wieder geöffnet, so daß beim
nächsten Einschalt impuls T2 wieder durchgeschaltet werden kann. Der Schwellenschalter
S kann durch eine Transistorkombination oder einen schnellen Tyristor verwirklicht
werden. Ein solcher Überstromschutz ist deswegen besonders schnell und wirksam,
weil er auf kurzem Weg direkt in die Ansteuerung am Eingang 1 eingreift.
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Die Vorteile der gezeigten Schaltungsanordnung bestehen insbesondere
darin, daß der Basis strom I5 immer der Last Ro angepaßt ist und nicht der Ansteuerschaltung
entnommen werden muß. Der Eigenstromverbrauch der Ansteuerschaltung T1 bleibt daher
sehr klein und es steigt der Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit der Gesamtschaltung
bei kleinem Aufwand. Durch die Einführung des Sekundürstromes des Stromwandlers
W in den Steuersignalweg 1-4-2 vor dem Schaltungspunkt 2 und auch vor dem Kondensator
C1 ist es außerdem möglich, als Halbleiterübergang im Steuersignalweg lediglich
eine Diode G1 anstelle eines stromverstärkenden Transistors zu verwenden. Es wird
daher für einen solchen Transistor auch keine Hilfsspannung zur Stromversorgung
benötigt.
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