DE3016354C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Meßstrom - Trennwandler zur galvanischen
Trennung eines primären und eines sekundären Stromkreises, die
einen Meßstromkreis bilden, mit zwei gleichartigen, weichmagnetische
Kerne aufweisenden Übertragern, die je eine Primärwicklung für den primären
Meßstrom, eine Sekundärwicklung für den sekundären Meßstrom, der
die magnetische Durchflutung der Primärwicklung kompensiert, und eine
Magnetisierungswicklung tragen, in der ein den jeweiligen Kern periodisch
in die entgegengesetzten magnetischen Sättigungszustände treibender Mag
netisierungsstrom fließt, wobei ein der Kompensationsabweichung der Durch
flutungen der Primär- und Sekundärwicklungen proportionaler Steuerstrom
einen Integrator beaufschlagt, durch den die Kompensationsabweichung auf
Null geregelt wird.
Es ist bereits ein Meßstrom-Trennwandler mit einem Übertrager bekannt,
dessen Kern periodisch in die zueinander entgegengesetzten Sättigungszu
stände magnetisiert wird. Der Übertrager ist mit Wicklungen für den primären
und den sekundären Meßstrom versehen. Die magnetischen Durchflutungen
der primären und sekundären Wicklung kompensieren sich ( DE-PS 11 53 452).
In der Zeitschrift: "ELEKTRONIK", 1967, H. 4, Seite 109 bis 112 ist ein
Meßstrom-Trennwandler beschrieben, der einen zusätzlichen Hilfsübertrager
enthält, dessen Wicklung die EMK des primären und sekundären Meßkreises
kompensieren. Darin ist auch ein Trennwandler erläutert, dessen Sekundär
wicklung einen an einen Verstärker angeschlossenen Tiefpaß speist. Der Ausgang
des Verstärkers ist auf gesonderte Wicklungen des Übertragers und
Hilfsübertragers rückgekoppelt.
Bei diesen bekannten Trennwandlern überlagert sich der Magnetisierungsstrom
während eines Ummagnetisierungszyklus dem sekundären Meßstrom. Der Ummag
netisierungsstrom beeinflußt daher die Meßgenauigkeit dieser Trennstrom
wandler.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Meßstrom - Trennwandler
der eingangs erwähnten Gattung derart weiterzuentwickeln, daß die Meßge
nauigkeit durch eine weitgehende Ausschaltung des Einflusses des Magneti
sierungsstroms auf den sekundären Meßstrom erhöht wird.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen
gelöst.
Die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms beeinflußt stark die positive
und negative Stromzeitfläche. Daher verändern bereits kleine Toleranzen
in der zeitlichen Dauer der Sättigungsspitze die beiden Stromzeit
flächen, deren Gleichheit für eine genaue Übertragung anzustreben ist,
und verursachen hierdurch Meßfehler. Die vorstehend erläuterte Anordnung
hat den Vorteil, daß ein auf dieser Ursache beruhender Meßfehler beseitigt
wird. Ein externes magnetisches Kraftfeld ändert den Einsatzpunkt
der magnetischen Sättigung und bewirkt eine gegensinnige Änderung der
positiven und negativen Spannungszeitfläche. Bereits die Auswirkung des
Erdmagnetfeldes hat sich in der Praxis bei den bekannten Trennwandlern
störend bemerkbar gemacht. Mit der oben beschriebenen Anordnung wird
diese die Meßgenauigkeit beeinflussende Fehlerquelle unschädlich gemacht.
Wenn der Kern an die magnetische Sättigung herangeführt wird, nimmt der
magnetische Streufluß zwischen Primär- und Sekundärwicklung zu. Der An
teil der Durchflutung in der Sekundärwicklung, der den die Primärwicklung
nicht durchsetzenden Streufluß erzeugt, bewirkt bei den bekannten
Trennwandlern einen Meßfehler. Um diesen zu vermindern, kann der Streu
fluß durch eine möglichst gute magnetische Kopplung zwischen beiden
Wicklungen - z. B. durch deren Anordnung übereinander und in gleichmäßiger
Verteilung über den gesamten Umfang eines Ringbandkernes - reduziert
werden, was wiederum im Hinblick auf die Koppelkapazität und die Isola
tionsspannung sehr nachteilig ist. Optimiert man dagegen diese beiden
Werte - z. B. durch Verlegung von Primär- und Sekundärwicklung auf je einen
Schenkel eines Zweischenkelübertragers - erhält man bei den bekannten Meß
strom-Trennwandlern den größtmöglichen Streuflußfehler. Dieser Fehler
übt bei der erfindungsgemäßen Anordnung keinen Einfluß auf die Meßgenauig
keit aus.
Durch den Wechsel der Magnetisierungsrichtung beim Eintritt der Sättigung
ist die Ummagnetisierungs-Periodendauer, wie bei allen sättigungsge
steuerten magnetischen Schwingern, kernspezifisch und nicht mit einem
externen Takt synchronisierbar. Dann ergeben sich störende gegenseitige
Beeinflussungen, wenn mehrere Trennwandler an der gleichen Speisespannung
betrieben werden sollen, oder die Speisespannung von einem DC-DC-
Wandler erzeugt wird. Die erfindungsgemäße Anordnung ermöglicht einen
extern synchronisierten Betrieb, so daß derartige Störungen vermieden
werden.
Der Magnetisierungsstrom ist bei den bekannten Trennwandlern dem Aus
gangsstrom überlagert und muß gegebenenfalls herausgefiltert werden.
Bei der bekannten Ausführung mit Tiefpaßfilter fließt er in den Eingang,
weshalb ein hoher Ausgangs-Brummstrom durch eine entsprechend große Zeit
konstante unterdrückt werden muß. Daraus ergibt sich eine Herabsetzung
der Grenzfrequenz. Die oben beschriebene Anordnung weist diesen Nachteil
nicht auf.
Durch eine Modifizierung des Kompensationsprinzips wird bei der Erfindung
der ein Maß für die Kompensationsabweichung der Durchflutungen dar
stellende Steuerstrom nur bei kleinen Magnetisierungsströmen dem Inte
grator aufgeschaltet. Da außerhalb dieser Integrations-Teilzeit der
Magnetisierungsstrom nichts zum Integral und damit auch nichts zur Kom
pensation beiträgt, entfallen die mit seiner Sättigungsspitze zusammen
hängenden Fehlerquellen.
Der kleine Magnetisierungsstrom und die folglich hohe magnetische Per
meabilität bedingen während der Integrations-Teilzeit einen niedrigen
magnetischen Streufluß. Der hohe Streufluß, der sich beim Eintritt der
magnetischen Sättigung einstellt, fällt nicht in diese Teilzeit und hat
folglich keine Auswirkung. Daher hat die oben erläuterte Anordnung den
Vorteil, daß ohne Inkaufnahme eines zusätzlichen Fehlers, Primär- und
Sekundärwicklung zwecks Erzielung einer niedrigen Streukapazität und
einer hohen Isolationsspannung räumlich getrennt werden können. Schließ
lich ist es bei der oben angegebenen Anordnung nicht mehr erforderlich,
den Sättigungszustand durch eine möglichst unverzüglich einsetzende
Rückmagnetisierung schnell zu beenden, da dieser nicht in die Teilzeit
fällt. Man kann sich damit vielmehr bis zum Eintreffen eines externen
Taktsignals Zeit lassen.
Die auf den Integrator geschaltete Stromzeitfläche ist mangels der
Magnetisierungsspitze sehr klein. Deshalb kann durch eine kleine Inte
gratorzeitkonstante die Grenzfrequenz erhöht werden.
Bei einer Ausführungsform sind die Steuerströme beider
Überträger auf den Eingang des Integrators geschaltet, wobei die Polarität
der beiden Magnetisierungsströme entgegengesetzt ist. Hierbei heben
sich ihre Spannungs-Zeitflächen fast vollständig auf. Daher kann in
dieser Ausführungsform die Integrator-Zeitkonstante besonders klein
gehalten werden.
Die Erfindung wird im folgenden an Hand von in einer Zeichnung darge
stellten Ausführungsbeispielen näher erläutert, aus denen sich die
Merkmale sowie Vorteile der Erfindung ergeben. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Meßstrom
Trennwandlers,
Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Meßstrom
Trennwandlers,
Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magnetisie
rungsstroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus
bei den in Fig. 1 dargestellten Übertragern,
Fig. 4 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magnetisierungs
stroms und von Schalterstellungen während eines Ummagnetisierungszyklus
bei den in Fig. 2 dargestellten Übertragern in einer
anderen Betriebsweise,
Fig. 5 ein Schaltbild eines Integrators,
Fig. 6 ein Schaltbild einer Stromquelle mit sehr kleinem Innenwider
stand,
Fig. 7 ein Schaltbild eines Teils einer dritten Ausführungsform eines
Meßstrom-Trennwandlers,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Schwellwertüberwachungsanordnung,
Fig. 9 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der EMK, des Magneti
sierunsstroms und von Schalterstellungen während eines
Ummagnetisierungszyklus bei der in Fig. 7 dargestellten
Schaltung,
Fig. 10 einen Meßstrom-Trennwandler mit einer Speisewicklung für
die Versorgung nachgeschalteter Verstärker.
Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung tragen zwei gleiche
Übertrager 1, 2 mit weichmagnetischen Kernen je eine Primärwicklung 1.1,
2.1, eine Sekundärwicklung 1.2, 2.2 und eine Magnetisierungswicklung 1.3,
2.3. Das eine Ende der Magnetisierungswicklung 1.3 ist über einen Wider
stand 4.1 und einen elektronischen Schalter 3.1 an positive bzw. über
einen elektronischen Schalter 3.2 an negative Spannung schaltbar. In
entsprechender Weise ist das eine Ende der Magnetisierungswicklung 2.3
über einen Widerstand 4.2 und einen elektronischen Schalter 3.3 an posi
tive bzw. über einen elektronischen Schalter 3.4 an negative Spannung
schaltbar. Das andere Ende der Magnetisierungswicklung 1.3 ist mit dem
der Magnetisierungswicklung 2.3 verbunden und über einen elektronischen
Schalter 3.5 auf den invertierenden Eingang 60 eines Integrators 6, bzw.
über einen elektronischen Schalter 3.6 auf den Mittelpunkt 50 eines
Spannungsteilers 5 schaltbar.
Die Punkte an den Übertragerwicklungen markieren die Wicklungsenden mit
gleicher Polarität.
Der Spannungsteiler 5, welcher die Speisespannung U S im Verhältnis 1 : 1
teilt, hat einen belastbaren Mittelpunkt mit dem Eingangswiderstand Null.
Er kann z. B. durch die bekannte Schaltung eines Widerstandsteilers und
eines Operationsverstärkers gem. Fig. 6 realisiert werden. Das Potential
des Teilermittelpunktes wird als Bezugspotential des Integrators 6 und
des sekundären mit I₂ bezeichneten Meßstromes definiert, der in den
Wicklungen 1.2 und 2.2 fließt.
Der Integrator 6 kann z. B. durch eine ebenfalls bekannte Schaltung zweier
Operationsverstärker mit Beschaltung gem. Fig. 5 realisiert werden, deren
Ausgangsstrom I₂ ein Integral des Eingangsstroms und unabhängig vom Aus
gangswiderstand ist, solange die Ausgangsspannung am Ausgang 62 nicht
anschlägt. Unter dieser Bedingung liegt der Eingang 60 auf dem Bezugs
potential des Eingangs 61 und hat den Eingangswiderstand Null.
Dem Ausgang 62 sind die beiden in Reihe liegenden sekundären Wicklungen
1.2 und 2.2 nachgeschaltet, deren Wicklungsenden mit gleicher Polarität
miteinander verbunden sind. In gleicher Weise sind die primären Wicklung
en 1.1 und 2.1 in Reihe geschaltet.
Die elektronischen Schalter 3.1 bis 3.6 werden nach dem in Fig. 3 darge
stellten Diagramm durch einen externen Takt gesteuert, dessen Erzeugung
nicht näher erläutert ist. Ein voller Ummagnetisierungszyklus ist in 10
Taktabschnitte 0 bis 9 unterteilt. Diesen Taktabschnitten sind für jeden
elektronischen Schalter Segmente für die Leitphase und die Sperrphase
zugeordnet. In die Segmente für die Leitphase ist die Schalter-Bezugs
ziffer eingetragen. Weiter ist der Verlauf der Windungs-EMK und des
Magnetisierungsstromes I µx.3 im Übertrager 1 bzw. 2 dargestellt, wobei
mit x der in beiden Wicklungen 1.3, 2.3 gleichartige Strom bezeichnet ist.
Nach dem Durchflutungsgesetz gilt für die Ströme in der Magnetisierungs
wicklung 1.3 bzw. 2.3:
Wegen
gilt für den Diffenzstrom I₃:
Mit w 1.2, w 1.1, w 1.3, w 2.1, w 2,2 und w 2.3 sind hierbei die Windungs
zahlen der Wicklungen 1.2, 1.1, 1.3, 2.1, 2.2 und 2.3 bezeichnet.
I µ1.3 und I µ2.3 heben sich fast vollständig auf, solange die Übertrager
nicht gesättigt sind. Die Integrations-Teilzeit, in welcher der Summen
strom I₃ über den elektronischen Schalter 3.5 auf den Integrator 6 ge
schaltet wird, ist in die Taktabschnitte 1, 2, 6, 7 gelegt und hat daher
einen Sicherheitsabstand gegenüber dem Zeitabschnitt mit magnetischer
Sättigung in der Größenordnung eines Taktabschnittes. Für die Integra
tions-Teilzeit gilt folglich mit sehr großer Näherung:
Bei der gegebenen Polarität bringt der Integrator 6 die Komponente I 3 zum
Verschwinden, und es ist die bekannte Gleichung für die vollständige Kom
pensation zweier Ströme erfüllt:
Damit sich die EMK in den in Reihe geschalteten Primär- und Sekundär
wicklungen vollständig aufhebt, wird die Speisespannung U S möglichst
genau im Verhältnis 1 : 1 geteilt. Das gilt jedoch nicht für das Bezugspotential
des sekundären Meßstromes I 2, welches daher von dem des elektronischen
Schalters 3.6 und des Integrators 6 getrennt und auf andere Weise realisiert
werden kann, z. B. als belastbarer Mittelabgriff der Speisespannungsquelle.
Die Anordnung gem. Fig. 1 wird zweckmäßigerweise durch eine Einrichtung -
wie bei dem eingangs erwähnten bekannten Trennwandler - ergänzt, welche
auf eine vorgegebenen Spitze des Magnetisierungsstromes in der Wicklung 1.3
bzw. 2.3 anspricht, und dann die elektronischen Schalter 3.1 und 3.2 bzw.
3.3 und 3.4 in die Sperrphase steuert. Eine derartige Anordnung ist in
Fig. 7 dargestellt.
Gemäß Fig. 7 sind die Magnetisierungswicklungen 1.3 bzw. 2.3 getrennt über
elektronische Schalter 3.7 bzw. 3.8 auf den Integrator 6 und über elektronische
Schalter 3.9 bzw. 3.10 auf Komparatoren bzw. Schwellwertüberwachungs
anordnungen 7 bzw. 8 geschaltet. Beide Komparatoren 7, 8, die z. B. durch die
bekannte Schaltung gem. Fig. 8 realisiert werden können, erhalten über
ihren Eingang 71 bzw. 81 das gleiche Bezugspotential wie der Integrator 6.
Die Komparatoren 7, 8 bestehen aus zwei in Serie geschalteten Differenz
verstärkern 7.0, 7.1. Ein Rückkopplungswiderstand 7.3 verbindet den Ausgang 72
des Differenzverstärkers 7.1 mit dem invertierenden Eingang des
Differenzverstärkers 7.0. Zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers 7.0
und dem Eingang 70 ist ein weiterer Widerstand 7.2 angeordnet. Die Werte
der Widerstände 7.2 und 7.3 sind in folgenden mit R 7.3 und R 7.2 bezeichnet.
Das Bezugspotential an den Eingängen 71 und 81 herrscht auch an den
Eingängen 70 und 80 wenn die Bedingung R 7.3<R 7.2 erfüllt ist.
Der Komparatorausgang bzw. 82 kann nur die positive und negative Endlage
(Anschlag) abnehmen, in welcher er annähernd das positive bzw. negative
Potential der Speisespannung erreicht. Aus seiner negativen (positiven)
Endlage wird z. B. der Komparator 7 in die positive (negative) Endlage
gekippt, wenn der in den (aus dem) Eingang 70 hineinfließende (heraus
fließende) Magnetisierungsstrom I 1.3 auf einen höheren Wert als der des
über den Rückkopplungswiderstand 7.3 abfließenden (zufließenden) Stromes
ansteigt.
Die Ausgangspolarität des Komparators 7 (8) ist somit ein Kriterium, ob
der in den Taktabschnitten 3,4 erwartete positive (negative) Sättigungs
wert des Magnetisierungsstromes I 1.3 (I 2.3) überschritten ist. Er wird
dazu herangezogen, die elektronischen Schalter 3.1, 3.2, (3.3, 3.4) in
die Sperrphase zu steuern. Auf diese Weise entsteht ein Taktdiagramm und
ein Ablauf der EMK und des Magnetisierungsstromes gem. Fig. 9. Widerstände
zur Strombegrenzung in den Magnetisierungswicklungen sind nicht erforder
lich
Da eine Anordnung gem. Fig. 7 sich somit selbst Zeitmarken beim Eintritt
der Sättigung setzt, kann sie - wie der erwähnte bekannte Trennwandler -
auch ohne externen Takt betrieben werden. Dann würden sich die positiven
und negativen Magnetisierungszyklen natürlich unmittelbar aneinander an
schließen. Es werden dann die Integrations-Teilzeiten durch nicht dar
gestellte, zusätzliche Mittel, z. B. von den Komparatoren gesteuerte Mono
trigger, markiert werden.
Dem zusätzlichen Aufwand an Elektronik für eine Anordnung gem. Fig. 7 steht
der Vorteil eines niedrigeren Leistungsbedarfes gegenüber, da einer der
Magnetisierungsströme nur eine schmale Spitze aufweist.
Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 2
dargestellt. Sie unterscheidet sich von Fig. 1 dadurch, daß die Magneti
sierung der Kerne und die Steuerung des Integrators 6 mit getrennten
Wicklungen erfolgt. Der Magnetisierung dienen die gleichsinnig in Reihe
liegenden Wicklungen 1.3, 2.3, der Integratorsteuerung die gegensinnig
in Reihe liegenden Wicklungen 1.4, 2.4. Einmal gleiche Windungszahlen
der Wicklungen 1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 unterstellt gilt:
I₄ + Iµ = I₀ + I 1.3, (Gl. 6)
I₄ - Iµ = I₀ - I 2.3, (Gl. 7)
I₄ - Iµ = I₀ - I 2.3, (Gl. 7)
Mit I₄ ist hierbei der über die Wicklungen 1.4und 2.4 fließende Strom
bezeichnet, während Iµ der über die Wicklungen 1.3, 2.3 fließende Strom
ist.
Löst man diese Gleichungen nach Iµ bzw. I₄ auf erhält man:
Iµ=1/2 (I µ1.3+I µ2.3 ), (Gl. 9)
I₄=I₀+1/2(I µ1.3-I µ2.3 ). (Gl. 10)
I₄=I₀+1/2(I µ1.3-I µ2.3 ). (Gl. 10)
Da aber, wie schon bemerkt, I µ1.3 und I µ2.3 fast gleich sind, kann man
die Verhältnisse mit guter Näherung auch so darstellen:
I µ=I µ1.3=I µ2.3, I₄=I₀.
Ordnet man den Wicklungen 1.3 und 1.4 bzw. 2.3 und 2.4 ein von eins ab
weichendes Übersetzungsverhältnis zu, erhält man für I₄:
Folglich ist auch in Fig. 2 der auf den Integratoreingang 60 geschaltete
Strom I₄ proportional dem nicht kompensierten Durchflutungsanteil, welcher
bei der vorliegenden Polung auf Null geregelt wird. Von den vorstehenden
Unterschieden abgesehen, entsprechen sich die Funktionen von Fig.1 und
Fig. 2, weshalb eine Betriebsweise nach dem in Fig.3 dargestellten Takt
diagramm möglich ist.
Die Anordnung gem. Fig. 2 kann vorteilhafterweise auch nach dem in Fig.4
dargestellten Taktdiagramm gesteuert werden. Nach diesem Diagramm sind
die elektronischen Schalter 3.1 . . . 3.4 während der Integrations-Teil
zeit in der Sperrphase, d. h.: in dieser Zeit ist die Ummagnetisierung
unterbrochen, so daß kein Magnetisierungsstrom fließt.
Da die nicht verbundenen Enden der Wicklungen 1.4, 2.4 stets auf gleichem
Potential liegen, ist auch die EMK in diesen und allen anderen einander
entsprechenden Wicklungen gleich.
Das Bezugspotential für den Integrator 6 und den elektronischen Schalter
3.6 muß nicht, wie bei Fig. 1, durch genaue Teilung der für die Magneti
sierung verwendeten Speisespannung hergestellt werden. Vielmehr kann zur
Speisung der Magnetisierungswicklungen 1.3, 2.3 auch eine gegenüber diesem
Bezugspotential beliebig versetzte bzw. potentialgetrennte Spannung
herangezogen werden. Grundsätzlich ist jeder Wechselspannungsgenerator
mit näherungsweise symmetrischen positiven und negativen Halbwellen ge
eignet.
Es sind Anwendungsfälle möglich, bei denen der sekundäre Meßstromkreis
nicht mit der zur Verfügung stehenden Speisespannungsquelle verbunden
sein darf. Diese ist zweckmäßigerweise über einen DC-DC-Wandler abzu
trennen. In diesem Falle ist es äußerst vorteilhaft, den Takt des DC-DC-
Wandlers als Führungstakt des Trennwandlers zu verwenden. Das läßt sich bei
entsprechender Dimensionierung durchführen. Bei den vorstehenden Ausfüh
rungsbeispielen, in welchen ein voller Ummagnetisierungszyklus in 10 Takt
abschnitte eingeteilt ist, müßte das Frequenzverhältnis zwischen DC-DC-
Wandler und Trennwandler 10 : 1 betragen.
Verwendet man sättigungsgesteuerte magnetische Eintakt- oder Gegentakt
wandler, deren Frequenz sich proportional zur Speisespannung ändert, er
hält man einen spannungsunabhängigen Verlauf der EMK und des Magnetisierungs
stromes im Taktraster gem. Fig. 3 bzw. 4 bzw. 9. Nur der Zeitmaßstab dieses
Taktrasters kann sich ändern. Verwendet man schließlich auch noch das
gleiche Kernmaterial für den DC-DC- und den Trennwandler, wirken sich
auch die temperaturbedingten Änderungen des magnetischen Sättigungskraft
flusses nicht auf diese Diagramme aus.
Eignet sich das primäre Meßsignal nicht zur direkten Einspeisung der Pri
märwicklungen, z. B., weil es von einer hochohmigen Spannungsquelle ge
liefert wird, muß es durch einen Verstärker in ein geeignetes Meßstromsig
nal umgeformt werden.
Die Versorgungsspannung eines derartigen Verstärkers kann durch gleich
sinnig in Reihe geschaltete zusätzliche Wicklungen 1.5, 2.5 gem. Fig.10
gewonnen werden. Die Gleichungen 6, 7, 8, 10 gestalten sich dann wie folgt:
I₄+Iµ=I₀+I µ1.3+I₅ (Gl. 12)
I₄-Iµ=I₀-I µ2.3-I₅ (Gl. 13)
I=1/2(I µ1.3+I µ2.3 )+I₅ (Gl. 14)
I₄=I₀+1/2(I µ1.3-I µ2.3 ) (Gl. 15)
I₄-Iµ=I₀-I µ2.3-I₅ (Gl. 13)
I=1/2(I µ1.3+I µ2.3 )+I₅ (Gl. 14)
I₄=I₀+1/2(I µ1.3-I µ2.3 ) (Gl. 15)
Der Strom durch die zusätzlichen Wicklungen 1.5 und 2.5 ist hierbei mit I₅ bezeichnet.
Der Strom Iµ hat gem. Gl. 14 neben den Magnetisierungskomponenten 1/2·I µ1.3,
1/2·I µ2.3 die Speisestromkomponente I₅. Letztere beeinflußt gem. Gl. 13 je
doch nicht den auf den Integratoreingang geschalteten Strom I₄ und beein
trächtigt somit nicht die Genauigkeit.
Der Strom I₅ wird in einer Brücke 10 gleichgerichtet und speist einen Ver
stärker 9, an dessen Eingängen 90, 91 die Eingangsspannung U₁ liegt. Diese
Spannung formt der Verstärker 9 in einen proportionalen Strom I₁ um, welcher
die Primärwicklungen 1.1, 1,2 speist.
Die Speisewicklungen gehören mit den Primärwicklungen zum Primärkreis und
werden daher, zwecks Erzielung einer hohen Isolationsspannung und einer
niedrigen Koppelkapazität, gegenüber dem Sekundärkreis möglichst dicht
beieinander (z. B. auf dem gleichen Transformatorschenkel ineinander ver
schachtelt) und möglichst weit von den übrigen Wicklungen getrennt ange
ordnet.
Der Vorteil einer Anordnung gem. Fig. 10 besteht in der Einsparung eines
Übertragers für die Speisespannung und der Vermeidung der mit einem Über
trager einhergehenden Vergrößerung der Koppelkapazität.
Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung bezieht sich auf die Wicklungen
der Übertrager 1, 2. Die Weiterbildung kann derart sein, daß gleichsinnig
oder gegensinnig in Reihe geschaltete Wicklungspaare durch je eine beiden
Kernen gemeinsame Wicklung ersetzt werden. In der Anordnung gem. Fig.10
können z. B. die gleichsinnigen Wicklungspaare 1.3, 2.3 und 1.5, 2.5 oder
die gegensinnigen Wicklungspaare 1.1, 2.1 und 1.2, 2.2 und 1.4, 2.4 durch
eine gemeinsame Wicklung ersetzt werden.
Bei einer Gestaltung des Meßstrom-Trennwandlers als Durchsteckwandler
ist die Primärwicklung als gemeinsame Wicklung notwendigerweise vorgegeben.
Die Kernachsen von Übertragern mit gemeinsamen Wicklungen verlaufen aus
konstruktiven Gründen in parallelen Ebenen. Folglich laufen auch die Kraft
flüsse in den beiden Kernen parallel. Durch ein externes magnetisches
Kraftfeld werden sie folglich im gleichen Richtungssinn beeinflußt. Werden
gleichsinnige (gegensinnige) Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung
ersetzt, verursacht ein externes Kraftfeld gleichsinnige (gegensinnige)
Zusatzkomponenten von I µ1.3. (Gl. 6, 9, 10, 12, 14, 15) und I µ2.3 (Gl. 7,
9, 10, 13, 14, 15). Während der Integrationsteilzeit haben diese Kompo
nenten sehr kleine Werte und fallen daher kaum ins Gewicht. Sind sie
überdies gleichsinnig, heben sie sich in den Gl. 10, 14 auf, so daß bei
einem Ersatz gleichsinniger Wicklungspaare durch eine gemeinsame Wicklung
die Auswirkung eines externen Magnetfeldes besonders gering ist.
Claims (13)
1. Meßstrom-Trennwandler zur galvanischen Trennung eines pri
mären und eines sekundären Stromkreises, die einen Meßstrom
kreis bilden, mit zwei gleichartigen, weichmagnetische Kerne
aufweisenden Übertragern, die je eine Primärwicklung für den
primären Meßstrom, eine Sekundärwicklung für den sekundären
Meßstrom, der die magnetische Durchflutung der Primärwicklung
kompensiert, und eine Magnetisierungswicklung tragen, in der
ein den jeweiligen Kern periodisch in die entgegengesetzten
magnetischen Sättigungszustände treibender Magnetisierungs
strom fließt, wobei ein der Kompensationsabweichung der Durch
flutungen der Primär- und Sekundärwicklungen proportionaler
Steuerstrom einen Integrator beaufschlagt, durch den die Kom
pensationsabweichung auf Null geregelt wird, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Integrator (6) mit seinem Eingang (60) über
mindestens einen Schalter (3.5; 3.7, 3.8) an eine den Steuer
strom führende Wicklung (1.3, 2.3; 1.4, 2,4) angeschlossen ist,
und daß der Steuerstrom durch Schließung des Schalters nur in
denjenigen Teilzeiten der Ummagnetisierungszyklen den Ein
gang (60) des Integrators (6) beaufschlagt, in denen der Mag
netisierungsstrom klein oder zwangsweise unterbrochen ist.
2. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuerströme beider Übertrager (1, 2) auf den Eingang
des Integrators (6) geschaltet sind, wobei die Polarität der
beiden Magnetisierungsströme entgegengesetzt ist.
3. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß für die Magnetisierungsströme und die Steuerströme
auf den Übertragern (1, 2) jeweils gesonderte Wicklungen (1.3,
2.3, 1.4, 2.4) angeordnet sind.
4. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, da
durch gekennzeichnet, daß jeder Übertrager (1, 2) zwei oder mehr die
Primärwicklung (1.1, 2.1) ersetzende Wicklungen aufweist, die jeweils
einem primären Stromkreis zugeordnet sind.
5. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden,
dadurch gekennzeichnet, daß jeder Übertrager (1, 2) eine oder mehrere
Wicklungen (1.5, 2.5) für die Speisung eines mit dem jeweiligen pri
mären Stromkreis verbundenen Verstärkers (9) aufweist.
6. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Taktschaltung eine externe Takt
signalfolge erzeugt, durch die ein Taktraster festgelegt ist, das
der Dauer eines Ummagnetisierungszyklus zugeordnet ist.
7. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß als Taktschaltung eine sättigungsgesteuerte, magnetische
Schwingschaltung vorgesehen ist.
8. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 5 oder 7, dadurch gekennzeich
net, daß die Schwingschaltung zusätzlich zur Trennung zwischen dem
sekundären Stromkreis und der Speisespannungsquelle verwendet ist.
9. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß auf die Sättigungsspitze des Magnetisierungsstroms eine Schwell
wertüberwachungsschaltung (7, 8) eingestellt ist, über die der
Magnetisierungsstrom abschaltbar ist.
10. Meßstrom-Trennwandler nach einem der Ansprüche
1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß auf die Sättigungsspitze des
Magnetisierungsstroms eine Schwellwertüberwachungsschaltung (7, 8)
eingestellt ist, bei deren Ansprechen die Ummagnetisierung in ent
gegengesetztem Sinn einleitbar ist.
11. Meßsstrom-Trennwandler nach Anspruch 3 oder einem der folgenden,
dadurch gekennzeichnet, daß während der Beaufschlagung des Inte
grators (6) mit Steuerstrom die Ummagnetisierung durch Betätigung
von an die Magnetisierungswicklung (1.3, 2.3) angeschlossenen Schal
tern (3.1, 3.2; 3.3, 3.4) unterbrochen ist.
12. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 1 oder einem der folgenden,
dadurch gekennzeichnet, daß einander entsprechende Wicklungen (1.1,
2.1; 1.2, 2.2; 1.3, 2.3) auf den beiden Übertragern (1, 2), durch die
entweder gleichsinnige oder gegensinnige Durchflutungen der Kerne
der Übertrager erzeugt werden, jeweils durch eine gemeinsame, die
beiden Kerne umschließende Wicklung ersetzt sind.
13. Meßstrom-Trennwandler nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeich
net, daß für die Übertrager (1, 2) und die sättigungsgesteuerte mag
netische Schwingschaltung die Kerne aus dem gleichen Material her
gestellt sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803016354 DE3016354A1 (de) | 1980-04-28 | 1980-04-28 | Messstrom - trennwandler |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803016354 DE3016354A1 (de) | 1980-04-28 | 1980-04-28 | Messstrom - trennwandler |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3016354A1 DE3016354A1 (de) | 1981-10-29 |
DE3016354C2 true DE3016354C2 (de) | 1988-06-30 |
Family
ID=6101160
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19803016354 Granted DE3016354A1 (de) | 1980-04-28 | 1980-04-28 | Messstrom - trennwandler |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3016354A1 (de) |
-
1980
- 1980-04-28 DE DE19803016354 patent/DE3016354A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3016354A1 (de) | 1981-10-29 |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
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8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
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