DE3009523A1

DE3009523A1 - Stabilisierte und vom energieversorgungsteil isolierte fernseh-ablenkschaltung

Info

Publication number: DE3009523A1
Application number: DE19803009523
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Friedrich Wilhe Dietz
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-03-12
Filing date: 1980-03-12
Publication date: 1980-09-18
Also published as: ES8103530A1; FR2451683A1; GB2045564B; DE3009523C2; FI70104B; FI70104C; FI800673A; AT395085B; ES489417A0; IT8020236A0; IT1140711B; ATA136480A; FR2451683B1; GB2045564A

Description

ECA 71035 Ks/Ki

U.S. Serial No: 019,581

Filed: March'12, 1979

ECA Corporation
New York, U.Y., V. St. v. A.

Stabilisierte und vom Energieversor fingsteil isolierte g erns eh-Ab1enks cnaltung

Die Erfindung bezieht sich auf im Schaltbetrieb arbeitende Konstantregler, in denen der Eeglerschalter in den nichtleitenden Zustand kommutiert wird. Solche Eonstantregler werden für die Speisung netzisolierter Fernseh-Horizontalablenkschaltungen verwendet .

Horizont al abl enks chaltung en werden in Verbindung mit Fernsehbildröhren in Fernseh-Wiedergabegeräten venendet. Typischerweise enthält die Horizontalablenkschaltung eine auf die Bildröhre wirkende Magnetwicklung und eine Schalteinrichtung, über welche Energie aus einer Gleichspannungsquelle auf die Wicklung und ihre zugehörigen Eeaktanzen gekoppelt wird. Die Schalteinrichtung ist synchronisiert mit den Synchronsignalen, die zum Informationsinhalt des mit der Bildröhre wiederzugebenden Videosignals gehören. Um verzerrte Bilder auf dem Wiedergaberaster zu vermeiden, muß die Länge der horizontalen Abtastzeilen (d.h. die Bildbreite) und der Spitzenwert der -Ablenkung bzw. des Ablenkstroms über ziemlich lange Zeiten konstant gehalten werden.

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Es gibt viele Ursachen, die dazu führen können, daß sich die Länge der horizontalen Abtastzeilen ändert. Wenn die Speisegleichspannung für die Horizontalablenkschaltung schwankt, dann kann sich die Ablenkenergie und somit die Länge der horizontalen Abtastzeilen ändern. In der Vergangenheit ist es üblich gewesen, die an die Horizontalablenkschaltung gelegte Gleichspannung durch Verwendung eines Verlustreglers zu stabilisieren. Da sich Fernsehempfänger jedoch unter anderem auch durch niedrigen Leistungsverbrauch auszeichnen sollen, geht die Verwendung solcher Verlustregler zu Gunsten verlustloser oder im Schaltbetreib arbeitender Reglertypen zurück.

Unter den in Schaltbetrieb arbeitenden Konstantreglern zur Versorgung von Fernseh-Ablenkschaltungen gibt es den sogenannten Bückstrom-Konstantregler. Dieser Reglertyp wird deswegen so genannt, weil hier die über dem Maximalbedarf der Ablenkschaltung liegende überschüssige Energie während eines Teils des Ablenkintervalls vom Regler zurück in die Versorgungsquelle fließt. Ein derartiger Konstantregler ist in der US-Patentschrift 4-013 923 beschrieben. Bei dem in dieser Patentschrift behandelten lall eines thyristorgesteuerten Ablenksystems findet die Regelung während desjenigen Intervalls statt, in dem der Kommutierungsschalter geöffnet bzw. nichtleitend ist. Dieses Intervall hat eine Dauer von ungefähr 38 MikrοSekunden, also mehr als die Hälfte der 63 Mikrosekunden langen Horizontalablenkperiode. Das Prinzip der Rückstrom-Konstantregelung läßt sich aber nicht ohne weiteres bei transistorgesteuerten Horizontalablenksystemen anwenden, weil dort nur das relativ kurze Rücklaufintervall für das Stattfinden der Regelung (d.h. für den Regeleingriff) zur Verfügung steht und außerdem weil die Austastung des Rückstrom-Schalters die Impedanz der Quelle ändert und die Rücklaufzeit störend beeinflußt.

Vorwärtsstrom-Konstantregler, wie sie in der US-Patentschrift 4 002 965 beschrieben sind, können bei Verwendung mit einer transistorgesteuerten Ablenkschaltung für eine galvanische

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Trennung oder uetzisolierung sorgen» Entsprechende Anordnungen benötigen jedoch entweder für hohe Spannung ausgelegten Reglerschalter oder erfordern Dioden, um zu verhindern, daß während des Rücklaufintervalls eine übermäßige Spannung in Sperrichtung an den Reglerschalter gelegt wird. Außerdem ist hier die Inderungsbreite der Auftastzeit, die zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung bei Metz- und Lastschwankungen erforderlich ist, relativ groß, was den Ebrrekturbereich begrenzt.

In der US-Patentschrift 4- 07I 810 ist ein mit einem bidirektionalen (d.h. in beiden Richtungen leitenden) Reglerschalter arbeitender Vorwärtsstrom-Konstantregler beschrieben, der bei Verwendung mit einer thyristorgesteuerten Ablenkschaltung eine galvanische Trennung zwischen der Energiequelle und der Ablenkschaltung bringt und bei dem die Spannung in Sperrichtung am Reglerschalter begrenzt ist. Dieser Konstanthalter erfordert jedoch eine gesonderte gesteuerte Resonanzschaltung, damit der Reglerschalter nichtleitend werden kann.

Es ist wünschenswert, einen in Verbindung mit einer transistorgesteuerten Ablenkschaltung verwendbaren Konstanthalter zu schaffen, der eine galvanische Trennung gegenüber dem Uetz bringt, keine hohe Spannung am Reglerschalter während des Rücklaufintervalls verursacht, einen breiten Regelbereich hat, in einen nichtleitenden Zustand kommutiert wird und somit nur relativ kleine Verluste bringt, und der entweder keine unabhängige Schaltungsanordnung zum Ausschalten benötigt oder, falls eine solche Schaltungsanordnung verwendet wird, beim Ausschalten nur kleinen Schaltstößen unterliegt.

Ia einer vorteilhaften Aus führung s form wird die Erfindung bei einer stabilisierten Fernseh-Ablenkschaltung realisiert, die aus einer Quelle ungeregelter Gleichspannung mit Energie versorgt und dabei gegenüber dieser Quelle isoliert sein soll. Die erfindungsgemäße Ablenkschaltung enthält einen Reglerschalter, der einen gesteuerten Stromweg und eine Steuerelektrode

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hat. In Reihe mit dem Hauptstromweg und der Gleichspannungsquelle ist eine Primärwicklung eines Transformators angeordnet, um während derjenigen Intervalle, in denen der Reglerschalter eingeschaltet ist, Energie aus der Gleichspannungsquelle an die Erimärwicklung zu übertragen. Der Transformator hat eine Sekundärwicklung, die gegenüber der Erimärwicklung galvanisch isoliert ist. Über die Sekundärwicklung ist eine Äblenkwieklung gekoppelt, um einen Weg zu bilden, durch welchen Strom in "beiden Richtungen zwischen diesen Teilen fließen kann. Earallel zur Äblenkwieklung ist ein Hinlaufschalter angeordnet, der mit der Horizontalfrequenz betätigt wird, um den Fluß von Ablenkstrom in der Ablenkwicklung während periodischer Hinlauf- und Rücklaufintervalle herbeizuführen. Die während des RücklaufIntervalls an der Ablenkwicklung herrschende Spannung wird auf die Er imär wicklung gekoppelt, um den Strom im Hauptstromweg während des Rücklaufintervalls zur Ausschaltung des Regler schalters auf Null zu vermindern. Mit der Steuerelektrode und mit einem Fühlpunkt für Energie in der Ablenkschaltung ist eine Steuereinrichtung gekoppelt, um die Einschaltzeit des Reglerschalters während des Hinlaufintervalls so zu steuern, daß das der Ablenkschaltung zugehörige Spannungs- oder Energieniveau auf einer im wesentlichen konstanten Amplitude gehalten wird.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Figuren 1 und 3 sind Schaltbilder erfindungsgemäßer stabilisierter Ablenkschaltungen für Fernsehempfänger;

Figuren 2 und 4- zeigen den zeitlichen Verlauf verschiedener elektrischer Größen in den Schaltungen nach Figur 1 bzw. 2.

Oben links in Figur 1 ist ein insgesamt mit ΊΟ bezeichneter Energieversorgungsteil (Netzteil) dargestellt, dessen Klemmen 12 und 14- an das Wechselspannungsnetz oder eine andere Wechsel-

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spannungsquelle (nicht gezeigt) anschließtar sind. Mit den Klemmen 12 und 14 ist ein Vollweg-Brückengleichrichter 16 gekoppelt, der in "bekannter Weise mit einem Siebkondensator 18 zusammengeschaltet ist, um den pulsierenden Gleichstrom zu glätten und eine ungeregelte Gleichspannung zu liefern. Die Gleichspannung wird an eine insgesamt mit 20 bezeichnete Konstantreglerschaltung gelegt. Die Reglerschaltung 20 enthält eine Reihenschaltung aus einer Induktivität oder Wicklung 22, der R?imärwicklung 24a eines Transformators 24 und einem bidirektionalen Reglerschalter 26. Diese Reihenschaltung ist parallel zum Kondensator 18 angeordnet. Der Schalter 26 enthält einen gesteuerten Siliziumgleichrichter (Thyristor) 28 und antiparallel dazu eine Diode 30.

An einer Sekundärwicklung 24b des Transformators 24 wird eine hohe Wechselspannung erzeugt. Diese hohe Spannung wird durch einen als Diode 32 dargestellten Gleichrichter gleichgerichtet und von der Kathode der Diode.. 32 an den Hochspannungsanschluß einer Bildröhre (nicht dargestellt) gelegt. Eine weitere Sekundärwicklung 24c des Transformators 24 ist mit einer Schaltung 33 verbunden, die eine Bezugsspannung liefert. Von der Wicklung 24c fließt über eine Diode 34 und einen Widerstand 36 Strom zu einem insgesamt mit 38 bezeichneten und aus einem Widerstand und einer Kapazität gebildeten Filter, um eine Gleichspannung zu erzeugen, die in Relation zum Betrag der im System zirkulierenden Energie steht. Diese Gleichspannung wird als Bezugsgröße zur Steuerung des Kons t antr e gler s verwendet.

Mit dem einen Ende einer dritten Sekundärwicklung 24d des Transformators 24 ist eine insgesamt mit 40 bezeichnete Horizontalablenkschaltung gekoppelt. Das andere Ende der Wicklung 24d ist über einen FiIterkondensator 41 an Masse gekoppelt. Die Horizontalablenkschaltung 40 enthält einen Hinlaufschalter 42, bestehend aus einem npn-Horizontalendtran- #istor 44, dessen Emitter an Masse angeschlossen ist, und einer Zeilendiode 46, deren Kathode mit dem Kollektor des Tran-

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sistors 42 und dessen Anode mit Masse verbunden ist. Parallel zum Schalter 42 liegt ein Rücklaufkondensator 48 und eine Reihenschaltung aus einer Ablenkwicklung 50 und einem S-rFormungskondensator 52. Die Ablenkschaltung 40 wird durch Energie gespeist, die über den Transformator 24 eingekoppelt und im Kondensator 41 gespeichert w±rd.

Eine Quelle für horizontalfrequente Synchronsignale, in Figur 1 rechts unten als Oszillator 60 dargestellt, ist mit der Basis eines npn-Treibertransistors 62 verbunden, dessen Emitter an Masse angeschlossen ist. Der Kollektor 64 des Transistors 62 ist über einen Transformator 66 mit der Basis 43 des Transistors 44 gekoppelt. Der Kollektor 64 des Treibertransistors 62 steuert außerdem eine insgesamt mit 68 bezeichnete Steuerschaltung für den Konstantregler an. Die Steuerschaltung 68 enthält einen Parallelregler 69 j bestehend aus einer zwischen dem Kollektor des Transistors 64 und Masse geschalteten Reihenschaltung eines Widerstandes 70 und einer Zener&iode 72. Ein Ladewiderstand 74 koppelt den Ausgang des Parallelreglers 69 niit einem Ende eines Ladekondensators 80, dessen anderes Ende an Hasse angeschlossen ist. Parallel zum Kondensator 80 liegt der Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 76 in Reihe mit einem Stabilisierungswiderstand 78.

Der Kollektor 77 des Transistors 76 ist an ein Ende der Primärwicklung 82a eines Trenntransformators 82 angeschlossen, deren anderes Ende mit dem Kollektor 64 verbunden ist. Parallel zur Wicklung 82a ist ein Dämpferwiderstand 84 angeordnet. Die Primärwicklung 82b des Transformators 82 ist zwischen die Gateelektrode und die Kathode des Thyristors 28 geschaltet. Die Steuerschaltung spricht über die Reihenschaltung einer Zenerdiode 86 und eines Widerstandes 88, welche die Basis des Transistors 76 mit dem Filter 38 verbindet, auf die in dem stabilisierten Ablenksystem zirkulierende Energie an. Die Versorgungsspannung für den Treibertransistor 62 und die Steuerschaltung 68 kommt aus einer Versorgungsquelle, die einen Transformator 90 enthält, dessen Primärwicklung an die

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Klemmen 12 und 14 angeschlossen ist und dessen Sekundärwicklung mit einer Gleichrichterdiode 92 und einer Siebschaltung verbunden ist, welche Kondensatoren 93 und 94· und einen Widerstand 95 umfaßt. Zwischen den Kondensator 93 und den Kondensator 41 ist eine einen Widerstand 97 und eine Diode 98 enthaltende Startschaltung 96 eingefügt, um beim anfänglichen Einschalten Betriebsspannung für die Horizontalablenkschaltung 40 zu liefern.

Allgemein gesagt koppelt die Anordnung nach Figur 1 Energie vom Versorgungsteil 10 über den Transformator 24 zur Ablenkschaltung 40, wobei Hetz und Masse galvanisch voneinander getrennt sind. Die Horizontalablenkschaltung 40 wird mit der Horizontalfrequenz gesteuert, und der Thyristor 28 wird durch pulszeitmodulierte Signale der gleichen Frequenz gesteuert, um das Maß (Betrag) der Ablenkung und/oder die Bildröhren-Hochspannung zu regeln. Der Thyristor 28 wird durch die Horizontalrücklaufimpulse, die vonder Ablenkschaltung 40 über den Transformator 24 rückgekoppelt werden, jeweils in den ausgeschalteten Zustand kommutiert. Nach dem anfänglichen Einschaltintervall wird die Startschaltung 96 von der Ablenkschaltung 40 abgekoppelt, und zwar über die Diode 98 durch den Anstieg der am Kondensator 41 herrschenden Gleichspannung infolge der vom Hinlaufsehalter 42 bewirkten Gleichrichtung des von der Wicklung 24d produzierten Wechselstroms.

Im Betrieb ist unmittelbar vor dem in Figur 2 eingetragenen Zeitpunkt T2 der Transistor 62 leitend und der Horizontalendtransistor 44nichtleitend, und die Zeilendiode 46 leitet einen abnehmenden Strom, der durch die Wicklung 50 und den Kondensator 52 fließt, da die Wicklung 50 Energie an den Kondensator 52 abgibt. Die Diode 30 des Reglerschalters 26 leitet ebenfalls einen abnehmenden Strom 126 (in Figur 2j dargestellt), da Energie, die in der Induktivität 22 in Form von Strom gespeichert ist, zum Kondensator 18 und, über den Trans-

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formator 24, zum Kondensator 41 übertragen wird. Bei leitenden Dioden 30 und 46 sind die Spannungen am Eeglerschalter 26 und am Hinlaufschalter 42 im wesentlichen gleich Mull, wie es die Kurve V26 in Figur 2k bzw. die Kurve ¥42 in Figur 2d zeigt. Der Thyristor 28 und der Transistor 44 sind leicht in Sperrichtung vorgespannt und daher nichtleitend. Der Transistor 76 erhält keine KoIl ekt or vor spannung und ist nichtleitend, und der Kondensator 80 hat zwischen seinen Enden eine Spannung, die kleiner ist als die Basis-Emitter-Offs et spannung VB76 des Transistors 76; der Kondensator enöätt sich über den Widerstand 88 und die Zenerdiode 86 , wie es die Kurve V80 in Figur 2f zeigt.

Zum Zeitpunkt T2 macht die vom Oszillator 60 erzeugte Steuerspannung V60 einen Sprung in negativer Richtung, wie es die Figur 2a zeigt, wodurch der Transistor 62 in den nichtleitenden Zustand gebracht wird. Die in der Streuinduktivität des Transformators 66 gespeicherte Energie bewirkt eine positive Impuls spannung am Kollektor 64, wie es die Kurve V64 in Figur 2b zeigt, und außerdem an der Basis 43 des Transistors 44, was einen Basisstrom in Vorwärtsrichtung zur Folge hat, wie es die entsprechende Kurve 143 in Figur 2c zeigt. Der Transistor 44 wird somit vor dem Zeitpunkt T6, zu dem der Strom 150 in der Ablenkwicklung 50 den Wert 0 erreicht (Figur 2e), leitend gemacht. Im Intervall T2-T10 bewirkt die positive Spannung V64 am Kollektor des Transistors 62 eine positive Spannung an der Zenerdiode 72, wie es die Kurve V72 in Figur 2b zeigt. Die positive Spannung an der Zenerdiode 72 erlaubt einen Stromfluß durch den Widerstand 74, so daß der durch den Widerstand 88 fließende Entladestrom versetzt wird und eine positiv gerichtete Sägezahnspannung am Kondensator 80 erzeugt wird, wie es die Kurve V80 in Figur 2f zeigt. Der Transistor 76 bleibt jedoch nach dem Zeitpunkt T2 nichtleitend, und zwar bis zu einem späteren Zeitpunkt T8, bei dem die ansteigende Sägezahnspannung V80 den Wert der Basis-Emitter-Offsetspannung VB76 des Transistors 76 erreicht.

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Das Schalten des Transistors 62 zum Zeitpunkt T2 beeinträchtigt nicht die Energieübertragung aus der Induktivität 22 zum Versorgungsteil 10 und zum Kondensator 41. Energie wird in der beschriebenen Weise bis zu einem späteren Zeitpunkt T4 weiterhin übertragen. Zum Zeitpunkt T4 ist die im Magnetfeld der Induktivität 22 gespeichert gexfesene Energie erschöpft, und es fließt kein Strom mehr in dem die Induktivität 22, die Diode 30 und die Wicklung 24a umfassenden Kreis. Die Diode 30 wird nichtleitend, und der Reglerschalter 26 öffnet sich. Beim Fehlen eines Stromflusses in der Induktivität 22 oder in der Wicklung 24a steigt die Spannung am Reglerschalter 26 auf einen Wert, der gleich der zu diesem Zeitpunkt gerade am Kondensator 18 erscheinenden ungeregelten Spannung ist, wie es die Kurve V26 im Intervall nach T4 in Figur 2k zeigt. Der Thyristor 28 bleibt trotz vorhandener Durchlaß-Vorspannung nichtleitend, und zwar bis zu einem späteren Zeitpunkt T8, wo ihn ein Auf Steuer impuls wieder leitend macht. Während des Intervalls T4-T8,in dem der Reglerschalter 26 geöffnet ist, wird keine Energie zwischen Induktivität 22 und Ablenkschaltung 40 übertragen.

Im Intervall zwischen den Zeitpunkten T4 und T6 nimmt der Strom, der in dem über die Ablenkwicklung 50, den Kondensator 52 und die Zeilendiode 46 umlaufenden Stromkreis fließt, ab, bis er zum Zeitpunkt T6 den Wert 0 erreicht und die Diode 46 nichtleitend wird. Der Transistor 44 wird wie erwähnt vor dem Zeitpunkt T6 leitend, und zum Zeitpunkt T6 beginnt unter dem Einfluß der Spannung am Kondensator 52 Strom durch die Wicklung 50 und den Transistor 44 zu fließen, wie es die Kurve I50 in Figur 2e zeigt. Jedoch fließt kein Strom im Intervall T4-T8 vom Kondensator 48 über die Wicklung 24d und den Transistor 43 nach Masse, da die Wicklung 24d mit der infolge des geöffneten Schalters 46 in einem offenen Stromkreis liegenden Wicklung 24a gekoppelt ist.

Im Intervall zwischen T6 und T8 steigt die Sägezahnspannung V80 weiter an, und zwar mit einer Geschwindigkeit, die durch

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die Zenerdiode 72, den Widerstand 74, den Widerstand 88, die Zenerdiode 86 und die am Filter J8 gespeicherte Spannung "bestimmt ist. Der Thyristor 28 bleibt trotz vorhandener Durchlaß-Torspannung nichtleitend. Zum Zeitpunkt T8 wird die Sägezahnspannung V80 gleich der Basis-Emitter-Offsetspannung des Transistors 76, und dieser Transistor wird leitend. Bei leitendem Transistor 76 macht die Spannung V77 am Kollektor dieses Transistors einen Sprung in negativer Richtung, wie es die Figur 2g zeigt, und an den Thyristor 28 wird ein Aufsteuerimpuls gelegt, wie es die Kurve V82b in Figur 2h zeigt. Zum Zeitpunkt T8 wird also der Thyristor 28 leitend gemacht und der Eeglerschalter 26 geschlossen. Die Spannung am Regler schalt er 26 fällt auf Mull ab, wie es die Kurve V26 in Figur 2k zeigt. Bei geschlossenem Reglerschalter 26 im Intervall T8-T12 bilden der Kondensator 18 des Versorgungsteils, die Induktivität 22 und die Transformatorwicklung 24a eine in sich geschlossene Reihenschaltung. Die effektive Impedanz an der Sekundärwicklung 24-d fällt ab, und unter dem Einfluß der am Kondensator 42 liegenden Spannung fließt normal Strom nach oben durch die Wicklung 24d. Infolge der vorgesehenen Polung des Transformators 24 führt dies zu einer Spannung an der Primärwicklung 24a, durch welche die Spannung an der Induktivität 22 erhöht wird, d.h. die zu diesem Zeitpunkt an der Wicklung 24a erscheinende Spannung unterstützt die ungeregelte Gleichspannung beim Treiben von Strom in die Induktivität 22. Somit wird im Intervall T8-T12 Energie aus der Ablenkschaltung 40 zur Wicklung 22 übertragen.

Im Intervall T8-T10 bleibt die Ausgangsspannung V60 des Oszillators 60 niedrig, und der Transistor 62 bleibt nichtleitend. Die KoIlektorspannung 764 des Transistors 62 bleibt hoch ebenso wie die Spannung V72 an der Zenerdiode 72. Die Sägezahnspannung V80 und der Sägezahnstrom 150 steigen weiterhin an. Zum Zeitpunkt T10 macht das Ausgangssignal des Oszillators 60 einen positiven Sprung, und der Transistor 62 wird leitend. Dies führt dazu, daß die an der Basis 43 des Endtransistors 44 liegende Spannung einen negativ gerichteten

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Sprung macht und daß das Portnehmen von Ladungsträgern aus der Basiszone des Transistors 44 beginnt, wie es mit der Kurve 143 in Figur 2c gezeigt ist.

Der negativ gerichtete Sprung der Spannung V64 am Kollektor des Transistors 62 zum Zeitpunkt T1O hat außerdem zur Folge, daß die Beaufschlagung von der Zenerdiode 72 weggenommen und die am Kollektor 77 des Transistors 76 verfügbare Versorgungsspannung fortgenommen wird. Die Spannung V77 wird also durch ITortnahme der Kollektorversorgung unabhängig von der Bas is spannung auf UuIl gehalten. Der Kondensator 80 entlädt sich nach dem Zeitpunkt T10 weiterhin über den Widerstand 88 und die Zenerdiode 86, über die Widerstände 70 uncL 74- entlädt er sich jedoch auf die niedrige Spannung am Kollektor 64-, anstatt über diesen Weg aufgeladen zu werden. Somit bekommt die Spannung 780 einen sägezahnförmigen Verlauf mit negativer Steigung. Zu einem Zeitpunkt T16, der als Beispiel an einem Punkt während des RücklaufIntervalls angenommen, aber auch im Verlauf des Hinlaufinterintervalls erscheinen kann, wird die abfallende Sägezahnspannung V80 gleich und dann kleiner als die Basis-Emitter-Offsetspannung VB76 des Transistors Es erscheint jedoch kein Sprung in der Spannung V77 am Kollek tor des Transistors 76, weil die Versorgungsspannung V64 für den Transistor 77 zu diesem Zeitpunkt gleich WuIl ist. Somit kann V77 keinen Sprung machen, bis V64· wieder positiv wird.

Im Intervall 110-112 kurz vor dem Beginn des Rücklauf intervalls werden immer noch Ladungsträger aus der Basiszone 43 genommen (wie die Kurve 143 zeigt), und der Transistor 44 bleibt leitend, wie es der niedrige Wert der an diesem Transistor abfallenden Spannung V44 in Figur 2d zeigt. Der Kollek torstrom des Transistors 44 steigt weiter an, da der Ablenkstrom 150 steigt. Der Strom in der Induktivität 22 steigt weiterhin an, da aus der ungeregelten Spannungsquelle und aus dem Kondensator 41 Energie in diese Induktivität übertragen wird, und der Thyristor 28 des Reglerschalters 26 bleibt geschlossen.

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Zum Zeitpunkt T12 sind die Ladungsträger in der Basiszone des Transistors 44 erschöpft, und der Basisstrom fällt auf Null ab (wie es die Kurve 143 zeigt), obwohl die an die Basis gelegte Sperrvorspannung weiter andauert. Der Transistor 44 wird nichtleitend, und die zu diesem Zeitpunkt in der AbIenkwicklung 50 und in der Wicklung 24d fließenden Ströme beginnen, in den Rücklaufkondensator 4-8 zu fließen, um das Rücklaufintervall einzuleiten. Die Spannung am Kondensator 4-8 steigt an, bis sie gleich der Spannung am Kondensator 4-1 ist, und wächst anschließend weiter. Wenn die Spannung am Kondensator 4-8 größer wird als die Spannung am Kondensator 4-1, dann kehrt sich die Polarität der an der Sekundärwicklung 24-d liegenden Spannung gegenüber der im Hin! auf int ervall vorhandenen Polarität um. Die umgekehrte Spannung erscheint an der Primärwicklung 24-a und beginnt, dem Stromfluß in der Induktivität entgegenzuwirken anstatt ihn zu unterstützen. Die zum Magnetfeld der Induktivität 22 gehörende Energie läßt weiterhin Strom in die entgegengesetzte Spannung fließen, die an der Primärwicklung 24-a erzeugt wird. Somit wird kurz nach dem Zeitpunkt T12, bei dem das Rücklaufintervall anfängt, damit begonnen, die in der Wicklung 22 gespeicherte Energie über die Sekundärwicklung 24-d zum Rücklaufkondensator 4-8 zu übertragen.

Während der ersten Hälfte T12-T14 des Rücklauf Intervalls übertragen die Ablenkwicklung 50 lind die Induktivität 22 im wesentlichen all ihre Energie zum Kondensator 48, da die Ströme 150 und 126 in Richtung auf Null abnehmen. Zum Zeitpunkt T14 erreicht der Kondensator 48 seine maximale Rücklaufspannung, wie es die Kurve V48 in Figur 2d zeigt, und der Strom in der Wicklung 50 und in der Induktivität 22 erreicht den Wert 0. Wenn der Strom im Schalter 26 den Wert 0 erreicht hat, dann wird der Thyristor 28 nichtleitend. Unmittelbar nach dem Zeitpunkt T14 beginnt der Strom in der Ablenkwicklung und auch der Strom in der Induktivität 22 und im Schalter 26, in der entgegengesetzten Richtung anzusteigen. Der Strom in Schalter 26 fließt durch die Diode 30, wodurch der Thyristor

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28 leicht in Sperrichtung gespannt wird. Wenn der Strom ansteigt, nimmt die Rücklaufspannung am Transistor 44 und am Rücklaufkondensator 48 ab.

Während der zweiten Hälfte des Rücklauf intervalls, die von T14 bis T18 dauert, wird durch Stromfluß über die Wicklung 24d Energie aus dem Kondensator 48 zum Kondensator 42 übertragen.

In der gleichen Zeitspanne wird Energie von der Wicklung 24d zur Wicklung 24a gekoppelt und an die Induktivität 22 und den ungeregelten Versorgungsteil 10 übertragen. Kurz vor dem Zeitpunkt 118 wird die Spannung am Rücklaufkondensator 48 gleich und dann niedriger als die zu diesem Zeitpunkt am Kondensator 41 herrschende Spannung, woraufhin die Spannung an der Wicklung 24d und somit die Spannung an der Wicklung 24a ihre Polarität umkehrt, also die entgegengesetzte Richtung gegenüber der während des Hauptteils des Rücklaufintervalls eingenommenen Richtung bekommt. Somit hört nahe dem Endzeitpunkt T18 des Rücklaufintervalls die Energieübertragung von der Ablenkschaltung 40 zur Induktivität 22 auf, und es wird wieder damit begonnen, Energie von der Induktivität 22 zurück zur Ablenkschaltung40 sowie zum ungeregelten Versorgungsteil 10 zu übertragen.

Zum Zeitpunkt 118 sinkt die Spannung am Kondensator 48 auf einen leicht negativen Wert ab, die Diode 46 wird leitend, und das Rücklaufintervall endet. Durch die Ablenkwicklung 50 und die Zeilendiode 46 fließt weiterhin ein in seinem Betrag sägezahnförmig abnehmender Strom, und von der Induktivität 22 wird weiterhin Energie an den ungeregelten Versorgungsteil und, über den Transformator 24, an den Kondensator 42 übertragen, und der Zyklus beginnt von neuem.

Wie beschrieben überträgt die Anordnung nach Figur 1 Energie an die Horizontalablenkschaltung über einen Weg, der den Transformator 24 enthält und sowohl Strom als auch den Fluß von

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Augenblicksleistung in beiden Richtungen übertragen kann. Die Augenblicksrichtung des Leistungsflusses während der relevanten Teile jedes Zyklus ist in Figur 2 mit Pfeilen dargestellt. Der bidirektionale Schalter 26 wird dadurch in den nichtleitenden Zustand kommutiert, daß die an ihm liegende Spannung auf Null vermindert wird, und weil der Schalter bidirektional ist, überschreitet die an ihm während des Rücklaufintervalls liegende maximale Spannung nicht den Vert B+ der ungeregelten Spannung. Da der Schalter 26 kommutiert wird, gibt es während der Ausschaltzeiten keine Schaltverluste in den Reglern, so daß der Wirkungsgrad hoch ist.

Es wurde beobachtet, daß ein rapider Anstieg der ungeregelten Spannung B+ in der Anordnung nach Figur 1 zu einer Situation führen kann, bei welcher der Reglerschalter 26 während des Rücklaufintervalls nicht ausgeschaltet wird. Es ist anzunehmen, daß dies von einem Anstieg des in der Induktivität gespeicherten Energiebetrags herrührt, der nicht von einem entsprechenden Anstieg der Energie des Rücklauf impuls es begleitet ist. Die Figur 3 zeigt eine Anordnung, bei der für den Reglersehalter ein Transistor verwendet wird. In der Anordnung nach Figur 3 ist der Reglerschalter im Normalbetrieb in den ausgeschalteten Zustand kommutiert, so daß man alle Vorteile erhält, die in Verbindung mit der Anordnung nach Figur 1 beschrieben wurden. Im Falle daß der Reglerschalter während des Rücklaufintervalls durch einen Rücklaufimpuls nicht ausgeschaltet werden sollte, wird der Transistor durch die Steuerschaltung ausgeschaltet, so daß eine wirksame Steuerung erfolgt.

Im Schaltbild der Figur 3 sind Elemente, die einzelnen Elementen der Figur 1 entsprechen, mit 300er Bezugszahlen bezeichnet, deren letzte beiden Ziffern jeweils der Bezugszahl für das betreffende Element in Figur 1 entsprechen. In der Anordnung nach Figur 3 wird aus einer an den Eingangsklemmen 312 und 314 zugeführten und im Brückengleichrichter

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316 gleichgerichteten Wechselspannung eine ungeregelte Gleichspannung am Filterkondensator 318 erzeugt. Der Eeglerschalter 326 liegt in Reihe mit der Induktivität 322 und der Primärwicklung 324a des Transformators 324·. Der Eeglerschalter 326 enthält einen npn-Transistor 328, dessen Kollektor mit dem positiven Pol der ungeregelten Gleichspannung gekoppelt ist. Eine Diode 330 liegt mit ihrer Kathode am Kollektor und mit ihrer Anode am Emitter des Transistors 328. Parallel zur Diode 330 ist eine Dämpfungsschaltung 327 angeordnet.

Eine Hochspannungswicklung 324b und ein Gleichrichter 332 erzeugen die Hochspannung (Endanodenspannung) für eine Bildröhre, die in Figur 3 nicht dargestellt ist. Die Ablenkschaltung 34-0 ist der entsprechenden Anordnung (Schaltung 40) in Figur 1 sehr ähnlich, ebenso die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 333 zum Erzeugen einer für die im System zirkulierende Energie charakteristischen Gleichspannung. Die Steuerschaltung 368 Jedoch ist so ausgelegt, daß sie den Ansteuererfordernissen des Transistors 328 Rechnung trägt, die anders sind als beim Thyristor 28. Eine als Block 408 dargestellte Synchronsignalquelle ist mit einem Ausgang an einen Treibertransformator 366 angeschlossen, um die Basis 34-3 des Horizontalendtransistors 344 anzusteuern. Ein weiterer Ausgang des Synchronsignalquelle 408 ist über einen Widerstand 410 und eine Diode 412 mit einer Zeitschaltung verbunden, die insgesamt mit 413 bezeichnet ist. Die Schaltung 413 enthält einen als Verstärker in Emitterschaltung angeordneten npn-Transistor 416, dessen Basis mit der Diode 412 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 416 ist über einen Widerstand 418 mit dem Spannungsanschluß B+ gekoppelt und ferner über einen Widerstand 420 mit Masse und über einen Kondensator 422 mit der Basis eines npn-Transistors 426 verbunden. Die Basis des Transistors 426 ist über einen veränderbaren Widerstand 424 mit B+ gekoppelt. Der Transistor 426 ist in Emitterschaltung bzw. als invertierende Schaltung angeordnet, und sein Kollektor 42? ist über einen Lastwiderstand 428 mit B+ verbunden und über einen

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Rückkopplungswider st and 414 auf die Basis des Transistors rückgekoppelt. Die Zeitschaltung 413 empfängt einen positiv gerichteten Impuls von der Quelle 408 und erzeugt einen negativ gerichteten Signalsprung am Kollektor 427 zur einem Zeitpunkt, der unter Steuerung durch den Widerstand 424 verzögert ist, um den AusschaltZeitpunkt des Reglertransistors 328 festzulegen.

Eine zweite Zeitschaltung 429 enthält einen Kondensator 430, der über einen Verbindungspunkt 431 in Reihe mit einem einstellbaren Widerstand 432 zwischen den Spannungsanschluß B+ und den Ausgangsanschluß 427 der Zeitschaltung 413 gekoppelt ist. Zwischen dem Schaltungspunkt 431 und Hasse liegt der Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 434. Der Kollektor des Transistors 434 ist über einen Widerstand 436 mit dem Spannungsanschluß B+ verbunden. Zwei in Darlington-Schaltung angeordnete npn-Transistoren 440 und 442 bilden eine Verbund-Trans ist or anordnung, deren äquivalenter Emitteranschluß mit Masse und deren äquivalenter Basisanschluß mit dem Kollektor des Transistors 434 verbunden ist. Mit dem Kollektor der Darlington-Schaltung 438 ist das eine Ende der Primärwicklung 382a eines Trenntransformators 382 gekoppelt. Das andere Ende der Wicklung 382a ist über einen Endkopplungswiderstand mit dem Spannungsanschluß B+ und über einen Kondensator 450 mit Masse verbunden. Parallel zur Wicklung 382a liegt eine Dämpfungsschaltung, die einen Widerstand 444 und eine Diode 446 enthält. Die Sekundärwicklung des Transformators 382 ist über den Basis-Emitter-Übergang des Reglertransistors 328 geschaltet. Eine zwischen den Schaltungspunkt 431 und die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 333 gekoppelte Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 386 und einem Widerstand 388 sorgt dafür, daß die Steuerschaltung 368 abhängig von der im Ablenksystem zirkulierenden Gesamtenergie reagiert.

Die Verzögerungsschaltung 413 ist so eingestellt, daß sie im Betrieb den ausschaltenden Teil des auf die Basis des Transistors 328 gekoppelten Steuerimpulses während der zweiten Hälfte

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des Rücklauf Intervalls xcLrksam werden läßt. Wenn also der Rücklauf impuls den Schalter 326 nicht in den Sperrzustand kommutiert, wie es infolge eines rapiden Anstiegs der ungeregelten 7ersorgungsspannung eintreten kann, schaltet die Steuerschaltung den Transistor 328 aus, um einen Betrieb ohne übermäßige Energiespeicherung zu garantieren. Die Zeitschaltung 429 ist mittels des Widerstandes 4-32 so eingestellt, daß die Menge der zirkulierenden Energie durch Steuerung der relativen Lage der Einschaltzeit des Reglertransistors 328 richtig bemessen wird.

Unmittelbar vor dem im Diagramm der Figur 4- eingetragenen Zeitpunkt T1 ist der Ausgang der Synchronsignalquelle 4-08 niedrig, und der Endtransistor 344- ist in Durchlaßrichtung gespannt und leitet einen abnehmenden Strom in einem über den Kondensator 352 und die Wicklung 350 umlaufenden Weg. Ebenfalls unmittelbar vor dem Zeitpunkt T1 ist der Reglerschalter 326 leitend, und unter der Triebkraft der ungeregelten Gleichspannung fließt ein ansteigender Strom durch die Induktivität 322 und die Tr ans for mat or wicklung 324-, wie er mit der Kurve I322 in Figur 4-d gezeigt ist. Die Transistoren 4-26 und 4-34-sind leitend, und die Transistoren 4-16 und 4-34- sind nichtleitend. Der Schaltungspunkt 4-23 ist um das Maß der Basis-Emitter-Offs etspannung des Transistors 4-26 leicht positiver als Masse, und der Kondensator 4-22 wird in der gezeigten Polarität aufgeladen.

Zum Zeitpunkt T1 macht das Ausgangssignal der Quelle 4-08 einen Sprung in positiver Richtung, wie es die Wellenform V4-08 in Figur 4-a zeigt. Mit dieser Signal änderung beginnt die Extraktion von Ladungsträgern aus der Basiszone des Horizontalendtransistors 344-, wie es der Kurvenverlauf 134-3 in Figur 4-b zeigt. Der Signalsprung schaltet außerdem den Transistor 4-16 ein, womit an seinem Kollektor ein negativ gerichteter Spannungssprung auftritt. Diese Spannungsänderung wird auf den Schaltungspunkt 4-23 gekoppelt, wie es in der Kurve T4-23 in

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Figur 4f zu erkennen ist. Der Transistor 426 wird nichtleitend, und seine Kollektor spannung steigt an, wie es die Kurve V427 in Figur 4e zeigt. Dieser positive Spannungssprung wird über den Rückkopplungswiderstand 414 auf die Basis des Transistors 416 rückgekoppelt, um diesen Transistor leitend zu halten.

Im Intervall zwischen T1 und T3 werden weiterhin Ladungsträger aus der Basiszone des Transistors 344 gezogen, wie es der Stromverlauf I 343 in Figur 2b zeigt. Außerdem steigt im Intervall T1-T3 die Spannung am Schaltungspunkt 423 sägezahnförmig an, wie sich der Kondensator 422 entlädt. Zum Zeitpunkt T3 sind die Ladungsträger in der Basiszone des Transistors 344 erschöpft, und der Basisstrom fällt auf Null. Der Transistor wird nichtleitend, womit das Rücklaufintervall begonnen wird. Der in der Ablenkwicklung 350 und in der Wicklung 324d fließende Strom strömt nach Resonanzart im Rücklaufkondensator 348, so daß im Intervall T3-T11 eine hohe Rücklaufspannung erzeugt wird, wie es die Kurve V348 in Figur 2c zeigt.

Während der ersten Hälfte T3-T5 des RücklaufIntervalls T3-T11 läßt die hohe Rücklaufspannung den in der Ablenkwicklung fließenden Strom in Richtung auf Null absinken, ebenso wie den Strom 1322. Im normalen Betrieb erreicht der Strom 1322 in der Induktivität 322 den Wert Null nahe dem Zeitpunkt T5 in der Mitte des Rücklaufs. Hiermit wird auch der Strom im Reglerschalter-Transistor 328 auf Null reduziert, ungeachtet der Tatsache, daß der Basis-Emitter-Übergang für Leitfähigkeit vorgespannt ist.

Während der letzten Hälfte T5-T11 des RücklaufIntervalls bewirkt die Rücklaufspannung, daß ein ansteigender Strom durch die Ablenkwicklung 350 fließt, da dort Strom gespeichert ist, und daß außerdem ein ansteigender Strom durch die Induktivität 322 und die Diode 330 fließt, da Energie von der Ablenkschaltung 340 zur Induktivität 322 und zur Quelle 310 übertragen wird.

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Zu einem Zeitpunkt T7, der im dargestellten Fall innerhalb der letzten Hälfte T5-T11 des Rücklaufintervalls liegt aber wie gefordert auf irgendeinen passenden Punkt eingestellt werden kann, wird die Sägezahnspannung V423 gleich der Basis-Emitter-Durchlaßspannung (Offsetspannung) des Transistors 426. Der Transistor 426 wird wieder leitend, und seine Kollektorspannung V427 nimmt, wie in Figur 4e dargestellt, ab und hält den Transistor 416 unerregt. Der negative Spannungssprung von 7427 wird über den Kondensator 430 auf den Schaltungspunkt 431 an der Basis des Transistors 434 gekoppelt, wodurch dieser Transistor nichtleitend gemacht wird. Die Kollektorspannung des Transistors 434 steigt.an, wie es die Kurve YC434 in Figur 4h zeigt. Der Darlington-Transistor 438 wird leitend, und seine Kollektor spannung fällt steil ab, wie es die Kurve VC438 in Figur 2i zeigt. Diese Spannungsänderung wird an die Basis des Transistors 328 in einem solchen Sinne übertragen, daß dieser Transistor in Sperrichtung gespannt wird.

Im nachfolgenden Intervall T7-T9 werden Ladungsträger aus der Basiszone des Transistors 328 gezogen, jedoch bleibt dieser Transistor noch leitfähig. Am Schaltungspunkt 431 wird eine Sägezahnspannung "V431 erzeugt, da sich der Kondensator 430 über den Widerstand 432 und unter dem Einfluß des Bezugsspannungserzeugers 333 entlädt.

Zum Zeitpunkt T9 sind alle Ladungsträger aus der Basiszone des Transistors 328 extrahiert, und dieser Transistor wird unfähig zu leiten, bis er wieder in Durchlaßrichtung gespannt wird. Da die Stromleitung des Schalters 326 nach dem Mittenzeitpunkt T5 des RücklaufIntervalls im HOrmalbetrieb über die Diode 330 geht, macht das zum Zeitpunkt T9 beginnende Versetzen des Transistors 328 in den leitunfähigen Zustand keinen Unterschied im Betrieb der Schaltung. Im Intervall zwischen dem Zeitpunkt T9, wo der Transistor 328 zum Leiten unfähig gemacht wird, und dem Ende T11 des Rücklaufintervalls nimmt die Rücklauf Spannung weiter ab. Irgendwann vor dem Zeitpunkt T11 wird die Rücklaufspannung gleich der Spannung am Speicher-

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kondensator 34-1, und die an die Wicklung 324d gelegte Spannung wird gleich Null und kehrt sich anschließend um, wie es in Verbindung mit Figur 1 "beschrieben wurde, wodurch die Richtung des Energieflusses geändert wird.

Zum Zeitpunkt T11 endet das Rücklaufintervall und beginnt das Hin! auf int ervall, indem die Zeilendiode 34-6 einen sägezahnförmig abnehmenden Strom durch die Ablenkwicklung 350 zu leiten beginnt. Die Diode 330 des Reglerschalters 326 leitet ebenfalls einen abnehmenden Strom durch die Wicklung 322 während des Intervalls Τ11-Ϊ13, da die Induktivität 322 Energie in die ungeregelte Versorgungsquelle 310 und zum Kondensator 34-1 übergibt. Zum Zeitpunkt T13 erreicht der Strom in der Induktivität 322 den Wert 0, wie es in Figur 4d zu erkennen ist, und der Reglerschalter 326 bleibt anschließend bis zum nächstfolgenden Intervall geöffnet, in dem Basisstrom zum Transistor 328 geliefert wird. Bei geöffnetem Schalter 326 fällt die Spannung V322 + V324a an der Reihenschaltung der Induktivität 322 und der Wicklung 324a auf 3SuIl, wie es in Figur 4k zu erkennen ist. Der Spannungsverlauf in Figur 4k zeigt ferner, daß im Intervall unmittelbar nach dem AusschaltZeitpunkt T13 Einschwingvorgänge auftreten.

Zu einem Zeitpunkt T1J? vor der Mitte des Rüc klauf int ervall s macht das Ausgangssignal des Synchronsignalgenerators 408 einen negativen Sprung, der über den Transformator 366 zur Basis des Transistors 34-4 übertragen wird, um diesen Transistor in Durchlaßrichtung zu spannen und ihn leitend zu machen. Nahe dem Zeitpunkt Hf? ist der Schalter 326 noch nichtleitend, und am Schaltungspunkt 431 erscheint weiterhin die Sägezahnspannung V431, da sich der Kondensator 430 auflädt. Zu einem Zeitpunkt T17 hat die Sägezahnspannung V431 am Schaltungspunkt 431 einen Wert erreicht, der gleich der Basis-Emitter-Offs et spannung des Transistors 434 ist. Der Transistor 434 wird wieder leitend, und seine Kollektorspannung VC434 fällt ab und macht den Transistor 438 nichtleitend. Die Kollektorspannung VC 438 des Transistors 438 schlägt in positiver

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Richtung aus, wodurch der Transistor 326 in Durchlaßrichtung gespannt wird*

Nach dem Zeitpunkt TI7 beginnt Strom durch den Transistor 328 und die Induktivität 322 zu fließen. Zu diesem Zeitpunkt TI7 endet also die Periode, während welcher keine Energie zwischen der ungeregelten Quelle 310, der Induktivität 322 und der Ablenkschaltung 34-0 übertragen wird. Die jeweilige Lage des Zeitpunkts TI7 während jeder wiederkehrenden Regelungsperiode kann sich von Zeit zu Zeit ändern, je nach der von der Bildröhre aus der Schaltung 4-0 gezogenen Energiemenge und auch abhängig vom Betrag der ungeregelten Gleichspannung.

Die Energieübertragung zur Induktivität 322 und, über den Transformator 324-, zum Kondensator 34-1 dauert bis kurz nach dem nächstfolgenden Zeitpunkt T3, wo die Folge der Energieübergaben beginnt, deren Endresultat eine Energiezufuhr in die Ablenkschaltung 34-0 zur Kompensation von Schaltungsverlusten ist.

Neben den beschriebenen Ausführungsbeispielen sind auch andere Ausgestaltungen der Erfindung möglich. Beispielsweise kann der Schalter 326 mit einem beliebigen Punkt irgendwo im Reihenweg verbunden sein, der die Induktivität 322 und die Wicklung 324-a enthält. Die Hochspannungsleistung kann auch von einem gesonderten Transformator entnommen werden, der parallel zur Ablenkwicklung 350 geschaltet ist. Die im System zirkulierende Energiemenge kann auch auf andere Arten als unter Verwendung eines Bezugsspannungsgenerators 33 bzw. 333 gefühlt werden, etwa durch Fühlen der Spannung am Kondensator 52 bzw. 352. Ebenfalls nicht kritisch ist die Form der Steuerschaltung zur Erzeugung der passenden Impulse zum Steuern des Thyristors 28 bzw. des Transistors 328. Die bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen durch eine Spule 22 bzw. 322 erhaltene Induktivität kann stattdessen auch durch die Streuinduktivität gebildet werden, die der Primärwicklung des Transformators 24- bzw. 324- zugeordnet ist.

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Lee ite

Claims

Pat ent ansprüche

[ 1, Stabilisierte Pernseh-Ablenkschaltung, die aus einer Quelle ungeregelter Gleichspannung zu speisen und dabei von dieser isoliert ist, gekennzeichnet durch:

a) einen Eeglerschalter (26; 326), der einen gesteuerten Hauptstromweg und eine Steuerelektrode enthält;

b) einen Transformator (24; 324) mit einer Primärwicklung (24a; 324a), die in Eeihe mit dem besagten Hauptstromweg und mit der Quelle ungeregelter Gleichspannung (10; 310) geschaltet ist, um während derjenigen Intervalle, in denen der Eeglerschalter eingeschaltet ist, Energie aus der Quelle zur !Primärwicklung zu übertragen, und mit einer Sekundärwicklung (24d; 324), die galvanisch von der Primärwicklung isoliert ist;

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c) eine über die Sekundärwicklung (24d, 324d) geschaltete AbIenkwicklung (50; 550) zur Bildung eines Weges, über den Strom zwischen diesen Teilen in beiden Richtungen fließen kann;

d) einen Hinlaufs ehalt er (44-; 344), der parallel zur Ablenkwicklung angeordnet ist und mit der Horizontalablenkfrequenz betätigt wird, um das Fließen von Ablenkstrom in der Ablenkwicklung während periodischer Hinlauf- und Eücklaufintervalle zu steuern, wobei die Spannung an der Ablenkwicklung während des Eücklaufintervalls auf die Primärwicklung gekoppelt wird, um den Strom im Hauptstromweg während der Rücklauf int ervalle zu vermindern und dadurch den Eeglerschalter auszuschalten;

e) eine Steuereinrichtung (68; 368), die mit der Steuerelektrode des Eeglerschalters und mit einem Fühlpunkt gekoppelt ist, an dem eine für die in der Ablenkschaltung umlaufende Energie charakteristische Größe erscheint, um den Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufintervalls, bei welchem der Reglerschalter eingeschaltet wird, so zu steuern, daß die Spannung am Fühlpunkt im wesentlichen konstant gehalten wird.
2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Reglerschalter einen Halbleiterübergang (30; 330) aufweist, der gut leitfähig für einen Strom ist, dessen Polarität entgegengesetzt derjenigen des über den gesteuerten Stromweg fließenden Stroms ist, um den Spitzenwert der in Sperrichtung gepolten Spannung am Hauptstromweg während des Rücklaufintervalls zu begrenzen.
3. Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem Reglerschalter (26; 326) eine Induktivität (22; 322) angeordnet ist.
4. Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des Transformators eine effektiv

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in Reihe mit dem Reglerschalter liegende Streuinduktivität hat.
5. Ablenkschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Reglerschalter (26) einen gesteuerten Siliziumgleichrichter (Thyristor 28) aufweist.
6. Ablenkschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Reglerschalter (326) einen Transistor (328) aufweist.
7. Ablenkschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Sekundärwicklung (24d; 324d) ein Speicherkondensator (41; 341) angeordnet ist.

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