DE3001813C2 - Mikrowellen-Polarisator - Google Patents
Mikrowellen-PolarisatorInfo
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/165—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation
- H01P1/17—Auxiliary devices for rotating the plane of polarisation for producing a continuously rotating polarisation, e.g. circular polarisation
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguide Aerials (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Mikrowellen-Polarisator der im Oberbesriff des Anspruchs 1
Der Stand der Technik kennt verschiedene Wege zur Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellensignals
in ein zirkulär polarisiertes Mikrowellensignal und umgekehrt. Beispielsweise kann die Umwandlung
zwischen einer Linear- und einer Zirkularpolarisation durch einen Septum- bzw. Membranpolarisator erfolgen.
Ein Septumpolarisator ist üblicherweise eine Wellenleiteranordnung mit drei Anschlüssen, wobei die Anzahl der
Anschlüsse sich auf die physikalischen Anschlußöffnungen in den nachstehend beschriebenen Vorrichtungen
bezieht. Es kann aus Zirkular- bzw. Rundwellenleitern bestehen, üblicherweise besteht er jedoch aus zwei
Rechteck-Wellenleitern, die eine gemeinsame Breite oder H-Ebenen-Wandung besitzen. Die beiden Rechteck-Wellenleiter
werden durch eine schräg verlaufende Septum-Membran in einen einzigen quadratischen Wellenleiter
überführt. In der US-Patentschrift 39 58 193 sind verschiedene bekannte Konstruktionen von Septumpolarisatoren
nach dem Stande der Technik beschrieben.
In einem Septumpolarisator wird ein linearer polarisiertes Mikrowellensigna! mit elektrischem Transversalfeld
durch die Wirkung des Septums in ein zirkulär polarisiertes (CP) Mikrowellensignal umgewandelt, und
umgekehrt Das linear polarisierte Signal wird in eine der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse eingeführt
und erzeugt in dem Anschluß des quadratischen Wellenleiters ein Mikrowellensignal, das entweder rechtsdrehend
oder linksdrehend zirkulär polarisiert ist (RHCP oder LHCP). t)b eine rechtdrehende (RHCP) oder eine
linksdrehende (LHCP) Polarisation auftritt, hängt davon ab, welcher der beiden Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse
erregt wird. Es ist möglich und für bestimmte Anwendungsfälle sehr erwünscht, gleichzeitig in beide
Rechteck-Wellenleiter-Anschlüsse linear polarisierte Signale einzuführen und in dem Anschluß des quadratischen
Wellenleiters sowohl rechts- als auch linksdrehende zirkulär polarisierte (RHCP und LHCP) Signale zu
erzeugen, und umgekehrt. Die beiden linear oder zirkulär polarisierten Signale können gesonderte Informationskanäle
darstellen. Falls die in dem quadratischen Wellenleiter-Anschluß nebeneinander bestehenden rechts-
und linksdrehend zirkulär polarisierten RHCP- und LHCP-Signale vollkommene Zirkularpolarisationseigenschaften
besitzen, sind sie vollständig voneinander isoliert, und es besteht keinerlei Wechselwirkung zwischen
ihnen.
Ein vollkommen zirkulär polarisiertes Signal besitzt ein rotierendes elektrisches Feld, das als die Vektorresultierende
zweier Orthogonalkomponenten Ex und Ey mit sinusförmig veränderlichen Beträgen genau gleicher
Amplitude aufgefaßt werden kann, die jedoch um 90° in der Phase gegeneinander versetzt sind. Je stärker sich
gleichzeitig existierende rechts- und linksdrehende RHCP- bzw. LHCP-Signale einem vollständig zirkulär
polarisierten Signal annähern, um so größer ist die Isolation zwischen ihnen. Das als Axialverhältnis AR
bezeichnete Verhältnis von Ex zu Ey stellt eine Anzeige dafür dar, in welchem Ausmaß ein zirkulär polarisiertes
CP-Signal von dem Idealzustand abweicht. In dB-Ausdrucksweise wird das Axialverhältnis AR durch die Größe
20 log ExZEy wiedergegeben. Vollkommen zirkulär polarisierte (CP) Signale besitzen ein Axialverhältnis AR von
OdB.
Das Hauptproblem bei den bekannten Poiarisatoren nach dem Stande der Technik besteht darin, daß bei
ihnen kein niedriger Wert des Axialverhältnisses über ein mäßig breites Frequenzband und auch kein niedriger
Wert des Welligkeitsfaktors bzw. Stehwellenverhältnisses (VSWR, »voltage standing wave ratio«) über ein
derartig mäßig breites Frequenzband gewährleistet ist Um ein vollkommen linear polarisiertes Signal in ein
vollkommen zirkulär polarisiertes (CP) Signal umzuwandeln oder umgekehrt, muß der Polarisator eine Phasenverschiebung
von genau 90" zwischen einer der orthogonalen Komponenten des elektrischen Felds des zirkulär
polarisierten Signals und dem linearen elektrischen Feld in dem Rechteck-Wellenleiter-Anschluß erzeugen.
Viele bekannte Konstruktionen nach dem Stande der Technik ergeben einen Funktionsverlauf des Phasenverschiebungswinkels
in Abhängigkeit von der Frequenz, der keine Umkehrstelle im Verlauf besitzt. Mit anderen
Worten, der Phasenverschiebungswinkel als Funktion der Frequenz weist über den Arbeitsfrequenzbereich des
Polarisators hin eine Neigung auf, die entweder positiv bleibt oder negativ bleibt (ob die Neigung positiv oder
negativ ist hangt von den als Bezug gewählten Bedingungen ab). Die Abweichungen des Phasenwinkel« von 90'
führen zu einem Anstieg des Axialverhältnisses von etwa 0,15 dB je Grad Abweichung der Phasenverschiebung
von 90°. Soweit bekannte Polarisatorkonstruktionen eine Umkehrstelle in der Phasenverschiebungswinkel/Frequenz-Kurve
besitzen, sind sie nicht ohne weiteres mit sämtlichen Antennentypen kompatibel und besitzen
ferner nur eine begrenzte Flexibilität hinsichtlich der Wahl der Neigung des Kurvenverlaufs um die Umkehrstel-Ie
herum. Insbesondere gibt es Anwendungszwecke, für welche die bekannten Konstruktionen nach dem Stande
der Technik keinen genügend niedrigen Wert des Axialverhältnisses über ein ausreichend breites Frequenzband
gewährleisten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellen-Polarisator der eingangs genannten Art zu
schaffen, der über ein verhältnismäßig breites Arbeitsfrequenzband niedrige Werte des Axialverhältnisses
aufweist und mit üblichen Antennentypen kompatibel ist
Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Mikrowellen-Polarisators ergeben sich über ein verhältnismäßig
breites Arbeitsfrequenzband niedrige Werte des Axialverhältnisses, und der Mikrowellen-Polarisator ist
mit üblichen Antennentypen kompatibel.
Die Polarisationseinstellvorrichtung bewirkt im Betrieb eine Einstellung bzw. Steuerung der Polarisation
durchlaufender Signale mit einem relativ hohen Trenngrad zwischen den betreffenden Polarisationen über das
relativ breite Frequenzband und die Rechteck-Wellenleiter-Übertragungswege weisen eine unterschiedliche
Länge und Breite bezüglich der Mikrowellensignalfortpflanzung derart auf, daß die Phasen/Frequenz-Kennlinie
des Signals eine Umkehrstelle besitzt und somit zwei Frequenzen vorhanden sind, für welche die Phasenverschiebung
einen gewünschten Wert besitzt. Falls beispielsweise zirkuläre Polarisation gewünscht wird, muß die
Phasenverschiebung genau 90° betragen, für eine lineare Polarisation muß die Phasenverschiebung genau 180"
betragen und dazwischenliegende Werte der Phasenverschiebung ergeben eine elliptische Polarisation.
Nach der Theorie kann ein linear polarisiertes Signal dadurch zirkulär polarisiert werden, daß man zunächst
das linear polarisierte Signal in zwei gleiche zueinander orthogonale Komponenten aufspaltet und sodann
zwischen den beiden Komponenten eine zeitliche Phasendifferenz erzeugt, derart, daß die so erhaltene Resultierende
ein zirkulär polarisiertes Signal wird. Umgekehrt kann ein zirkulär polarisiertes Signal in eine linear
polarisiertes Signal umgewandelt werden, indem man das zirkulär polarisierte Signal in zwei orthogonale
Komponenten aufspaltet und eine der Komponenten gegenüber der anderen verzögert, derart, daß sie bei der
nachfolgenden Rekombination in Phase miteinander sind.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung noch näher erläutert. In der
Zeichnung zeigt
F i g. 1 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform des Mikrowellen-Polarisators,
Fig.2 eine perspektivische Ansicht einer weiteren Ausführungsform eines Mikrowellen-Polarisators zur
Anwendung mit zwei Frequenzen unter Erzeugung von Zirkularpolarisation für jede Frequenz,
Fig.3 eine graphische Darstellung der Frequenzabhängigkeit des Axialverhältnisses für einen Polarisator
gemäß einer Ausführungsform, und zwar aufgrund gemessener sowie berechneter Daten,
F i g. 4 eine Längsschnittansicht von zwei Rechteck-Wellenleiter-Übertragungswegen einer Polarisationsein-Stellvorrichtung,
F i g. 5 jeweils graphische Darstellungen des Frequenzverlaufs des Phasenwinkels für einen ersten lediglich
mit Längenunterschied arbeitenden Mikrowellen-Polarisator, für einen zweiten lediglich mit unterschiedlicher
Breite arbeitenden Mikrowellen-Polarisator sowie für einen dritten eine Ausführungsform darstellenden Mikrowellen-Polarisator,
der sowohl mit Breiten- wie Längenunterschied arbeitet.
In der Zeichnung, in deren Figuren jeweils gleiche oder entsprechende Teile mit gleichen Bezugsziffern
bezeichnet sind, sind Anordnungen und Kennlinienverläufe eines Zirkular-Polarisators dargestellt. Näherhin
zeigt Fig. 1 einen als Ganzes mit 10 bezeichneten Zirkular-Polarisator, welcher einen Hornstrahler 11 von
allgemein symmetrischer Form aufweist, der sich trichierartig zu einem symmetrischen axialen Eingangsanschluß
einer Polarisationsweiche 12 verjüngt, welche ihrerseits einen axialen Rechteck-Anschluß 12a und einen
radialen Rechteck-Anschluß 126 in einem symmetrischen Abschnitt 12c aufweist. Mit dem Anschluß 12a ist ein
Rechteck-Wellenleiterstück 13 und entsprechend mit dem Anschluß 126 ein Rechteck-Wellenleiterstück 14
verbunden. Die Wellenleiter 13 und 14 weisen beide Krümmer bzw. Kniestücke zur leichteren Anschlußverbindung
mit zusätzlichen Bauteilen des Zirkular-Polarisators 10 auf.
Mit den Wellenleitern 13 bzw. 14 sind Kompensationswellenleiter 15 bzw. 16 verbunden. An die Kompensationswellenleiter
15 bzw. 16 sind Rechteck-Wellenleiterstücke 17 bzw. 18' angekoppelt, welche die Kompensationswellenleiter
15 und 16 mit einer Polarisationsweiche 18 verbinden. Die Wellenleiter Yl und 18' weisen
90"-Krümmer zur leichteren Anschlußverbindung auf. Die Polarisationsweiche 18 besitzt einen Zirkular-Wellcnleiterabschnitt
18c, der in seiner Wandung einen radialen Rechteck-Anschluß 186 zur Verbindung mit dem
Wellenleiterstück 17 aufweist. Am axialen Ende der Polarisationsweiche 18 ist ein Rechteck-Anschluß 18a zur
Verbindung mit dem Wellenleiter 18' vorgesehen. Mit dem Zirkular-Wellenleiterabschnitt 18cist ein Zirkularabschnitt
19c einer Polarisationsweiche 19 verbunden, die ebenfalls einen radialen Rechteck-Anschluß 196 in der
Wandung des Zirkularabschnitts 19c und einen axialen Rechteck-Anschluß 19a am axialen Ende der Polarisationsweiche
19 aufweist.
Die Breite der langen oder Η-Fläche der Kompensationswellenleiter 15 und 16 ist nicht konstant, derart, daß
die Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer elektromagnetischen Welle in den Kompensationswellenleitern 15 und
16 variiert wird. Im einzelnen haben die parallelen Wellenleiter-Wege zwischen den Polarisationsweichen 18 und
12 eine solche Länge und Breite, daß über einen verhältnismäßig breiten Frequenzbereich die längs dieser
beiden Wege laufenden Signale zeitlich um 90° gegeneinander versetzt werden und so eine Zirkular-Polarisation
resultiert. Beispielsweise ergibt eine am Radialanschluß 196 eingespeiste linear polarisierte Welle eine
rechlsdrehende Zirkular-Polarisation (RHCP) am Hornstrahler 11. Eine am Axialanschluß 19a zugeführte linear
polarisierte Welle ergibt eine linksdrehend zirkulär polarisierte (LHCP) Welle am Hornstrahler 11. An ihren
Enden besitzen die Kompensationswellenleiter 15 und 16 sämtlich nach Größe und Form gleiche Rechteckquerschnitte.
Jedoch besitzt der Kompensationswellenleiter 15 in seinem Mittelteil eine gegenüber den Endabschnitten
verringerte Breite, und entsprechend der Kompensationswellenleiter 16 in seinem Mittelteil eine gegenüber
den Endabschnitten größere Breite. Demzufolge ist die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensalionswellenleiter
15 höher als die Fortpflanzungsgeschwindigkeit durch den Kompensationswellenleiter 16. Die
Differenz zwischen den Fortpflanzungsgeschwindigkeiten durch die Kompensationswellenleiter hängt von der
Frequenz des fortgepflanzten Signals ab, so daß für verschiedene Frequenzen jeweils ein unterschiedlicher
Betrag der Phasenverschiebung in den beiden Kompensationswellenleitern auftritt. Jedoch besitzt über einen
breiten Frequenzbereich die Phasenverschiebung etwa den zur Erzeugung eines ideal zirkulär polarisierten
Signals erforderlichen Wert von etwa 90°.
Zur Erzielung einer räumlichen Trennung von 90° (im Gegensatz zu einer zeitlichen 90°-Phasen-Trennung)
zwischen zwei vom gleichen Signal abgeleiteten Signalkomponenten ist die Polarisationsweiche 19 um 45°
bezüglich der Polarisationsweiche 18 gedreht. Das heißt, die Längsachse des Axialanschlusses 19a ist bezüglich
der Längsachse des Axialanschlusses 18a um 45° gedreht. In gleicher Weise ist die Umfangsstellung des
Radialanschlusses 196 um 45° gegenüber der Umfangsstellung des Radialanschlusses 186 versetzt. Dies hat zur
Folge, daß ein in einen der Anschlüsse 19a oder 196 eingeführtes linear polarisiertes Signal in zwei Komponenten
gleicher Leistung, die jedoch um 90° im Raum gegeneinander versetzt sind, aufgespalten wird, wobei die eine
Komponente durch den Axialanschluß 18a und die andere Komponente durch den Radialanschluß 186 austritt.
Bei weiterem Verlauf dieser beiden Komponenten durch die Kompensationswellenleiter 15 und 16 tritt eine
Relativverzögerung zwischen ihnen auf, derart, daß sie gegeneinander auch in der Phase um 90° versetzt
werden; in der Polarisationsweiche 12 werden sie dann zu einer zirkulär polarisierten Welle kombiniert.
Vorstehend wurde diese Ausführungsform zwar anhand der Umwandlung eines linear polarisierten Mikrowellen-Signals
in ein zirkulär polarisiertes Signal beschrieben; jedoch kann die Umwandlung auch für zwei
beliebige orthogonal polarisierte Mikrowellen-Signale erfolgen, die allgemein als elliptisch polarisierte Signale
bezeichnet werden und Linear-Polarisation und Zirkular-Polarisation als Spezialfälle enthalten. Die Phasendifferenz
zwischen den beiden orthogonal polarisierten Mikrowellen-Signalen bestimmt dabei, welche Art Signal
erzeugt wird. Falls, wie oben erwähnt, die Phasendifferenz 90° beträgt, wird ein zirkulär polarisiertes Signal
erzeugt, falls die Phasendifferenz 180° beträgt, entsteht ein anderes linear polarisiertes Signal, und für eine von
0°, 90°, 180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasendifferenz wird ein elliptisch polarisiertes Signal
erzeugt.
ίο Falls erwünscht, können gleichzeitig linear polarisierte Signale an den Anschlüssen 19a und 196 eingeführt und
zur Erzeugung von sowohl rechtsdrehenden wie linksdrehenden ideal zirkulär polarisierten Signalen verwendet
werden. Zwischen den beiden linear polarisierten Signalen besteht dabei keine Wechselwirkung, falls sie rein
orthogonal und betragsmäßig gleich sind. Dies beruht darauf, daß eine zirkulär polarisierte (CP) Welle als
orthogonale elektrische Komponenten enthaltend charakterisiert werden kann. Im Falle eines ideal zirkulär
polarisierten Signals, d. h., wenn die Ex- und .^Komponenten betragsmäßig gleich und genau um 90° außer
Phase sind, kann ein entgegengesetzt drehend zirkulär polarisiertes Signal in einen Wellenleiter eingeführt
werden, wobei es zu keiner Wechselwirkung zwischen diesem zweiten zirkulär polarisierten Signal mit dem
ersten kommt.
Die Erfindung bringt einen wesentlichen Fortschritt und eine wesentliche Verbesserung gegenüber bekannten
Polarisatoren, indem erfindungsgemäß ein über ein relativ breites Frequenzband brauchbarer Polarisator geschaffen
wird, der die Umwandlung linear polarisierter Signale in zirkulär polarisierte Signale und umgekehrt
ohne die für die bekannten Polarisatoren nach dem Stande der Technik bezeichnenden damit einhergehenden
hohen Werte des Axialverhältnisses gestattet. Dies ist bedeutsam, weil hohe Werte des Axialverhältnisses in den
zirkulär polarisierten Signalen eine Wechselwirkung zwischen gleichzeitig übertragenen LHCP- und RHCP-Si-
gnalen verursachen. Diese Interferenz oder Wechselwirkung kann die Anwendung dieser gleichzeitigen Übertragung
in Kommunikationssystemen beeinträchtigen oder ausschließen, was einen Nachteil darstellt, da die
gleichzeitige Fortpflanzung oder Übertragung von linksdrehenden und rechtsdrehenden LHCP- bzw. RHCP-Signalen
praktisch die Kapazität des Mikrowellen-Übertragungssystems verdoppelt. Fig.3 ist eine graphische
Darstellung des Verlaufs des Axialverhältnisses in Abhängigkeit von der Frequenz für einen erfindungsgemäßen
Zirkular-Polarisator. Die graphische Darstellung beruht auf Messungen der orthogonalen elektrischen Feldkomponenten
Ex und Ey über den angegebenen Frequenzbereich sowohl für rechtsdrehende (RHCP) wie für
linksdrehende (LHCP) Signale in dem Zirkular-Polarisator. Die Axialverhältnisse sind in dB aufgetragen und
durch horizontale Linien in der graphischen Darstellung veranschaulicht.
In einem speziellen Beispielsfall sind die Kompensationswellenleiter so ausgebildet, daß sie nahezu 90°
Phasenunterschied über das gesamte 3,7 bis 4,2 GHz Band ergeben. Indem man einfach den einen Wellenleiter
um eine Viertel Wellenlänge länger als den anderen wählt, erhält man einen Schmalband-Polarisator, desgleichen
wenn man den einen Wellenleiter schmaler als den anderen macht. Eine Kombination dieser beiden
Maßnahmen jedoch ergibt zwei Wellenleiter, die eine Phasendifferenz von genau 90° bei zwei verschiedenen
Frequenzen besitzen und deren Phasendifferenz überall zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen auf einen
Wert nahe 90° gebracht werden kann. Um zu veranschaulichen, wie es hierzu kommt, seien zwei Wellenleiter
mit unterschiedlichen Breiten und Längen angenommen. Bei einer durch den Index »1« bezeichneten ersten
Frequenz (f\)soll der Index »a« den einen Wellenleiter und der Index »£x<
den anderen Wellenleiter bezeichnen; dann gilt
/?„.,/. + 90° = ßb.;lb.
Darin bedeuten:
/ = Länge der beiden Wellenleiter
β = Fortpflanzungs- bzw. Übertragungskonstante in dem Wellenleiter
β = Fortpflanzungs- bzw. Übertragungskonstante in dem Wellenleiter
ß - ^t/i-
2a
λ = Wellenlänge = f-
C = Lichtgeschwindigkeit
A = Breite des Wellenleiters.
A = Breite des Wellenleiters.
Bei der durch den Index »2« bezeichneten zweiten Frequenz (fi) gilt
ßaja + 90° = ßtalb-Durch
Umformung erhält man aus diesen Gleichungen
360° ι /, / *-\ γ j + 9QO =
360° ' '
Durch Festlegung der beiden A's, für die der Phasenabgleich gewünscht wird, erhält man zwei Gleichungen
mit vier Unbekannten, und zwei weitere Variablen können durch Randbedingungen festgelegt werden. Es läßt
sich zeigen, daß dieses Gleichungssystem nur ein Minimum für die Nettophasenfunktion besitzt und somit nur
zwei Kreuzungsfrequenzen. Vorteilhaft werden An und Ab so gewählt, daß die Abweichung der Phasendifferenz
vom Wert 90° über ein bestimmtes Frequenzband möglichst gering wird. Aus einer Analyse der Gleichungen
läßt sich ableiten, daß die Dispersion minimalisiert wird, wenn A„ so weit wie möglich gleich Ab ist, was auch zu
sehr großen Werten /;, und lb führt. Das bedeutet, daß An und Ab so genau gleich groß gewählt werden sollen, wie
dies nach praktischen Längeerwägungen möglich ist. In der Anlage zur Beschreibung wird der Beitrag von
Längen- und Breitenänderungen zu den Kennlinien des zusammengesetzten Polarisators veranschaulicht. Zur
Auslegung eines Polarisators für das Frequenzband von 3,7 bis 4,2 GHz werden folgende Annahmen bzw.
Festsetzungen getroffen:
f\ = 3,762GHz
h = 4,115GHz
An = 2,2 Zoll
Ah = 2,38 Zoll.
Hieraus erhält man:
80,450224 /;, + 90° = 86,293212 lb
95,179104 4 + 90° = 100,166570 4.
95,179104 4 + 90° = 100,166570 4.
Durch Auflösen nach 4 und lb erhält man:
I11 = 8,061
lh = 8,558.
lh = 8,558.
Damit läßt sich nunmehr die Nettophasenfunktion für jede beliebige Frequenz unter Verwendung der angegebenen
Längen- und Breitenwerte wie folgt angeben:
A _ 3080,88 I/, / i V 2901,96 I/, _
φ = ~^r~ v] Kur) r~ l l \ÄjJ ·
Darin bedeutet A die Wellenlänge in Zoll. Diese Funktion ist in F i g. 3 graphisch dargestellt; der Kurvenverlauf
zeigt, daß sich ein potentielles Axialverhältnis von weniger als 0,05 dB über das 3,7 bis 4 2 GHz Band erzielen
Bei diesem speziellen Beispiel sollte als Verbindungswellenleiter für diese Phasenverzögerungs-Abschnitte
der Wcllenlciteriyp WR 229 verwendet werden und ein niedriger Wert des Eingangs-Welligkeitsfaktors (Stehwellenverhältnisses)
VSWR = »voltage standing wave ratio« war erwünscht; an den beiden Enden jedes der
beiden Kompensationswellenleiter wurde daher ein Anpassungsabschnitt zugefügt. Die Wellenleiter wurden
nach den vorstehend beschriebenen Methoden nachgerechnet, was zu den in F i g. 4 veranschaulichten Abmessungen
führte. Die Nettophasenfunktion wurde für diese Wellenleiter berechnet und ist in F i g. 3 dargestellt. In
F i g. 3 ist auch zum Vergleich mit der berechneten Phase die tatsächlich gemessene Phase der Kompensationswellenleiter mit dem angefügten Zwischenverbindungswellenleiter aufgetragen. Innerhalb der Meßgenauigkeit
sind die gemessene und die berechnete Phase nahezu identisch. Bei Verbindung mit dem übrigen Teil der
Zuführanordnung ergeben diese Phasensteuerungs-Wellenleiter potentiell ein Axialverhältnis von weniger als
0,05 dB über das 3,7 bis 4,2 GHz Band.
Falls in dem vorstehend betrachteten Beispiel statt einer Zirkular-Polarisation eine anderweitige Polarisation
gewünscht würde, müßte man die 90° -Phasenverschiebung entsprechend ändern. Das heißt, in der Gleichung
Ä..4 + 90° = ßb.xh
würde anstelle von 90° der Wert 180° gesetzt, um eine andere Linear-Polarisation zu erhalten, oder durch eine
entsprechende anderweitige Phasenverschiebung zur Erzielung elliptischer Polarisation (d. h. eine von 0°, 90°,
180° oder Vielfachen hiervon verschiedene Phasenverschiebung). Welche spezielle Phasenverschiebung jedoch
jeweils auch gewünscht wird, stets gibt es zwei verschiedene Frequenzen, bei welchen die Phasendifferenz genau
gleich der gewünschten Phasenverschiebung ist, und gleichzeitig kann die Phasendifferenz an allen Stellen
zwischen den beiden Kreuzungsfrequenzen nahezu gleich der gewünschten Phasenverschiebung gemacht werden.
F i g. 2 veranschaulicht eine Ausführungs- und Anwendungsform der Erfindung als Diplexer bzw. Frequenzweiche.
Die als Ganzes mit 30 bezeichnete Diplexeranordnung weist einen Zirkular-Polarisator 10 der in F i g. 1
gezeigten Art in Verbindung mit einem Hornstrahler 11a und einem Zirkular-Polarisator 20 auf. Allgemein
gesprochen, stellen die Zirkular-Polarisatoren 10 und 20 alternative Übertragungswege zu dem Hornstrahler
11a dar. Das heißt, falls entweder zwei Sender oder zwei Empfänger mit verschiedenen Frequenzen arbeiten,
kann die eine Frequenz in Verbindung mit dem Zirkular-Polarisator 10 und die andere Frequenz in Verbindung
mit dem Zirkular-Polarisator 20 verwendet werden. Eine Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 dient als gemeinsame
Übertragungsverbindung zwischen dem Hornstrahler Ua und den Zirkular-Polarisatoren 10 und 20. Die
Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 weist ein allgemein kreisförmiges Mittelteil und vier um dessen Umfang in
gegenseitigen Umfangsabständen von 90° herum verteilte Rechtecköffnungen bzw. -anschlüsse 21a, 216, 21c
und 21c/ auf. Bekanntlich wird die Leistung einer in bestimmter Richtung drehenden Polarisation gleichmäßig
zwischen gegenüberliegenden Rechteck-Anschlüssen aufgespalten. Der Zirkular-Polarisator 20 unterscheidet
sich von dem Zirkular-Polarisator 10 dadurch, daß vier Kompensationswellenleiter erforderlich sind. Die Kompensationswellenleiter
22, 23, 24 und 25 erstrecken sich zwischen der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 und
ίο einer weiteren Drehkreuz-Polarisationsweiche 26. Die Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 besitzt vier in Umfangsabständen
angeordnete Rechteck-Anschlüsse 26a, 266,26c und 26c/ in den gleichen Umfangsstellungen wie
die entsprechend bezeichneten Anschlüsse der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21. Der Kompensationswellenleiter
22 erstreckt sich zwischen den Anschlüssen 21a und 26a, der Kompensationswellenleiter 23 zwischen den
Anschlüssen 216 und 266, der Kompensationswellenleiter 24 zwischen den Anschlüssen 21c und 26c und der
Kompensationswellenleiter 23 zwischen den Anschlüssen 21c/und 26c/.
Die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter 22 und 24 besitzen in einem Mittelteil eine gleichartige
Verengung der Wellenleiterbreite. In analoger Weise sind die gegenüberliegenden Kompensationswellenleiter
23 und 25 in einem Mittelteil mit gleichartig verbreiterter Wellenleiterbreite ausgebildet Eine Polarisationsweiche
27 mit drei Anschlüssen weist einen Abschnitt 27c mit kreisförmigem Querschnitt und eine axiale Kreisöffnung
auf, die mit einer entsprechenden axialen Kreisöffnung der Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 verbunden
ist. Die Polarisationsweiche 27 weist einen axialen Rechteck-Anschluß 27a und einen radialen Rechteck-Anschluß
276 auf. Der Radialanschluß 276 ist in seiner Umfangsstellung um 45° gegenüber den benachbarten
Rechteck-Anschlüssen 26a und 266 der Drehkreuzverbindung 26 versetzt Dies ist analog zur Beziehung
zwischen den Polarisationsweichen 18 und 19 in F i g. 1 und ergibt eine 90°-räumliche Phasenverschiebung bzw.
räumliche Trennung von die Kombination der Verbindungen 26 und 27 durchsetzenden Signalen. Bei Zufuhr
eines Signals an einen der Anschlüsse 27a oder 276 werden diese Signale in zwei betragsmäßig gleiche und
gegeneinander räumlich um 90° versetzte Vektoren aufgeteilt. Jeweils eine Hälfte jedes Vektors wird dann in
den gegenüberliegenden Kompensationswellenleitern weiter übertragen und bezüglich den beiden Hälften der
anderen räumlich gegeneinander versetzten Vektoren, welche in den beiden anderen gegenüberliegenden
Kompensationswellenleitern übertragen werden, in der Phase verschoben. Die von den Kompensationswellenleitern
22,23,24 und 25 übertragenen Signale werden in der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 unter Erzeugung
eines zirkulär polarisierten Signals kombiniert.
Zur Isolation des Zirkular-Polarisators 10 gegenüber dem Zirkular-Polarisator 20 weist die Drehkreuz-Polarisationsweiche
21 ein Filter, beispielsweise ein Tiefpaßfrequenzfilter, auf, das den Zirkular-Polarisator 10 für
Signale sperrt. Analog weist die Polarisationsweiche 12 ein Filter, beispielsweise ein Hochpaßfrequenzfilter, auf,
das den Zirkular-Polarisator 20 für Signale sperrt. Ein Tiefpaßfilter stellt einen Kurzschluß für die höherfrequenten
Obertragungs- bzw. Sendesignale dar, derart, daß diese nicht durchgelassen werden, während es für die
niedriger frequenten Empfangssignale eine Leerlauf- oder angepaßte Impedanz bildet, derart, daß die niedriger
frequenten Signale wirksam angekoppelt werden. Die Drehkreuz-Polarisationsweichen werden jeweils mil
einem Paar diametral gegenüberliegender Öffnungen statt mit nur einer öffnung zur Ankopplung jedes Signals
von der Hornantenne verwendet, zur Aufrechterhaltung der Symmetrie in dem Zirkularwellenleiter, um so die
Anregung von Strahlungsmodes höherer Ordnung zu verringern.
Die Diplexervorrichtung 30 (F i g. 2) arbeitet mit zwei zueinander orthogonal polarisierten Übertragungsbzw. Sendesignalen bei einer Frequenz und zwei zueinander orthogonal polarisierten Empfangssignalen bei
einer zweiten Frequenz, in Verbindung mit einer einzigen Antenne. Bekanntlich wirkt eine Diplexervorrichtung
reziprok mit einer anderen Diplexervorrichtung zusammen, und die Übertragungs- bzw. Sendesignale unter
diesen Frequenzen können umgekehrt werden, ohne daß hierfür eine Änderung in der Anordnung selbst
erforderlich ist. Für die Zwecke der Erläuterung soll der Zirkular-Polarisator 10 einem Übertragungs- bzw.
Sendesignal und der Zirkular-Polarisator 20 einem Empfangssignal zugeordnet sein. Die Generatorsignale für
die Übertragungs- bzw. Sendesignale werden dem Zirkular-Polarisator 10 über die Anschlüsse 12a und 12£
zugeführt.
An der Hornantenne 11a wird ein Paar aus zwei polarisierten Empfangssignalen mit zueinander orthogonalen
elektrischen Feldvektoren aufgenommen und über einen die Verbindung zwischen dem Mittelteil der Drehkreuz-Polarisationsweiche
21 und der Hornantenne 11a bildenden Zirkular-Anschluß durch die Polarisationsweiche
21 geleitet. Die Empfangssignale werden unabhängig voneinander über die Anschlüsse 21a bis 21c/aus
der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 ausgekoppelt. Eine Vektorkomponente des einen Signals wird hierbe
gleichmäßig auf zwei Kompensationswellenleiter 22 und 24 und entsprechend die hierzu orthogonalen Vektorkomponente
des anderen Signals in ähnlicher Weise gleichmäßig auf die Kompensationswellenleiter 23 und 2J
aufgeteilt. Die orthogonalen Vektorkomponenten jedes der beiden Signale sollen in der Drehkreuz-Polarisa·
tionsweiche 26 nach der Phasenverschiebung in den Kompensationswellenleitern 22, 23, 24 und 25 kombinier!
werden. Von der Drehkreuz-Polarisationsweiche 26 gelangen sie zu der Polarisationsweiche 27, wodurch eine
90°-räumliche Orientierung des Signals stattfindet.
Im Sendebetriebszustand werden Senderausgangssignale bei der gleichen Frequenz in den Axialanschluß 12;
und den Radialanschluß 126 eingeführt. Diese Signale werden dem Mittelwert des Zirkularabschnitts 12i
b5 zugeführt. Infolge der Symmetrie des Zirkularwellenleiterteils der Polarisationsweiche 12 und der Fortpflan
Zungseigenschaften der Rechteck-Wellenleiterabschnitte benachbart den Anschlüssen 12a und 126 sind clii
beiden Sendeübertragungs-Öffnungen gegeneinander isoliert. Der angeregte radiale Anschluß 126 erzeugt ii
dem Zirkularwellenleiter ein elektrisches Feld, das rechtwinklig zur längeren Seite des Axialanschlusses 12;
polarisier! ist. Entsprechend erzeugt der angeregte Axialanschltiß 12«? ein elektrisches Feld in dem Zirkularwellcnlcilcr,
das rechtwinklig zur längeren Seile des Radialanschlusses 126 polarisiert ist. Da jeweils die längeren
Seiten der beiden Anschlüsse !2a und i2b rechtwinklig zueinander sind, bleiben die Übertragungs- bzw.
Scndesignale gegeneinander isoliert, während sie gleichzeitig orthogonale Felder in dem Zirkularabschnitt der
Polarisationsweiche 12 hervorrufen.
Bei Empfangsbetrieb wird ein Paar aus zwei zueinander orthogonalen Signalen bei der niedrigeren Frequenz
von der Hornantenne 11a der Drehkreuz-Polarisationsweiche 21 zugeführt Die niedrigerfrequenten Signale
werden vom Sender isoliert und zwar wegen des einen kleineren Durchmesser aufweisenden Zirkular-Wellenleiters
der Polarisationsweiche 12, der unterhalb der Durchlaßgrenze bei der Empfangsfrequenz liegt Somit
treten beim Empfang von Signalen in dem Zirkularwellenleiter der Polarisationsweiche 21 diese Signale nur
durch die Kopplungsöffnungen in die Kompensationswellenleiter 22 bis 25 aus.
F i g. 5 zeigt Phasen/Frequenz-Kurven bzw. -Kennlinien für drei verschiedene Polarisatoren. Bei dem erste·'
Polarisator findet lediglich eine Längendifferenz zur Erzielung einer Phase von 90° im Mittelbereich seines
Betriebsfrequenzbandes Anwendung, was eine monoton mit der Frequenz ansteigende Phasen/Frequenz-Kurve
zur Folge hat Bei dem zweiten Polarisator findet lediglich eine Breitendifferenz zur Erzielung einer 90°-Phasenverschiebung
Anwendung, was zu einer mit der Frequenz monoton fallenden Phasen/Frequenz-Kurve führt. Bei
dem dem vorstehend beschriebenen Polarisator entsprechenden dritten Polarisator findet sowohl eine Längendifferenz
als auch eine Breitendifferenz Anwendung, zur Erzielung einer sattelförmigen Phasen/Frequenz-Kurve.
Aus den lediglich mit Breiten- oder lediglich mit Längenmodifizierung arbeitenden Kurven ist ersichtlich, daß
die Abweichung von der gewünschter/ Phasenverschiebung 90° an den Rändern des Betriebsfrequenzbandes
wenigstens 17° beträgt während bei dem sowohl mit Breiten- als auch mit Längenänderung arbeitenden
Polarisator die Abweichung der Phasenverschiebung von dem gewünschten Wert 90° weniger als 1,1° über das
gesamte Betriebsfrequenzband beträgt. Für einen lediglich mit Längenunterschieden arbeitenden Polarisator
ergeben sich folgende Beziehungen:
Unter Verwendung einer Basisbreite des WR 229-Polarisators von 2,290 Zoll
360
mit Einstellung von /für beste Phasenlage bei 3,4 und 4,2 GHz erhält man
Φ 3,4 = 67,64687201 /
4*4,2 = 101,1554752/
4*4,2 = 101,1554752/
und hieraus
90 - 67,64687201 / = 101,1554752 / - 90
168,8023472 /=180
168,8023472 /=180
/= 1,066335883
383,8809179
φ = !—
Für einen nur mit Breitenunterschieden arbeitenden Polarisator werden, um die Gesamtlänge etwa gleich
groß wie bei dem Vergleichspolarisator zu machen, folgende Werte gewählt:
<·(, = 2,11" und a2 = 2,47"
a2 = 22Q„ oderdje Basisbreitedes WR 229-Polarisators
2
360
360
Durch Einstellung von /für beste Phasenlage zwischen 3,4 und 4,2 GHz erhält man
45 3,4 =-- 14,81582346/
S54,2 = 9,78856415/
S54,2 = 9,78856415/
und weiter
90 - 14,81582346 / = 9,78856415/- 90
24,60438761 /=180
24,60438761 /=180
/= 7,315768344"
φ =
2633'68
ν 4.22 y J
Für einen sowohl mit Breiten- wie mit Längenunterschieden arbeitenden Polarisator lauten die Beziehungen:
R - RS?
10
15
20
25
35
40
45
Dies kann wie folgt in Breitenänderungs- und Längenänderungskomponenten aufgetrennt werden:
♦ [O777W - RF) (^
worin der erste Ausdruck in eckigen Klammern die Längenkomponente und der zweite Ausdruck in eckigen
Klammern die Breitenkomponente darstellen.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
30
1
I
60
Claims (12)
1. Mikrowellen-Polarisator zur Umwandlung der Polarisation eines Mikrowellensignals zwischen Zirkular-
und Linearpolarisation, bei dem zwei in ihrer Polarisationsrichtung aufeinander senkrechtstehende
Mikrowellensignale gegeneinander um 90° verzögert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine
erste Polarisationsweiche (12) zur Leistungskopplung zwischen einem Rund-Wellenleiter (\2c) und zwei
Rechteck-Wellenleitern (12a, 126,/derart vorgesehen ist, daß auf jeden der beiden Rechteck-Wellenleiter die
Hälfte der Leistung in dem Rund-Wellenleiter (12c,) entfällt, daß eine zweite Polarisationsweiche (18) zur
Leistungskopplung zwischen zwei Rechteck-Wellenleitern (18a, 186,1 und einem Rund-Welienleiter (Mc)
derart vorgesehen ist, daß die Leistung in dem Rund-Wellenleiter (18c) doppelt so groß wie die Leistung in
jedem der Rechteck-Wellenleiter (\%a, 186,} ist, daß Übertragungsvorrichtungen zur Erzeugung der Phasenverschiebung
zwischen den beiden Mikrowellensignalen zwischen den beiden Polarisationsweichen (12, 18)
angeordnet sind, daß die Übertragungsvorrichtungen einen ersten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg
(13, 15, 17) und einen zweiten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (14, 16, 18') aufweisen, daß die
beiden Übertragungswege eine unterschiedliche Länge zwischen den beiden Polarisationsweichen (12, 18)
aufweisen, daß der erste Übertragungsweg (13,15,17) eine betragsmäßig zunächst abnehmende und dann
zunehmende Breitenabmessung aufweist, wobei die Abnahme und die Zunahm? betragsmäßig symmetrisch
gleich groß sind, so daß der er'te Übertragungsweg einen Mittelbereich (15) mit gegenüber dem übrigen Teil
des Übertragungsweges verringerter Breite aufweist, daß der zweite Übertragungsweg (14, 16, 18') eine
betragsmäßig zunächst zunehmende und dann abnehmende Breitenabmessung aufweist, wobei die Zunahme
und die Abnahme betragsmäßig symmetrisch gleich groß sind, so daß der zweite Übertragungsweg einen
zweiten mittleren Bereich (16) mit einer gegenüber dem übrigen Teil des zweiten Übertragungsweges
größeren Breite aufweist, daß die Abmessungen der Übertragungsvorrichtungen so gewählt sind, daß für
zwei verschiedene Signalfrequenzen von durch die Übertragungsvorrichtungen übertragenen Signalen die
Phasendifferenz von 90° erzielt wird, daß eine dritte Polarisationsweiche (19) mit mit dem Rund-Wellenleiterteil
(18c^der zweiten Polarisationsweiche (18) verbundenem Rund-Wellenleiterteil (19ς) und zwei Rechteck-Wellenleiteranschlüssen
(19a, 196,) vorgesehen ist, die gegenüber den Rechteck-Wellenleiteranschlüssen (18a, 18tyder zweiten Polarisationsweiche (18) um 45° gedreht siiid, und daß die Rechteck-Wellenleiteranschlüsse
(19a, 196,} der dritten Polarisationsweiche (19) so ausgebildet sind, daß sie jeweils nur Signale
durchlassen, die orthogonalen Polarisationsrichtungen zugeordnet sind.
2. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Polarisationsweiche
(12) einen ersten Anschluß (12c,)zur Weiterleitung erster und zweiter zueinander orthogonal polarisierter
Mikrowellensignale eines ersten Frequenzbandes, einen zweiten Anschluß (12a,) für das erste Signal und
einen dritten Anschluß (\2b) für das zweite Signal aufweist, daß die Übertragungsvorrichtungen (13 bis 17,
18') eine erste Polarisationseinstellvorrichtung mit einem vierten, fünften, sechsten und siebten Anschluß
bilden, von welchem der vierte und fünfte mit dem zweiten und dritten Anschluß (12a, \2b) gekoppelt sind
und das erste bzw. zweite Signal durchlassen, während der sechste und der siebte Anschluß zwei orthogonal
zueinander polarisierte Signale des ersten Frequenzbandes durchlassen, wobei jeweils eines dieser Signale
von einem dieser beiden Anschlüsse durchgelassen wird, und daß die Polarisationseinstellvorrichtung durch
den ersten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (13,15,17) zwischen dem vierten (i2a) und dem sechsten
(186,1 Anschluß sowie den zweiten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (14, 16, 18') zwischen dem
fünften (126,}und dem siebten (18a,} Anschluß gebildet ist.
3. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Polarisationsweiche
(18,19) einen achten, neunten, zehnten und elften Anschluß aufweisen, daß der achte bzw. der
neunte Anschluß mit dem sechsten (186,} bzw. dem siebten (18a,} Anschluß verbunden ist, und daß der achte
und der neunte Anschluß zwei zueinander orthogonal polarisierte Signale durchlassen.
4. Polarisator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Polarisationsweiche (18,
19) einen ersten Rund-Wellenleiterabschnitt (18c,) und einen hiermit axial ausgerichteten zweiten Rund-Wellenleiterabschnitt
(19c,)aufweisen, daß der erste Rund-Wellenleiterabschnitt (18c,) an seinem ersten Ende mit
dem ersten Ende des zweiten Rund-Wellenleiterabschnitts (19ς} in Verbindung steht, daß der erste Rund-Wellenleiterabschnitt
(18c,) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem
siebten Anschluß (18a,) entsprechenden ersten Rechtecköffnung und in seiner Wandung mit einer dem achten
Anschluß entsprechenden zweiten Reckteck-Öffnung (186,) versehen ist, daß der zweite Rund-Wellenleiterabschnitt
(19ς) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem zehnten
Anschluß (19a,} entsprechenden ersten Reckteck-Öffnung und in seiner Wandung mit einer dem elften
Anschluß (196) entsprechenden zweiten Rechteck-Öffnung versehen ist, daß der siebte Anschluß (iSa) und
der zehnte Anschluß (19a,) gegeneinander um die Mittelachse der beiden Rund-Wellenleiterabschnitte (18c,
19c^ verdreht sind, und daß der achte Anschluß (186,) und der elfte Anschluß (196,) gegeneinander in
Umfangsrichtung um die Mittelachse gegeneinander versetzt sind.
5. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der in den
beiden Übertragungswegen auftretenden Phasenverschiebung in Abhängigkeit von den Frequenzen des
ersten Frequenzbandes veränderlich ist.
6. Mikrowellen-Polarisalor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, diif.i clic
Breite und Länge der Rechlcek-Wellenleiterübcrtragungswege (13, 15, 17 bzw. 14, 16, 18') fiL-miil.t den
M folgenden Beziehungen gewühlt sind:
360°
worin »a« und »Zx< jeweils die beiden Übertragungswege, »/« die jeweilige Länge eines Übertragungsweges,
»A« die Breite eines Übertragungsweges, »/?j« und »Λ2« die beiden Wellenlängen, für welche das Axialverhältnis
der orthogonalen Komponenten des zirkulär polarisierten Signals 0 dB beträgt, sowie »P« die
Soll-Phasenverschiebung von z. B. 90° bedeutet.
7. Mikrowellen-Polarisator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
Breitenänderungen in diskreten Stufen ausgeführt sind.
8. Mikrowellen-Polarisator nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine elektromagnetische
Wellenleitervorrichtung (21, Fig.2) mit einem zwölften, dreizehnten, vierzehnten (21a,/ und
einem fünfzehnten (2ib) Anschluß vorgesehen ist daß der zwölfte Anschluß (von 11a her) das erste und
zweite Signal des ersten Frequenzbandes sowie zueinander orthogonal polarisierte dritte und vierte Signale
in einem zweiten Frequenzband durchläßt, daß der dreizehnte Anschluß das erste und zweite Signal durchläßt,
das dritte und vierte Signal hingegen sperrt, daß der vierzehnte Anschluß (21a) das dritte Signal
durchläßt, das erste und zweite und dritte und vierte Signal sperrt, daß der fünfzehnte Anschluß (21 b) das
vierte Signal durchläßt, das erste, zweite und dritte Signal jedoch sperrt, daß der dreizehnte Anschluß in
Verbindung mit dem ersten Anschluß(12c, Fig. 1) steht,daß eine vierte Polarisationsweiche (26, 27, Fig. 2)
mit einem sechzehnten (26a,/, einem siebzehnten (26b), einem achtzehnten und einem neunzehnten Anschluß
vorgesehen ist, daß der sechzehnte (26a) und der siebzehnte (26b) Anschluß Signale des zweiten Frequenzbandes
durchlassen und der achtzehnte und neunzehnte Anschluß jeweils eines von zwei zueinander orthogonal
polarisierten Signalen des zweiten Frequenzbandes durchlassen, daß eine zweite Polarisationseinstellvorrichtung
vorgesehen ist, die einen zwischen dem vierzehnten (21a,/ und dem sechzehnten (26a) Anschluß
angeschlossenen Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (22) und einen zwischen dem fünfzehnten (2\b)
und dem siebzehnten (26b) Anschluß angeschlossenen vierten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (23)
aufweist, daß die Breite und Länge des dritten (22) und des vierten (23) Rechteck-Wellenleiter-Übertragungs- ,
weges so gewählt sind, daß der jeweilige Polarisationszustand von über die betreffenden Übertragungswege
übertragenen Signalen durch Änderung der relativen zeitlichen Phasenlage zwischen den beiden Signalen
die gewünschte Soll-Phasenverschiebung ergibt, so daß beim Empfang des dritten und vierten Signals zwei
zueinander orthogonal polarisierte Signale des zweiten Frequenzbandes erzeugt werden.
9. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Polarisationsweiche
(26,27) einen dritten Rund-Wellenleiterabschnitt (27) sowie einen mit diesem axial ausgerichteten Rund-Wellenleiterabschnitt
(26) aufweist, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt (27) an seinem ersten Ende mit
dem ersten Ende des vierten Rund-Wellenleiterabschnitts (26) in Verbindung steht, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt
(27) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende mit einer dem neunzehnten
Anschluß entsprechenden Rechteck-Öffnung und in seiner Wandung mit einer dem achtzehnten
Anschluß entsprechenden zweiten Rechteck-Öffnung versehen ist, daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt
(26) an seinem dem ersten Ende gegenüberliegenden zweiten Ende geschlossen ist und in seiner
Wandung zwei in Umfangsabstand voneinander angeordnete, dem sechzehnten Anschluß (26a,) und dem
siebzehnten Anschluß (26b) entsprechende Rechteck-Öffnungen aufweist, und daß der siebzehnte Anschluß
(26b) und der sechzehnte Anschluß (26a,/ gegenüber dem in der Wandung des dritten Rund-Wellenleiterabschnitts
(27) angeordneten achtzehnten Anschluß in Umfangsrichtung um die Mittelachse der Rund-Wellenleiterabschnitte
(26,27) versetzt sind.
10. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Rund-Wellenleiterabschnitt
(27) ein Teil einer Polarisationsweiche ist und daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt (26) eine
Drehkreuz-Polarisationsweiche bildet und zwischen zwei Komponenten eines über die dritte Polarisationsweiche
übertragenen Signals eine räumlich-geometrische Phasendrehung um 90° hervorruft.
11. Mik^owellen-Polarisator nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite
Polarisationseinstellvorrichtung einen fünften Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (24) und einen
sechsten Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg (25) aufweist, daß die elektromagnetische Wellenleitervorrichtung
(21) in ihren Wandungen zwei weitere Rechteckanschlüsse (21c, 21 d) gegenüberliegend zu dem
vierzehnten bzw. fünfzehnten Anschluß (21a bzw. 216,) aufweist, daß der vierte Rund-Wellenleiterabschnitt
(26) der dritten Polarisationsweiche zwei weitere Rechteckanschlüsse (26c, 26d) gegenüberliegend zum
sechzehnten und siebzehnten Anschluß (26a bzw. 266,)aufweist, und daß die zusätzlichen Rechteckanschlüsse
(21c, 21c/bzw. 26c, 26cy paarweise durch den fünften (24) und den sechsten (25) Rechteck-Wellenleiter-Übertragungsweg
miteinander verbunden sind.
12. Mikrowellen-Polarisator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Übertragungsweg
(22) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten verringertem Durchmesser und der vierte
Übertragungsweg (23) einen Mittelbereich von gegenüber den Endabschnitten vergrößertem Durchmesser
aufweist, und daß die diametral gegenüberliegenden fünften und sechsten Übertragungawege(24,25] Mittelabschnitte
mit jeweils entsprechender Breite besitzen, derart, daß einander gegenüberliegende Übertragungswege
(22, 24 bzw. 23, 25) gleichartige Phasenverschiebungen der in ihnen übertragenen Signale
bewirken.
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1980
- 1980-01-18 DE DE3001813A patent/DE3001813C2/de not_active Expired
- 1980-01-18 JP JP375080A patent/JPS5597701A/ja active Granted
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