DE29516451U1 - Induktiver Näherungssensor mit hoher Schaltgeschwindigkeit - Google Patents

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen der komplexen Impedanz einer verlustbehafteten Spule, deren Impedanz von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist, und einen nach dieser Vorrichtung aufgebauten induktiven Sensor bzw. Wirbelstromsensor.

Eine von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängige Spule - im folgenden als Sensorspule oder Meßspule bezeichnet - wird in der Betriebsmeßtechnik, Prozeßüberwachung und Sensorik in vielfältiger Weise als induktiver Abstandssensor oder induktiver Näherungsschalter zur Abstandsmessung und als Wirbelstromsensor zur zerstörungsfreien Materialprüfung eingesetzt. Die nichtelektrischen Meßgrößen können der Abstand s eines Meßobjekts - im folgenden als Steuerfahne bezeichnet - bzw. die physikalischen Eigenschaften des Meßobjekts sein, wie elektrische Leitfähigkeit &sgr;, die Permeabilität &mgr; oder abgeleitete Größen.

Wird ein solches, meist metallisches, Meßobjekt in das elektromagnetische Wechselfeld der Spule eines induktiven Sensors eingebracht, wird die komplexe Impedanz der Spule durch die nichtelektrischen Meßgrößen geändert. Die nichtelektrischen Meßgrößen beeinflussen bei geeigneter Frequenz häufig nur eine Komponente der komplexen Impedanz, beispielsweise beeinflußt die elektrische Leitfähigkeit des Meßobjektes den Verlustwiderstand der Spule oder die Permeabilität des Meßobjekts die Induktivität der Spule. Stets ist jedoch die Spule ohne Meßobjekt verlustbehaftet, d. h. ein induktiver Sensor hat neben der Grundinduktivität zusätzliche ohmsche Verluste. Die elektrischen Meßschaltungen sollen möglichst nur den Anteil der Impedanz oder eine aus der Impedanz abgeleitete Größe erfassen, die von der nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist. Eine Meßschaltung zur Auswertung der Änderung der komplexen Impedanz oder einer abgeleiteten Größe ist in ihrem Verhalten von den Eigenschaften der Spule abhängig. Die Güte Q bzw. der Verlustfaktor D und das Temperaturverhalten der Spule bestimmen bei ausreichend großer Meßempfindlichkeit die Eigenschaften der Messung. Mit anderen Worten, die Meßeigenschaften werden ganz wesentlich durch die Verluste der Spule bestimmt. Durch geeignete Wahl der Meßschaltung wird versucht, nur den meßgrößenabhängigen Teil der komplexen Impedanz oder einer daraus abgeleiteten Größe zu messen, beispielsweise den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Güte bzw. den Verlustfaktor. Es sind zahlreiche Meßschaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt, aber nur wenige Schaltungen haben sich in der Praxis als brauchbar bewährt. Meistens sind die Auswerteschaltungen zur Verbesserung der Meßeigenschaften direkt an die Sensorspule angepaßt.

Elektrische und elektronische Schaltungen sind in ihrem Verhalten von den Eigenschaften der verwendeten Bauelemente abhängig. Die Güte und das Temperaturverhalten von Widerständen und Kondensatoren sind mit modernen Technologien beherrschbar; ebenso sind die Eigenschaften von modernen Halbleiter-Schaltungen durch geeignete Wahl der Schaltung bestimmbar; jedoch sind nur wenige Schaltungen bekannt, die die Güte und den Temperaturgang einer verlustbehafteten Spule verbessern.

Die wichtigsten berührungslosen Sensoren zur Prozeßsteuerung und Anlagenüberwachung sind induktive Abstands- bzw. Näherungssensoren oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren. Ein induktiver Näherungssensor enthält eine Spule mit einem gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeld. Hierzu verwendet man meist handelsübliche zylinderförmige Einzel- oder Halbschalenkerne aus ferromagnetischem Ferritmaterial. Dadurch entsteht an den offenliegenden Schenkeln dieser rotationssymmetrischen Einzelschalenkerne eine Vorzugsrichtung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes. Wird in dieses gerichtete Hochfrequenzfeld ein elektrisch oder magnetisch leitendes bzw. ferromagnetisches Material - eine sogenannte Steuerfahne - gebracht, tritt eine Dämpfung der magnetischen und elektrischen Komponente des Hochfrequenzfeldes und damit eine Dämpfung der Spule auf.

Ein handelsüblicher induktiver Näherungssensor enthält einen Hochfrequenz-Oszillator mit einem LC-Schwingkreis. Die Spule dieses LC-Schwingkreises erzeugt das gerichtete elektromagnetische Hochfrequenzfeld. Durch die oben beschriebenen Dämpfung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes nimmt die Amplitude der Hochfrequenz-Schwingungen des Oszillators ab. Die Amplitude der Oszillator-Hochfrequenz-Schwingungen kann als Maß für die Dämpfung des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes verwendet werden, also als Maß für den Abstand einer Steuerfahne. Zur Auswertung der Dämpfung wird die Amplitude des Oszillator-Hochfrequenzsignals im allgemeinen gleichgerichtet und mit einem Tiefpaßfilter gefiltert. Dieses gleichgerichtete und gefilterte Hochfrequenz-Amplituden-Signal ist ein Gleichspanmmgs- oder Gleichstrom-Signal und kann entweder direkt in ein analoges Signal zur Anzeige des Abstandes einer Steuerfahne verstärkt oder mit Hilfe einer nachfolgenden Auswerteschaltung in ein Schaltsignal umgesetzt werden, wobei das Schaltsignal bei einem definierten Abstand der Steuerfahne seinen Schaltzustand ändert. Besonders induktive Näherungsschalter, die nach der zuletzt beschriebenen Funktion arbeiten, dienen in zahlreichen Ausführungsformen und in großer Anzahl zur Anlagensteuenmg und Anlagenüberwachung. Als Schaltung zur Erzeugung der Hochfrequenz-Schwingungen wird sehr häufig eine Meißner-Oszillator-Schaltung verwendet. Bei einem induktiven Näherungssensor hängt der erzielbare und nutzbare Abstandsbereich, d. h. der Abstand der Steuerfahne von der "aktiven" Fläche der Spule, im wesentlichen von der Größe und den Eigenschaften der Hochfrequenz-Spule ab. Die Dämpfung durch die Steuerfahne bewirkt eine Änderung der Güte Q der Spule. Bei Annähern der Steuerfahne wird die Güte Q von einem maximalen Wert Q₀ in Form einer S-Kurve auf einen minimalen Wert reduziert. Den Schaltpunkt bzw. den Meßbereich legt man zweckmäßigerweise in den steilsten Teil der S-Kurve, i. a. ist das am Wendepunkt. Will man den Meßbereich vergrößern, so muß man auch die flacheren Teile der S-Kurve ausnutzen. Die Messung ist in einem flacheren Teil mit einer wesentlich größeren Unsicherheit behaftet, da eine bestimmte auswertbare Güteänderung hier eine große Änderung im Abstand s der Steuerfahne bedeutet. Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die relative Güte Q/Q_o einer Spule zeigt, daß die Güte mit steigender Temperatur abnimmt. Der Temperatureinfluß auf die Spulengüte schränkt den nutzbaren Abstandsmeßbereich bei induktiven Näherungssensoren wesentlich ein, da die Güteänderung infolge des Temperatureinflusses in

einem vorgesehenen Temperatur-Arbeitsbereich größer werden kann als die durch eine Steuerfahne bewirkte Änderung.

Bei vielen Anwendungen und in vielen Ausführungsformen wird der Abstandsmeßbereich so niedrig gewählt, daß keine besonderen Maßnahmen zu einer Temperaturkompensation notwendig sind. Bei kritischen Einsatzfällen verwendet man temperaturabhängige Widerstände, beispielsweise Heißleiter oder Kaltleiter, um den Temperaturgang des Schaltabstandes zu kompensieren. Dieser zusätzliche Aufwand führt jedoch nur in einem beschränkten Temperaturbereich zu befriedigenden Ergebnissen. Eine wesentliche Vergrößerung des nutzbaren Abstandsmeßbereiches kann damit nicht erreicht werden.

Eine verlustbehaftete Spule wird durch die komplexe Impedanz Z beschrieben. Eine an die Spule angelegte Wechselspannung H eilt dem durch die Spule fließenden Wechselstrom / um den Phasenwinkel &psgr;^₁ vor, der um den Verlustwinkel S kleiner ist als 90° (Grad). Das Verhalten einer verlustbehafteten Sensorspule eines induktiven Näherungssensors wird durch eine Ersatzschaltung beschrieben, in der der Feldverlustwiderstand Rp durch einen ohmschen Parallelwiderstand parallel zu einem Blindwiderstand X_L durch eine reine Induktivität L und in Reihe zu dieser Parallelschaltung den Wicklungswiderstand R_cu der Spule durch einen ohmschen Vorwiderstand berücksichtigt wird, wie beispielsweise in der deutschen Offenlegungsschrift OS 38 14 131 in Fig 2a dargestellt. In dieser an sich bekannten Ersatzschaltung repräsentiert

- der Feldverlustwiderstand R_p die Wirkverluste des elektromagnetischen Wechselfeldes durch Wirbelströme und Ummagnetisierungsverluste im Spulenkern und im Meßobjekt (Steuerfahne),

- der Blindwiderstand Z. die induktiven Verluste der Meßspule und des elektromagnetischen Wechselfeldes infolge der Permeabilität &bgr; des Meßobjektes (Steuerfahne) und die dielektrischen Verluste durch die Eigenkapazität der Meßspule und

- der Wicklungswiderstand R_cu die Gleichstrom-Wirkverluste durch den Kupferwiderstand des Spulendrahtes und die Wechselstrom-Wirkverluste durch den SMn-Effekt im Spulendraht.

Die Güte einer Spule ist gegeben durch das Verhältnis aus dem Blindwiderstand Im(Z) und dem Verlustwiderstand Re(Z), wobei Z der komplexe Scheinwiderstand (Impedanz) der Spule ist.

Q - ¹^ (D

Se(Z)

Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Impedanz Z und auf die Güte Q einer Spule wird im wesentlichen durch die Temperaturabhängigkeit der Verlustwiderstände bewirkt. Bekannt ist der Temperaturkoeffizient &agr; des Gleichstrom-Widerstandes der Kupferwicklung der Spule mit etwa 3,95 · 10" /K. Die Temperaturgänge der anderen Verlustwiderstände sind meist kleiner, jedoch in ihrer Größe von der Bauart der Spule abhängig.

Die Güte und damit auch der Temperaturgang einer Spule ist eine zusammengesetzte Größe, die bei verschiedenen Bauarten und sogar von Exemplar zu Exemplar starken

Schwankungen unterworfen ist. Deshalb muß eine Kompensation bzw. eine Reduzierung des Temperaturganges mindestens für jede Bauart einer Spule getrennt vorgenommen werden.

Als Maß für den Abstand eines Meßobjektes (Steuerfahne) von der Sensorspule werden im allgemeinen die Meßgrößen komplexe Impedanz Z oder ersatzweise Güte Q oder Scheinwiderstand Z der Meßspule gemessen. Häufig wird die Messung der Güte mit einem LC-Schwingkreis oder die Messung des Scheinwiderstandes in der zerstörungsfreien Materialprüfung durchgeführt. Der Nachteil dieser Messungen ist die Abhängigkeit von der Temperatur und vom Material des Meßobjektes und damit die reduzierte Genauigkeit der Meßgröße. Bei der Gütemessung mit einem LC-Schwingkreis wird dieser Schwingkreis in einem Oszillator zu Resonanzschwingungen angeregt, wobei die Schwingungsamplitude des Oszillators ein Maß für die Güte ist. Der Scheinwiderstand Z läßt sich aus der gleichzeitigen Effektivwert-Messung der an der Meßspule angelegten Spannung TJ ~ und des durch die Meßspule fließenden Stromes / „ ermitteln.

Dabei enthält der Scheinwiderstand Z die Wirkkomponente R (Verlustwiderstand) und die frequenzabhängige Blindkomponente X_L = uL. Aus der komplexen Impedanz Z = R + jo)L ergibt sich der Scheinwiderstand Z.

Z = \JR² + (&ohgr; Lf <³>

Ist der Wirkwiderstand R vernachlässigbar, so ergibt sich aus der Strom- und Spannungsmessung der Blindwiderstand X_T .

&khgr; = &ohgr;! = _ ^el (4)

Um aus den Messungen die Induktivität L zu erhalten, muß noch die Frequenz / = (u/2% der Meßspannung bekannt sein. Zur Messung der eigentlich zu erfassenden komplexen Impedanz Z muß mittels zweier getrennter Meßvorgänge entweder

- der Wirkwiderstand R als Realteil Re(Z) und der Blindwiderstand X, als Imaginärteil Im(Z) der komplexen Impedanz oder

- der Scheinwiderstand Z und der Phasenwinkel &psgr;_&Pgr;&Igr; zwischen dem durch die Meßspule fließenden Strom / und der an die Meßspule angelegten Spannung U gemessen werden. Bei den meisten Anwendungen wird nur eine der oben dargestellten Meßgrößen gemessen und zwar nur diejenige, die möglichst selektiv auf die zu messende Größe Abstand der Steuerfahne von der Meßspule reagiert und die von Störgrößen wie Temperatur und elektromagnetische Einstrahlungen möglichst wenig beeinflußt wird, so daß die Genauigkeit und Auflösung möglichst hoch ist.

In der deutschen Offenlegungsschrift 35 13 403 wird ein Verfahren angegeben, nach dem der Temperaturkoeffizient des Wicklungskupferwiderstandes der Schwingkreisspule zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten der Güte des Schwingkreises ausgenutzt wird, wobei eine zum Kupferwiderstand der Schwingkreisspule proportionale Spannung mit einer zweiten Spule an den Schwingkreis angelegt wird. Diese Temperaturkompensation ist aber nur unter ganz speziellen Bedingungen zu realisieren. Der Kupferwiderstand der zweiten Spule muß wesentlich größer sein als der Kupferwiderstand der Schwingkreisspule, während die Induktivität beider Spulen gleich groß sein muß. Diese Bedingungen sind in der Praxis nur sehr schwer zu erfüllen.

In der deutschen Offenlegungsschrift 38 14 131 wird ein Verfahren und eine Vorrichtung angegeben, in dem der Wirkwiderstand der Sensorspule als Feldverlustwiderstand direkt mit einer Leistungsmessung gemessen wird. Dieser Feldverlustwiderstand der Sensorspule, hervorgerufen durch die Verluste des elektromagnetischen Feldes infolge des Streufeldes und infolge einer elektromagnetischen Dämpfung durch eine Steuerfahne, ist bei der Wahl einer geeigneten Frequenz abhängig vom Abstand s der Steuerfahne. Bei Verwendung einer Vier-Leiter-Schaltung ist die Messung in einem weiten Temperaturbereich temperaturunabhängig, da hierbei der temperaturabhängige Wicklungswiderstand der Spule (auch als Kupferwiderstand bezeichnet) und die Leitungswiderstände der vier Zuleitungen nicht in die Messung eingehen. Durch phasenrichtige Multiplikation des Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen-Wechselspannung und nachfolgender Tiefpaßfilterung wird die Wirkleistung in der Spule gemessen, die umgekehrt proportional dem Feldverlustwiderstand ist. In ähnlicher Weise läßt sich mittels einer phasenrichtigen Multiplikation des um 90° phasenverschobenen Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen-Wechselspannung und nachfolgender Tiefpaßfilterung die Blindleistung in der Spule messen, die ebenfalls umgekehrt proportional dem Spulen-Blindwiderstand bzw. der Spuleninduktivität ist. Zur einfachen Trennung der Primär- und Sekundärseite, d. h. des Spulenstromes und der induzierten Spulenspannung, wird die induzierte Spulenspannung mittels einer zweiten Wicklung ausgekoppelt. Im einfachsten Fall sind die beiden Wicklungen identisch und bifilar gewickelt.

In der deutschen Offenlegungsschrift 43 28 097 wird eine Vorrichtung zum Messen der Impedanz von passiven Sensoren (induktive, kapazitive und ohmsche Sensoren) mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife PLL (phase locked loop) beschrieben, wobei in der einen Rückkopplungsleitung ein Meßphasenschieber als Tiefpaß- oder Hochpaß-Filter mit dem Sensor-Bauelement angeordnet ist. Die frequenzanaloge Signalauswertung einer solchen Phasenregelschleife besitzt eine sehr hohe Meßempfindlichkeit. Weiterhin läßt sich das frequenzanaloge Ausgangssignal in einfacher Weise weiterverarbeiten und in ein digitales Signal umsetzen.

Bei allen bisher bekannten induktiven Näherungsschaltern ist die Schaltgeschwindigkeit, d. h. die Grenzfrequenz für Schaltvorgänge, durch die Tiefpaßfilterung zur Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals (meist eine Gleichspannung) und besonders

durch die im Schwingkreis und die im elektromagnetischen Feld gespeicherte Energie bestimmt und damit erheblich erniedrigt. Die Grenzfrequenz der meßbaren Schaltvorgänge wird hierbei durch elektrische Umladevorgänge und durch Trägheit des stationären, elektromagnetischen Wechselfeldes der Sensorspule bestimmt. Das Frequenzverhalten der Schaltfrequenz eines induktiven Näherungsschalters zeigt insgesamt das Verhalten eines Tiefpaßfilters, d. h. die niedrigste Grenzfrequenz der Meßkette bestimmt im wesentlichen sein gesamtes Frequenzverhalten. Das oben erwähnte Tiefpaßfilter dient neben der Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals i. a. auch der Störunterdrückung innerer und äußerer Störsignale. Meist liegt die Grenzfrequenz der Schaltvorgänge bei etwa 1 kHz, nur mit erheblichen elektronischen Mitteln ist eine Grenzfrequenz von 10 kHz zu erreichen, jedoch nur mit einer niedrigeren Störunterdrückung bzw. einem schlechteren Signal-Rausch-Verhältnis.

Desweiteren begrenzt der Temperaturgang der Impedanz der Sensorspule, insbesondere der Wicklungswiderstand R_cu, hier die Meßempfindlichkeit, so daß sinnvollerweise nur solche Meßverfahren verbessert werden sollten, die den Temperaturgang der Sensorspule berücksichtigen bzw. kompensieren.

Weiterhin ist das analoge Ausgangssignal bzw. der Schaltpunkt vom Material der Steuerfahne abhängig, wodurch die Meßgenauigkeit des induktiven Näherungssensors verschlechtert wird. Diese Abhängigkeit wird entweder durch einen Werkstoffaktor oder durch aufwendige Kompensationsmaßnahmen mit Hilfsspulen auf der Sekundärseite eines Übertragers oder durch ein Differentialverfahren mit einer mathematisch-schaltungstechnischen Signalverarbeitung zur Kompensation des Werkstoffaktors beseitigt. Im deutschen Gebrauchsmuster G 94 12 765.4 wird diese Problematik mittels eines Differentialverfahrens durch Messung der in der Sensorspule induzierten Spannung und der Resonanzfrequenz eines mit der Sensorspule gebildeten LC-Schwingkreises und durch eine mathematisch-technische Verknüpfung dieser beiden Signale gelöst. Auch hier ist die Schaltgeschwindigkeit des induktiven Näherungssensors wegen der Tiefpaßfilterung der beiden Signale und durch die im Schwingkreis gespeicherte Energie erheblich reduziert.

Es zeigt sich also, daß Korrekturverfahren für einige Einfluß- und Störgrößen bekannt sind. Jedoch ist bisher kein Verfahren und keine Vorrichtung bekannt, die aufgrund des Verfahrens selbst die oben beschriebenen Beeinflussungen und Störungen der Messung reduzieren bzw. ganz vermeiden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die nachweisbare Grenzfrequenz eines induktiven Näherungssensors oder Wirbelstromsensors bzw. die maximal meßbare Schaltgeschwindigkeit eines induktiven Näherungsschalter oder Näherungsinitiators wesentlich zu erhöhen, ohne dabei seine Meßeigenschaften zu verschlechtern, so daß die Meßgenauigkeit und Stöninanfälligkeit erhalten bleibt bzw. noch verbessert wird.

Die Erfindung löst die Aufgabe in erster Linie gemäß dem Anspruch 1, wonach an einer Sensorspule eines induktiven Näherungssensors die Phasenverschiebung zwischen angelegter Wechselspannung U oder induzierter Wechselspannung JJ. _d und durchfließendem Wechselstrom / unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode von Strom und Spannung mit elektronischen Mitteln gemessen wird. Der Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die komplexe Impedanz Z oder eine abgeleitete Meßgröße der Sensorspule, hier vorzugsweise die Phasenverschiebung (P₁J₁ zwischen Strom und Spannung, möglichst häufig und möglichst sofort nach einer möglichen Änderung gemessen werden kann, wenn die Impedanz Z ohne eine Verzögerung durch zusätzliche Filter bestimmt wird. Jedes Tiefpaß- und Bandpaß-Filter mit seiner Grenz- oder Resonanzfrequenz f_Q verzögert das Signal zwischen seinem Eingang und Ausgang um die Verzögerungszeit T₀ = l/f_Q.

In der Meßtechnik setzt sich immer stärker die Anwendung der Digitaltechnik wegen ihrer hohen Signalverarbeitungsgeschwindigkeit bis zu Grenzfrequenzen von einigen GHz und wegen ihrer größeren Störsicherheit und einfacheren Signalverarbeitung gegenüber der Analogtechnik durch. In der digitalen Meßtechnik erfolgt die Verarbeitung der Signale wertdiskret und zeitdiskret. Die notwendige Quantisierung der Meßsignale sollte aus obigen Gründen möglichst am Anfang der Meßkette erfolgen, so daß die gesamte Meßeinrichtung mit einfachen und preisgünstigen digitalen Schaltelementen und Baugruppen aufgebaut werden kann. Im einfachsten Fall kann der Wert eines zu messenden analogen Signals (Strom oder Spannung) als binäres Signal ausgegeben werden, d. L, ob das Signal größer oder kleiner als ein Vergleichssignal ist. Diese Aufgabe läßt sich für eine Spannung mit einem Spannungskomparator erfüllen. Als Vergleichsspannung kann beispielsweise der Wert Null dienen, so daß bei einer reinen symmetrischen Wechselspannung ohne Gleichspannungsanteil der Nulldurchgang als Schaltbedingung für das binäre Ausgangssignal des Spannungskomparators verwendet werden kann. Die Schaltbedingung kann in gleicher Weise bei einer endlichen Vergleichsgleichspannung liegen, die ungleich Null ist. Dies wird vorzugsweise bei einer Wechselspannung mit Gleichspannungsanteil angewandt. Das gleiche Verfahren wie oben beschrieben kann in gleicher Weise bei einem analogen Wechselstromsignal durchgeführt werden.

Bei einem erfindungsgemäßen induktiven Näherungssensor wird die Messung der komplexen Impedanz Z bzw. hilfsweise die Messung der Phasenverschiebung &psgr;^ bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung U und des Meßspulen-Wechselstromes / oder beim Überschreiten bzw. Unterschreiten dieser Wechselsignale gegenüber einem Vergleichs-Gleichsignal vorgenommen. Vorzugsweise werden Spannungssignale verwendet, so daß ausschließlich die oben beschriebenen Spannungskomparatoren verwendet werden können. Hierzu wird das Wechselstromsignal / mit einem Strom-Spannungs-Wandler, vorzugsweise eine reine Referenzimpedanz Z~ beispielsweise ein ohmscher Widerstand, ein verlustarmer Kondensator oder eine verlustarme Spule, oder eine gemischte Kombination aus diesen Bauelementen in eine proportionale Wechselspannung U₁ überführt. Bei der Verwendung eines Kondensators oder einer Spule in der

Referenzimpedanz Z , wird eine zusätzliche Phasenverschiebung &psgr;_&Igr; zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom / und der Wechselspannung U₁ erzeugt, die bei der Phasenverschiebung (P₁J₁ vorzeichenrichtig berücksichtigt werden muß.
Die Phasenverschiebung &phgr;&trade; zwischen Strom und Spannung der Sensorspule ergibt sich zu

(Im(Z)) (&KHgr;&Agr;

&phgr;_{&Tgr;&Igr;&Tgr;} = arctan = arctan&mdash; = arctan

^&ugr;&iacgr; I J}/}(T\ I 1 J? I

&igr; Ae(Z) j \ &kgr; &igr;

und wird als Zeitintervall &Ggr;&trade; zwischen dem Komparatorschaltpunkt t^ der Sensorspulen-Spannung U und dem Komparatorschaltpunkt I₁ des Sensorspulen-Stromes / gemessen, wobei die Frequenz / oder die Periodendauer T des Wechselstrom- oder Wechselspannungssignals berücksichtigt werden muß.

<p_OT = ur_ffl = 2nfT_m - ^

Zur Bestimmung der Phasenverschiebung &psgr;^ wird also das Zeitintervall T^ bezogen auf die Periodendauer T des Sensorspulen-Wechselsignals gemessen. Durch die schaltungstechnische Verknüpfung der beiden Ausgangssignale der beiden Komparatoren mittels digitaler Gatter, Kippstufen, Speicherglieder oder Flipflops oder Kombinationen aus diesen digitalen Verknüpfungsgliedern entsteht eine Impulsfolge mit einer Impulsfolgefrequenz oder Impulsrate, die aus der Frequenz/ der Meßspulen-Wechselspannung abgeleitet und damit identisch oder doppelt so groß ist. Es sind auch digitale Verknüpfungsglieder bekannt, die solche Komparatoren als Eingangsstufe enthalten. Im einfachsten Fall kann ein solcher analoger Komparator ein nicht gegengekoppelter Operationsverstärker sein. Das Tastverhältnis der Impulsfolge entspricht also der Phasenverschiebung &psgr;_&ugr;&Ggr; Die Messung des Tastverhältnisses läßt sich mit hier nicht näher beschriebenen analogen und digitalen elektrischen oder elektronischen Mitteln in ein analoges oder digitales Signal umformen und mathematisch-schaltungstechnisch auswerten, wobei keine Tiefpaßfilterung notwendig ist.

Die Messung der komplexen Impedanz Z erfolgt beispielsweise mittels der oben beschriebenen Messung der Phasenverschiebung &phgr;^ oder der Scheinleistung Z. Die Scheinleistung Z kann beispielsweise mittels einer Effektivwert-Messung des Meßspulen-Stromes / _ff und der Meßspulen-Spannung U _ff erfolgen.

Z = Ze^JVui = Z(cos &phgr; _OT+/sin(p_w) = &mdash;^(cos(p_w+/sin<p_w) (7)

Ebenso ist damit der Wirkwiderstand

und der Blindwiderstand
X₁ = &ohgr;&idiagr; = Im(Z) = &mdash;^sin<p_OT (9)

der Sensorspule bestimmt, wobei die Berechnung der Größen R und X, mittels einer mathematisch-schaltungstechnischen Verknüpfung mit an sich bekannten elektrotechnischen Mitteln erfolgen kann. Die komplexe Impedanz Z der Sensorspule eines induktiven Näherungssensors setzt sich wie oben beschrieben aus der Parallelschaltung des Feldverlustwiderstandes R_p und des reinen Blindwiderstandes X_L und dem Wicklungswiderstand R₁ als Vorwiderstand zusammen. Der größte Anteil der Wirkkomponente der komplexen Impedanz Z ist der stark temperaturabhängige Wicklungswiderstand R_cu, der im folgenden mit R₁ bezeichnet wird.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Meßverfahren und eine Meßvorrichtung anzugeben, bei dem die Temperaturabhängigkeit der Spule nicht mehr in die Messung des Abstandes der Steuerfahne eingeht, so daß beispielsweise in der Anwendung als Näherungssensor der Abstand oder als Näherungsschalter der Schaltabstand sehr stabil über einen weiten Temperaturbereich gemessen wird. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß Meßmittel vorhanden sind, um den Feldverlustwiderstand R_p und den reinen Meßspulen-Blindwiderstand X_L direkt zu messen. Dieser erfindungsgemäßen Vorrichtung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß dieser Feldverlustwiderstand R_p und der reine Spulen-Blindwiderstand X, abhängig vom Abstand s der Steuerfahne sind, während der Wicklungswiderstand R₁ unabhängig vom Abstand 5 der Steuerfahne ist.

Der Feldverlustwiderstand R_p und der reine Blindwiderstand X_L der Sensorspule können nicht direkt aus der Meßspulen-Spannung U und aus dem Meßspulen-Strom I gemessen werden, da die Meßspulen-Spannung U um den Spannungsabfall am Wicklungswiderstand Rj zu groß gemessen wird. Der Erfindung liegt also die weitere Erkenntnis zugrunde, daß der Spannungsabfall an der Parallelschaltung voni?^, und X^, die sogenannte induzierte Spannung U. &ldquor; zu messen ist. Die induzierte Meßspulen-Spannung U. , (jetzt als H₁- _&aacgr; = U₁ bezeichnet) ist nur mittels einer Hilfsspule L₂ als H₂ . . = H₂ meßbar, die unmittelbar auf der Meßspule L. angebracht und mit dieser direkt magnetisch gekoppelt ist, so daß der Kopplungsfaktor k möglichst nahe bei eins liegt. Entsprechend der bekannten Übertragung von Wechselspannungen mittels eines Transformators oder Übertragers verhält sich die induzierte Spannung der Primärseite Uj. , -H₁ zur induzierten Spannung der Sekundärseite H₂-A ⁼ H₂ wi^e die Windungszahl der Primärseite N₁ zu der der Sekundärseite N₂.

&bull; I

_&Xgr; 5 = Jt^ « 5, _wegen k _&bgr; &igr; . (10)

Die Sekundärspannimg IZ₂ ist also direkt proportional der nicht direkt meßbaren, induktiven Meßspulen-Primärspannung U₁, wobei das Wicklungsverhältnis N^N₂ beliebig sein kann, aber bekannt sein muß. Der Wicklungswiderstand R₂ der sekundären Hilfswicklung L₂ geht dann nicht in eine Spannungsmessung ein, wenn diese Messung hochohmig erfolgt, d.h., der Meßstrom sehr klein ist, beziehungsweise die Spannung U₂ leistungslos gemessen wird; in diesem Fall ist die induzierte Spannung U₂ gleich der Spannung an den Spulenanschlüssen. Der Vorteil der leistungslosen Messung der induzierten Spannung ist, daß der temperaturabhängige Wicklungswiderstand R₂ die Messung nicht mehr beeinflußt.

In einer bevorzugten Ausführung wird die Sekundärspannung U₂ gleich groß wie die Primärspannung U₁ gemacht, indem die Anzahl der Windungen auf der Primärseite N. und auf der Sekundärseite N₂ gleich groß gemacht werden. Dieser Fall läßt sich in einfacher Weise realisieren, indem beide Wicklungen gemeinsam bifilar gewickelt werden, so daß die Kopplungsverluste gering sind und die reine Induktivität der Spule L. auf der Primärseite nahezu gleich der Induktivität der Spule L₂ auf der Sekundärseite wird.

Die Messung des Meßspulen-Stromes /, der beispielsweise durch die Spule L₁ auf der Primärseite fließt, erfolgt vorzugsweise mittels einer Spannungsmessung in der oben beschrieben Weise mit einem ohmschen Widerstand als Strom-Spannungs-Wandler.

Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung bildet die Meßspule die Induktivität eines LC-Reihenschwingkreises oder LC-Parallelschwingkreises, der in einem an sich bekannten Oszillator auf seiner Resonanzfrequenz /&ldquor; zu Eigenschwingungen angeregt wird. Der Vorteil dieser Anregung der Meßspule eines induktiven Näherungssensors ist der minimale externe Energiebedarf eines Oszillators, der in seiner Resonanz betrieben wird, d.h., die Leistungsaufnahme eines Oszillators hat bei Erregung in Resonanz ihr Minimum.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird bei einem induktiven Näherungsschalter oder Näherungsinitiator eine mathematisch-schaltungstechnische Verknüpfung mit digitalen elektronischen Mitteln vorgenommen, daß ein binäres Ausgangssignal des Schalters oder Initiators dergestalt erzeugt wird, daß sich der Zustand des binären Ausgangssignals nur dann ändert, wenn die Steuerfahne einen festgelegten Schaltabstand s_Q unterschreitet oder überschreitet, je nach Ausführung des Schalters. Das binäre Ausgangssignal des induktiven Näherungsschalters soll also angeben, ob sich eine Steuerfahne gegenüber einem festgelegten Schaltabstand s_Q weiter entfernt von oder näher an der aktiven Sensorfläche der Meßspule des Näherungsschalters befindet.

f:

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen sollen anhand von Zeichnungen näher erläutert werden:

Fig. la zeigt eine verlustbehaftete Spule mit der Impedanz Z; Fig. Ib zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit der Induktivität L, mit dem Feldverlustwiderstand R_p infolge der Dämpfung und Verluste des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes und mit dem Drahtwiderstand R₁, Fig. 2a zeigt eine verlustbehaftete Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen; Fig. 2b zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen;

Fig. 3 zeigt das prinzipielle Verfahren zur Messung der Phase &phgr;^ unabhängig vom Drahtwiderstand R₁;

Fig. 4 zeigt die Abhängigkeit von U_L, L und daraus abgeleiteten Größen vom Abstand s einer Steuerfahne;

Fig. 5a zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer einfachen Meßspule und zwei Spannungskomparatoren; Fig. 5b zeigt das Impulsdiagramm des induktiven Näherungssensors nach Fig. 5a; Fig. 6 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer spannungsgekoppelten Hilfsspule nach Fig. 2 und angeregt mittels eines Oszillators;

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters zur Messung der Phase &psgr;^ nach Fig. 3 mit einem Phasenschieber und einem Phasenkomparator; Fig. 8 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 mit einem Schmitt-Trigger-Ausgang.

Eine Analyse einer verlustbehafteten Spule mit einer Wicklung nach Fig. 1 ergibt, daß die Phasenverschiebung &phgr;_{&ugr;&idiagr;} bei den für einen induktiven Näherungsschalter in Frage kommenden Materialien und Frequenzen durch den Drahtwiderstand R₁ der verlustbehafteten Spule bestimmt wird.

(x>LR_F
<p_w = arctan (11)

RR ²L²(R )

In der Praxis kann man davon ausgehen, daß der Wicklungs- bzw. Drahtwiderstand R₁ wesentlich kleiner als der Feldverlustwiderstand R_p ist, so daß sich die Beziehung für die Phasenverschiebung &psgr;_&Oacgr;&Igr; vereinfacht.

&psgr; j,, « arctan (12)

^UI RR ²L²

Die Verwendung einer Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen nach Fig. 2 erlaubt den Zugriff auf die Phase &phgr;^ praktisch ohne - wie oben gezeigt wurde Einfluß der Drahtwiderstände R₁ und R₂. Mit der Spule, die als erste Wicklung mit der

Induktivität L, zwischen den Klemmen A und B angeschlossen ist, wird eine zweite Wicklung mit der Induktivität L₂ bifilar gewickelt, die zwischen den Klemmen A' und B' herausgeführt ist. Dadurch haben beide Wicklungen dieselbe Induktivität L₁ = L₂ = L, der kombinierte Effekt der Gegeninduktivität

M = ^L₂ = L (13)

ist aufgehoben und die Anschlüsse A' und B' erlauben eine von den Drahtwiderständen Rj und R₂ praktisch unbeeinflußte Messung. Als Wicklungsdraht kann für beide Wicklungen gemeinsam Litze oder für beide Wicklungen getrennt massiver Kupfer-Lackdraht verwendet werden. Die Anschlüsse A und A' beziehungsweise B und B' bezeichnen diejenigen Anschlüsse, die die gleiche Spannungspolarität bei Anlegen einer Wechselspannung besitzen beziehungsweise an denen die Wicklungen im gleichen Wickelsinn angeschlossen sind.

Prinzipiell können auch unterschiedliche Wicklungen benutzt werden, dann sind die Parameter der Sekundärseite unter Beachtung des Windungsverhältnisses und des Kopplungsfaktors auf die Primärseite umzurechnen. Diese Rechnung hat aber keinerlei Einfluß auf die auszuwertende Phasenbeziehung.

Zur Messung der Phase <p._ wird nach Fig. 3 eine Wechselstromquelle mit dem Strom / an die Klemmen A und B der Spule gelegt. In die zweite Wicklung wird die Spannung U₂ eingekoppelt, die bei einer leistungslosen, hochohmigen Spannungsmessung mit L₂ = 0 direkt an den Klemmen A' und B' gemessen werden kann. Ist der Strom / unbekannt, so kann die zwischen den Klemmen A und A' anliegende und dem Spulenstrom J proportionale Spannung U. = R₁-I (bei /, = 0) ausgewertet werden. Werden beide Spannungen U und U. leistungslos gemessen, bzw. wird der Strom / direkt ausgewertet und die Spannung U leistungslos gemessen, dann ergibt sich für die Phase:

&phgr;_{&ngr;&idiagr;} = arctan&mdash;&mdash; . (14)

Somit gehen vorteilhaft weder die Amplitude von Erregerstrom oder -spannung, noch die temperaturabhängigen Drahtwiderstände in die Messung ein.

In Fig. 5 ist ein induktiver Näherungssensor mit einer einfachen Meßspule der komplexen Impedanz Z nach Fig. 1 dargestellt. Die Messung des Nulldurchgangs des Spannungsabfalls U an der Sensorspule bzw. die Messung des Zeitpunktes des Überschreitens und Unterschreitens der ersten Vergleichsspannung U_yu durch die Wechselspannung U erfolgt mit dem Spannungskomparator K₁. Am Ausgang voni^ entsteht eine Impulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz / der Wechselspannung U, die für die positive Halbwelle der Wechselspannung U bzw. bei Überschreiten der Vergleichsspannung Uy _u "Logisch-Eins" hat und für die negative Halbwelle bzw. bei Unterschreiten der Vergleichsspannung U_yu "Logisch-Null" hat oder umgekehrt. Die Messung des Nulldurchgangs des Spulenstromes / als Spannungsabfall U₁ am Referenzwiderstand Z₇, , bzw. die Messung des Zeitpunktes des Überschreitens und Unter-

&bull; &phgr; &phgr;

schreitens der zweiten Vergleichsspannung U_yi durch die Wechselspannung U₁ mittels des zweiten Spannungskomparators K₂ ergibt ebenfalls eine Impulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz /, die jedoch um die Phasenverschiebung &psgr;^^ phasenverschoben ist. Mit Hilfe eines logischen t/ND-Gatters UG, welches das Ausgangssignals von K₁ und das invertierte Ausgangssignal von K₂ logisch verknüpft, erhält man eine Impulsfolge F mit der Impulsfolgefrequenz / bzw. der Periodendauer T = 1/f und der Impulsbreite T₁Jp die nach Gleichung 6 direkt proportional zur Phasenverschiebung <p_Woo ist. Mit hier nicht dargestellten weiteren digitalen Baugruppen, wie ein Taktgenerator, Zähler, Gatter und Flipflops, kann mittels bekannten Meßanordnungen der Phasenwinkel &phgr;_{&tgr;&tgr;&tgr;} oder die Impulsbreite T_Jn digital gemessen werden.

Nach Fig. 4 beträgt die Phase &phgr;^ bei Abwesenheit der Steuerfahne bzw. sehr großem Abstand s ·* ® nahezu exakt 90 Grad. Mit geringer werdendem Abstand s verringert sich auch die Phase &phgr;&trade; Bei der erfindungsgemäßen Anwendung eines Näherungsschalters wird die Phase &phgr;^ mit einem Referenzwert &psgr;₁ verglichen, bei dessen Unterschreitung ein Schaltvorgang ausgelöst wird. Soll trotz einer eventuell driftenden Frequenz / der Erregung ein stabiler Schaltpunkt erreicht werden, so muß die Referenzphase &phgr;^ frequenzunabhängig erzeugt werden, z.B. mit einem Allpaß. Kann jedoch von einer stabilen Frequenz ausgegangen werden, so kann die Referenzphase Ip₁ mit einer einfacheren Anordnung, z.B. einem Tiefpaß oder einem Laufzeitglied, erzeugt werden. Beispielsweise ist es möglich, die Wirkung des Phasenwinkels &psgr;₁ auch mittels der Referenzimpedanz Z. , durch eine Phasenverschiebung &phgr;_&Igr; zwischen dem Meßspulen-Strom / und der Wechselspannung U₁ zu erzeugen.

Die Größen R_p und L sind beide unterschiedlich sowohl vom Abstand s und Material der Steuerfahne, als auch von der Frequenz / der Erregung abhängig. Bei richtiger Wahl der Frequenz / kann eine stark verringerte Materialabhängigkeit erzielt werden. Ebenso besteht die Möglichkeit, die Meßspule als ein frequenzbestimmendes Teil der Erregung zu benutzen, z.B. zusammen mit einem Kondensator C im Parallelschwingkreis eines Oszillators, um so den Energiebedarf zu verringern. Unter Benutzung der Schwingbedingung eines solchen Parallelschwingkreises folgt dann für die Phase:

<p_OT « arctan R f ' ⁽¹⁵⁾

&ohgr; = 2&pgr;/ ~

LC

Der bedeutenste Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist die damit erzielbare hohe Schaltgeschwindigkeit. Bei jedem Nulldurchgang kann die Phasendifferenz bestimmt werden, also z.B. bei einer Frequenz / = 50 kHz kann etwa alle 10 /is ein Schaltvorgang ausgelöst werden. Demgegenüber muß bei herkömmlichen induktiven

Näherungssensoren, welche die Amplitude eines Parallelschwingkreises auswerten, erst die im Schwingkreis gespeicherte Energie abgebaut werden. Dabei entsteht die Zeitkonstante:

^w IR

Nimmt man z.B. die Zahlenwerte von L = 160 /iH und R = 0,3 &OHgr; einer typischerweise in induktiven Näherangssensoren verwendeten Spule an, so beträgt die Zeitkonstante ⁷LC ^etwa ^ ^^s# *"^^e ^^ durch die Energie im Schwingkreis vorhandene Zeitkonstante ist also um ein Vielfaches größer als die erzielbare Schaltzeit des erfindungsgemäßen Näherungsschalters.

Bedingt durch die hohe Geschwindigkeit und das rein digitale Ausgangssignal kann in sehr einfacher Weise eine erhöhte Störanterdrückung durch Auswertung mehrerer Nulldurchgänge erfolgen.

In Fig. 6 ist ein induktiver Näherangssensor mit einer Meßspule L. dargestellt, die eine Hilfsspule L- zur Auskopplung der zu messenden induzierten Meßspulen-Spannung H₁ = U₂ besitzt. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Widerstand R zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Widerstand R dient zur Strom-Spannungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist. Eine Referenzphase &psgr;₁ kann mit einem analogen Allpaß Ph₁ als Phasenschieber erzeugt werden. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den zwei Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Die beiden Ausgangssignale der Komparatoren K₁ und K- werden - wie oben bei der Ausführung nach Fig. 5 beschrieben - mittels eines logischen t/iVD-Gatters UG ausgewertet und so eine Impulsfolge mit der Frequenz/ = l/T erzeugt.

Ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters zeigt Fig. 7. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Widerstand R zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Widerstand J? dient zur Strom-Spannungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist. Die Referenzphase <p. wird mit einem analogen Allpaß Ph, als Phasenschieber erzeugt. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den zwei Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Der Komparator K₁ steuert den Takteingang des flankengesteuerten D-Speicherglieds beziehungsweise D-Flipflops D,. Dieses wird als digitaler Phasenkomparator eingesetzt; es speichert den zum Zeitpunkt der Taktflanke existierenden Zustand, also das Vorzeichen des Stroms, bis zur nächsten Taktflanke. Dieser Zustand wird auf den Ausgang des Schaltsignals S geführt. Die Funktion eines D-Flipflops ist beispielsweise in E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik, 5.

&bull; · · &diams;

&bull; &psgr; ·

Auflage auf Seite 330 dargestellt.

Für eine einfache Anwendbarkeit ist es wünschenswert, daß der Näherungsschalter nicht fortlaufend hin und her schaltet, wenn sich die Steuerfahne genau beim Schaltabstand befindet. Eine einfache Verbesserung zeigt das Ausfuhrungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters mit Schalthysterese nach Fig. 8. Die zusätzlichen Vorrichtungen eines zweiten Phasenschiebers Ph₂, eines D-Flipflops D₂ und eines RS-Flipflops RS bewirken das Verhalten eines Schmitt-Triggers. Der Phasenschieber Ph₂ verzögert das Vorzeichensignal des Stroms um eine kleine Hysteresephase &psgr;₂. Das entstehende Signal wird auf die Kippstufe D₂ geführt, deren Funktion identisch zur Kippstufe D₁ ist. Das zustandsgesteuerte Kippghed RS bewirkt, daß nur Zustände, welche sich außerhalb des durch Ph₂ festgelegten Hysteresebereichs befinden, eine Änderung des Schaltsignals S hervorrufen.

An Stelle des Gatters UG kann ohne eine Änderung der Funktion und der Anordnung der Schaltung nach den Figuren 5 und 6 entweder ein NAND-Gatter oder ein ODER-Gatter oder ein NOR-Gatter eingesetzt werden.

Bei Verwendung entweder eines Exklusiv-ODER-Gatters beziehungsweise Antivalenz-Gatters oder eines Äquivalenz-Gatters an Stelle des Gatters UG in den Figuren 5 und 6 entsteht eine Impulsfolge F mit der doppelten Frequenz 2f beziehungsweise mit der halben Periodendauer T/2 = l/2f des Meßspulen-Wechselstromes J, wobei in diesem Fall die Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ direkt mit den beiden Eingängen dieser Gatter verbunden sind.

Ohne eine Änderung der Funktionen können in den Schaltungen nach den Figuren 5 bis 8 die beiden Ausgänge der Komparatoren K₁ und K₂ vertauscht werden. Ebenso kann der Phasenschieber Ph₁ auch zwischen dem Referenzwiderstand Z. und dem Eingang des Komparator K₂ eingefügt werden, ohne daß sich das grundsätzliche Verhalten der Schaltungen nach den Figuren 5 bis 8 ändert.

Weiterhin können in Figur 8 der Ausgang von Komparator K₂ direkt mit den D-Eingängen der beiden Flipflops D, und D₂ und gleichzeitig der Ausgang von Komparator K₁ mit dem Takteingang von D-Flipflop D₂ und der Ausgang des Phasenschiebers Ph₂ mit dem Takteingang des D-Flipflops D₁ verbunden werden, ohne daß sich an dem grundsätzlichen Verhalten der Schaltung etwas ändert.

Die in den Schaltungen nach den Figuren 7 und 8 angegebenen Speicherglieder beziehungsweise Flipflops stellen nur ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel dar. Das D-Flipflop ist beispielsweise ein getaktetes RS-Flipflop, bei dem das Eingangssignal direkt auf den Setz-Eingang und das invertierte Eingangssignal auf den Rücksetz-Eingang geführt wird. Alternativ ist der Einsatz von transparenten oder zustandsgesteuerten D-Flipflops möglich. Es können auch andere Ausführungen digitaler Flipflops, Kippstufen beziehungsweise Speicherglieder verwendet werden, wenn die oben dargestellten Funktionen der erfindungsgemäßen Schaltungen erreicht werden.

* ft · ·&diams;··

Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Nähemngsschalters ist die Drehzahlmessung von hochtourigen Wellen und Scheiben als Drehzahlaufnehmer. Hierzu wird die Bewegung einer auf einer umlaufenden Welle angebrachten Nocke oder dort angebrachten Schlitz von dem feststehenden Drehzahlaufnehmer abgetastet.

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Claims (28)

&bull; · &bull; · I &bull; · Bezeichnung: Induktiver Näherungssensor mit hoher Schaltgeschwindigkeit Schutzansprüche:

1. Induktiver Näherungssensor zum Messen des Abstandes eines elektrisch leitenden beziehungsweise permeablen Meßobjektes als Steuerfahne, wobei eine Sensorspule des Näherungssensors ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld erzeugt, indem die Sensorspule mit einem Wechselstrom / oder mit einer Wechselspannung U der Frequenz / gespeist wird, und wobei dieses Feld durch das Meßobjekt beeinflußt wird, so daß die Impedanz Z der Spule verändert wird und so daß diese Änderung von Z als Maß für den Abstand der Steuerfahne dient und mit elektronischen Mitteln gemessen wird, dadurch gekennzeichnet,

- daß elektronische Mittel vorhanden sind, um eine Pulsfolge zu erzeugen, deren Frequenz / gleich der Frequenz oder der doppelten Frequenz des Wechselstromes / oder der Wechselspannung U ist und deren Pulsbreite T_m proportional der Phasenverschiebung y_m ist, die zwischen der Spulen-Wechselspannung U und dem Spulen-Wechselstrom I unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode des Stromes und der Spannung gemessen wird,

- daß ein Strom/Spannungs-Wandler den Wechselstrom / in eine zu / proportionale Wechselspannung U__T umformt und

- daß die Pulsbreite &Ggr;&trade; durch Vergleich der Wechselspannung U und U₁ mit einer Vergleichsgleichspannung U_yu und Uy₁ erzeugt wird, indem der zeitliche Beginn der Pulsbreite T^₁ bei Überschreiten beziehungsweise Unterschreiten der Wechselspannung U oder U₁ gegenüber der Referenzgleichspannung U_yu oder Uy₁ und das zeitliche Ende bei Unterschreiten beziehungsweise Überschreiten von Uj oder U gegenüber Uy₁ oder U_yu festgelegt wird.

2. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Wechselspannung U an der Sensorspule des Näherungssensors an der Impedanz Z vom Meßspulen-Wechselstrom / als Spannungsabfall erzeugt wird,

- daß die Wechselspannung U₁ an dem Referenz-Wechselstromwiderstand mit der Impedanz Z₇., vom Wechselstrom / als Spannungsabfall erzeugt wird,

- daß ein erster analoger Komparator K, bei Überschreiten oder Unterschreiten der Meßspulen-Wechselspannung U gegenüber der Vergleichsspannung U_vl] einer ersten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangssignals K₁ von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt,

- daß ein zweiter analoger Komparator K₂ bei Überschreiten oder Unterschreiten der Referenz-Wechselspannung U_T gegenüber der Vergleichsspannung U_1/T einer zweiten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangssignals K₂ von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt und

- daß das Ausgangssignal von K, und das invertierte Ausgangssignal von K₂ oder das invertierte Ausgangssignal von K. und das nichtinvertierte Ausgangssignal

von K₂ mit einem UND-Gatter UG eine Pulsfolge F mit der Frequenz/ = l/T des Meßspulen-Wechselstromes / und der Pulsbreite T^ ist, wobei die Pulsbreite direkt proportional der Phasenverschiebung &phgr;^. zwischen dem Spulenstrom / und der Spulenspannung U ist.

3. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein NAND-Gatter ist.

4. Induktiver Näherangssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein ODER-Gatter ist.

5. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein NOR-Gatter ist.

6. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein Exklusiv-ODER-Gatter beziehungsweise Antivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ direkt mit den beiden Eingängen des Gatters UG verbunden werden, so daß eine Pulsfolge mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulenstromes entsteht.

7. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein Äquivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Komparatoren Kj und K₂ direkt mit den beiden Eingängen des Gatters UG verbunden werden, so daß eine Pulsfolge mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulenstromes entsteht.

8. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein ohmscher Widerstand ist.

9. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein verlustarmer Kondensator mit der Kapazität C , ist, so daß die Phasenverschiebung ^₁J₁ um die zusätzliche Phasenverschiebung &psgr;_[ von ungefähr 90° (Grad) reduziert wird.

10. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z, eine verlustarme Spule mit der Induktivität L , ist, so daß die Phasenverschiebung tpyj um die zusätzliche Phasenverschiebung &phgr;_&Igr; von ungefähr 90 Grad vergrößert wird.

11. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , aus

einer Kombination eines ohmschen Widerstandes, eines verlustarmen Kondensators beziehungsweise einer verlustarmen Spule besteht, so daß die Phasenverschiebung &psgr;_{&sgr;&idiagr;} um die zusätzliche Phasenverschiebung <p. zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom / und der Wechselspannung U verändert wird.

12. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung Uy₁₁ Null ist, so daß der Komparator K, bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung U sein Ausgangssignal wechselt.

13. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung Uy₁ Null ist, so daß der Komparator K₂ bei einem Nulldurchgang der Referenz-Wechselspannung U₁ sein Ausgangssignal wechselt.

14. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Meßspule mit der Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein schwingungsfähiger Resonanz-Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung von Z und Z , durch einen parallelgeschalteten Wechselstromwiderstand Z ergänzt wird.

15. Induktiver Nähemngssensor nach Anspruch 14 und entweder 8 oder 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der parallelgeschaltete Wechselstromwiderstand Z ein Kondensator mit der Kapazität C ist.

16. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Meßspule mit der Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z, ein schwingungsfähiger Resonanz-Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung von Z und Z₇. _f durch einen in Reihe geschalteten Wechselstromwiderstand Z ergänzt wird.

17. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 16 und entweder 8 oder 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe geschaltete Wechselstromwiderstand Z. ein Kondensator mit der Kapazität C ist.

18. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 14 oder 15 oder 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzschwingkreis und ein elektronischer Verstärker die Bauelemente eines schwingungsfähigen Oszillator bilden, indem der Resonanzschwingkreis die Rückkopplung des Oszillators ist und damit die Resonanzfrequenz / des Oszillators festlegt.

19. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator ein sinusförmiges Ausgangssignal hat.

20. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Meßspule aus zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen besteht, wobei die erste Wicklung mit den Anschlüssen A und B, mit der Windungszahl N, und mit der Induktivität L₁ mittels des Meßspulen-Wechselstromes / ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld erzeugt, und

- daß die in der ersten Wicklung induzierte Wechselspannung U₁, die der Spannungsabfall an der inneren Parallelschaltung von Induktivität L₁ und Feldverlustwiderstand Rp infolge des Stromes / ist, mittels der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B', mit der Windungszahl JV, und mit der Induktivität L₂ als Wechselspannung U₂ gemessen wird, so daß der Wicklungswiderstand R₁ der ersten Wicklung nicht in die Wechselspannung U₂ eingeht.

21. Induktiver Näherungssensor nach Ansprach 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannung U₂ an der zweiten Wicklung hochohmig gemessen wird, d.h. der Meßstrom /, ist sehr klein und damit nahezu Null ist, so daß die Wechselspannung H₂ nahezu unabhängig ist vom Wicklungswiderstand R₂ der zweiten Wicklung.

22. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wicklungen der Meßspule bifilar gewickelt sind, so daß die Windungszahl N₁ gleich der Windungszahl N₂ ist, die beiden Wicklungen dieselbe Induktivität L₁ gleich L₂ besitzen und damit die Spannung U₂ an der zweiten Wicklung nahezu gleich groß wie die induzierte Spannung U₁ der ersten Wicklung ist.

23. Induktiver Näherangssensor nach den Ansprüchen 1 und 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßspulen-Wechselstrom / als Spannungsabfall U am Wicklungswiderstand R. der ersten Wicklung gemessen wird, indem die Spannung U. zwischen den Anschlüssen der beiden Wicklungen mit gleicher Spannungspolarität, beispielsweise yl und A', gemessen wird und die beiden anderen anderen Anschlüsse der beiden Wicklungen, beispielsweise B und B' auf gleichem Spannungspotential Hegen.

24. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßspulen-Wechselspannung U₃ die von der Meßspule zum Eingang des Komparators K₁ geführt wird, mittels eines Phasenschiebers Ph j um eine Referenzphase &psgr;₁ verschoben wird.

25. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 20 oder 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß die induzierte Wechselspannung £7, beziehungsweise £/' die von der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B' zum Eingang des Komparators K₁ geführt wird, mittels eines Phasenschiebers Ph₁ um eine Referenzphase &psgr;j. verschoben wird.

26. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator nach Anspruch 2 bis 25, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Ausgang des !Comparators K₁ auf den Takteingang des flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise D-Flipflops D. geführt wird,

- daß der Ausgang des Komparator K₂ auf den Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Speichergliedes D₁ geführt wird, so daß das D-Speicherglied die Funktion eines digitalen Phasenkomparators hat und der Ausgang des D-Speichergliedes das Schaltsignal S führt, und

- daß der Schaltpunkt beziehungsweise die Änderung des Zustandes des Schaltsignales S mittels der Referenzphase <p, des Phasenschiebers Ph₁ oder mittels der Phase von Z, einstellbar ist.

27. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator mit Schalthysterese nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,

- daß entweder der Rücksetz-Eingang oder der Setz-Eingang eines zustandsgesteuerten RS-Kippgliedes beziehungsweise RS-Flipflops RS mit dem Ausgang des D-Flipflops D₁ verbunden ist,

- daß entweder der Setz-Eingang oder der Rücksetz-Eingang des zustandsgesteuerten RS-Flipflops RS mit dem Ausgang eines zweiten flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise D-Flipflops D₂ verbunden ist,

- daß die beiden Takteingänge der beiden D-Flipflops D₁ und D₂ mit demselben Ausgang des Komparators K₁ verbunden sind,

- daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Flipflops D₁ direkt mit dem Ausgang des Komparators K₂ verbunden ist und

- daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Flipflops D₂ über einen zweiten Phasenschieber Ph₂ mit dem Ausgang des Komparators K₂ verbunden ist, wobei das Eingangssignal des D-Eingangs des D-Flipflops D₂ um die Hysteresephase &psgr;₂ verschoben wird, so daß sich für das Ausgangssignal beziehungsweise das Schaltsignals S des RS-Flipflops RS das Verhalten eines Schmitt-Triggers ergibt, d.h. das Ausgangssignal S ändert sich nur dann, wenn die Änderung der Phasenverschiebung &psgr;^ zwischen den beiden Ausgangssignalen von K₁ und K₂ größer als &psgr;₂ wird.

28. Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 2 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Näherungssensor beziehungsweise Näherungsschalter als Drehzahlmeßgerät eingesetzt wird.