DE3779779T2

DE3779779T2 - Sensor mit induktivem teiler.

Info

Publication number: DE3779779T2
Application number: DE8787300934T
Authority: DE
Inventors: Bernard J Burreson
Original assignee: Eldec Corp
Current assignee: Eldec Corp
Priority date: 1986-03-12
Filing date: 1987-02-03
Publication date: 1993-01-07
Anticipated expiration: 2007-02-04
Also published as: ATE77517T1; CA1278065C; JPS62225986A; EP0237171A2; US4845429A; EP0237171B1; JP2512738B2; EP0237171A3; DE3779779D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf die Messung von Induktionswerten und Wirbelstromverlusten. Im Detail bezieht sich die Erfindung auf einen Sensor, der mittels einer induktiven Teilerschaltung die Nähe eines Zielobjektes überwacht.
Nähesensoren und diese beinhaltende Schalter sind recht bekannt im Stand der Technik. Solche Schalter haben sich als sehr nützlich und zuverlässig unter extremen Umweltbedingungen, wie sie bei Verwendung in der Raumfahrt vorherrschen, herausgestellt. Beispielhafte Verwendungsarten beinhalten das Überwachen der Positionen solcher Dinge wie Fahrgestelle, Türen, Streifen/Stäbe und Schubumlenker. Für solche Verwendungszwecke haben die Näherungsschalter eine von mehreren Formen angenommen. Bei dem sogenannten zweiteiligen Näherungsschalter beinhaltet die Sensoreinheit eine induktive Sensoreinheit, die an einem entfernten Ort angeordnet ist und durch ein Kabel mit der zugeordneten elektronischen Schaltung verbunden ist. Bei dem sogenannten einteiligen Näherungsschalter sind sowohl die Sensoreinheit als auch die elektronische Schaltung in einem einzigen Gehäuse oder Behälter enthalten. Bei solchen Schaltern wird die Sensoreinheit typischerweise gebildet, indem eine Spule innerhalb eines halben Standard-Ferritschalenkerns angeordnet wird. Wie vom Stand der Technik bekannt ist, ändern sich der Induktivitätswert der Sensorinduktivität und/oder die Wirbelstromverluste in Übereinstimmung mit den Änderungen der Ziel-Sensor-Entfernung. Indem der Induktivitätswert des Sensors bestimmt wird, oder die Wirbelstromverluste in ihm, kann die Entfernungsbeziehung zwischen dem Ziel und dem Sensor festgestellt werden.
Es wurden Versuche im Stand der Technik unternommen, um den Näherungsschalter und die Sensoreinheit physisch robust zu gestalten, so daß sie resistent gegen extreme Temperaturen, Schwingungen und Stöße, wie auch chemische Substanzen, korrosive Flüssigkeiten und schlechte Feuchtigkeitsbedingungen, die während des Betriebs herrschen können, sind. Trotz dieser Anstrengungen können physische Umweltbedingungen, wie auch andere Bedingungen, wie elektrische Ausgleichsvorgänge und elektromagnetische Beeinflussung (EMB) noch immer die Genauigkeit der Messung des Induktivitätswertes oder Wirbelstromverlustes beeinflussen und somit auch die Verläßlichkeit des Schaltens der Nähe- Sensoreinheit. Die physischen Umweltauswirkungen, im allgemeinen Temperaturschwankungen, bewirken, daß die Parameter der Sensorspule wie auch die von der Temperatur beeinflußten Spannungen und Ströme in der empfindlichen Elektronik die Genauigkeit in negativer Weise beeinflussen. Der Hauptänderungsgrund beim Sensor resultiert aus dem Temperaturkoeffizienten des Drahtes, der sowohl den Wechselstrom- als auch den Gleichstrom-Verlust in der Sensoranordnung beeinflußt. Durch Permeabilitätsänderungen des Kerns und des Ziels, zusammen mit Verluständerungen im Kern, Gehäuse und Ziel aufgrund der Temperatur, werden ebenfalls Ungenauigkeiten verursacht. Bei der elektronischen Schaltung, die mit dem Sensor gekoppelt ist, können diese Veränderungen typischerweise nicht von Ziel-"verlusten" getrennt werden, und somit erscheinen diese als scheinbare Ziel"verluste", die in Betätigungsänderungen resultieren.
Um die Temperaturabhängigkeiten der Induktivitäts-Nähe- Sensor-Systeme zu reduzieren, wurden bei bekannten Geräten Temperatur-Ausgleichsmittel aufgenommen. Die US- A-3 454 869 zum Beispiel beschreibt eine temperaturkompensierte Sensoreinheit für einen zweiteiligen Näherungsschalter. Noch eine weitere Kompensationstechnik für einen zweiteiligen Nähesensor-Schalter ist in der US-A-4 219 740 beschrieben. In der in diesem Patent gezeigten Anordnung wird ein zeitvarianter Strom durch die Sensoreinheit hergestellt. Wenn die Spannung über der Sensoreinheit einen vorbestimmten Referenzwert erreicht, regelt eine Sensorregelschleife den Strom durch die Sensoreinheit so, daß die Sensorspannungskonstanten am Referenzwert gehalten werden. Eine Wiedergewinnungsstufe bestimmt dann die Änderungsrate des Sensorstromes, wenn der Sensorstrom nach Null geht, und liefert eine Spannung, die repräsentativ für den Induktivitätswert der Sensorinduktivität ist. Die Tätigkeit der Sensorregelschleife hebt die Wirkung der äquivalenten Parallelkapazität der Sensoreinheit auf, während die Funktion der Wiedergewinnungsschaltung die Wirkung des äquivalenten Reihenwiderstands der Sensoreinheit aufhebt. Da alle diese Parameter sich bei Temperaturänderungen verändern, ist die Gesamtwirkung, daß eine temperaturunabhängige Messung des Induktivitätswertes der Sensorinduktivität durchgeführt werden kann. Während solche Anordnungen ein gewisses Maß an Temperaturkompensation liefern, geschieht dies auf höherem Stromniveau und weniger stabil als es mit dieser Erfindung möglich ist.
Neben Temperatur und anderen physischen Umwelteinflüssen, sind elektrische Ausgleichsvorgänge und EMB die Hauptursache für ungenaue Feststellung der Nähe. So können elektrische Störungen in die Einheit eindringen, entweder durch die Sensoreinheit oder den Sensorkörper oder durch das Kabel oder die Verdrahtung, welche die Sensoreinheit mit der elektronischen Schaltung verbinden, oder die den Schalter mit einer anderen elektronischen Schaltung verbinden.
Die vorliegende Erfindung liefert eine Sensortechnik und einen Sensor, welche eine genaue, im wesentlichen temperaturunabhängige Messung von Induktivität und Wirbelstromverlusten ermöglichen und dadurch die Überwachung der Nähe eines Zielobjektes ermöglichen. In Übereinstimmung mit der Erfindung kann der Sensor mit einem erheblich reduzierten Strom betrieben werden, normalerweise zwei bis drei Größenordnungen weniger als bekannte Sensoren. Als Folge dieser inhärenten Niederstrom-Betriebsweise können sowohl der Sensor als auch die elektronische Schaltung, die den Betrieb überwachen, von zuvor nicht berücksichtigten und unpraktischen Quellen, wie Batterien, betrieben werden. Eine besonders wichtige Anwendung dieses Vermögens der Batteriespeisung ist die Konfiguration eines in sich abgeschlossenen Nähesensor, der keine Verbindungen (z.B. Drähte oder Kabel) mit einer externen Stromquelle benötigt. Indem so die Drähte beseitigt werden, die als Stromzufuhr für den Sensor und seine zugeordnete Sensorelektronik benötigt waren, ist es möglich, eine faseroptische Verbindung mit einem zugeordneten Empfänger zu verwenden und dadurch eine "anschlußlose" Sensoreinheit herzustellen, die keine physische elektrische Verbindung mit externen Geräten hat. In vorteilhafter Weise hat solch ein anschlußloses Gerät eine große Immunität gegenüber elektrischen Ausgleichsvorgängen und Störungen.
Der in der Erfindung verwendete Sensor umfaßt eine Sensorinduktivität und eine identische Referenzinduktivität, die als ein Induktivitätsteiler zwischen einer Eingangsspannungsquelle und Masse in Reihe geschaltet sind. Solch ein Sensor ist durch die US-A-3 491 289 bekanntgeworden. In dieser bekannten Anordnung sind die Sensorinduktivität und Referenzinduktivität durch dieselbe Ersatzschaltung charakterisiert, welche Induktivitätswert, äquivalenten Reihenwiderstand und äquivalente Parallelkapazität beinhaltet. Die Sensorinduktivität ist so gelegen, daß ihr Induktivitätswert in Reaktion auf die Nähe des Zielobjektes variiert werden kann. Der entsprechende Induktivitätswert der Referenzinduktivität bleibt von der Nähe des Zielobjektes unbeeinflußt. Mit dieser ausgeglichenen Struktur erfolgt eine Messung des Induktivitätswerts und der Wirbelstromverluste in der Sensorinduktivität, indem ein Impuls aus der Eingangsspannungsquelle angelegt wird und die resultierende Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Teilers gemessen wird, d.h. an der Verbindungsstelle zwischen Sensor- und Referenzinduktivität. Im ausgeglichenen Zustand, wenn die Sensorinduktivität nicht durch das Zielobjekt beeinflußt ist, und beide Induktivitätswerte gleich sind, verteilt sich der Eingangsimpuls gleichmäßig über die Sensorinduktivität und Referenzinduktivität und produziert dabei einen Spannungs-Ausgangsimpuls, der eine Amplitude hat, die die Hälfte der Amplitude des Eingangsimpulses beträgt. Wenn der Induktivitätswert und Widerstand der Sensorinduktivität sich ändern, wenn sich das Zielobjekt nähert (aufsteigend oder absteigend, je nach Material des Ziels), wird das Teilernetzwerk unausgeglichen. Wenn ein Spannungsimpuls an den Eingang dieses unausgeglichenen Netzwerks gelegt wird, wird er durch die zwei Induktivitätswerte ungleich aufgeteilt, wobei eine Ausgangsspannung produziert wird, die ein Impuls (abgesehen von geringen Schwingungen) mit einer Amplitude ist, die mit der Amplitude des Eingangsimpulses durch das Induktivitätswertverhältnis in Verbindung steht.
Mit der ausgeglichenen Reihenanordnung der beiden Spulen können gemeinsame Änderungen innerhalb jeder Spulenanordnung ausgelöscht werden und somit wird die Temperaturstabilität ein dem Sensoraufbau innewohnendes Merkmal.
Gemäß der Erfindung weist eine Niederleistungs-Nähe-Sensoreinheit eine Detektorschaltung auf, die den Ausgang des induktiven Teilernetzwerks überwacht und eine Ziel-nah-Anzeige ausgibt, wenn das Zielobjekt innerhalb einer vorbestimmten Nähe zur Sensorinduktivität ist. Eine Impulsschaltung versorgt periodisch und gleichzeitig die Detektorschaltung und die Sensor- und Referenzinduktivitäten mit Energie. Während dieses kurzen Zeitintervalls macht die Detektorschaltung ihre Messung des Induktivitätswerts der Sensorinduktivität und liefert, in Übereinstimmung damit, ein Ausgangssignal, das einen Ziel-nah- oder Ziel- fern-Zustand anzeigt. Der Sensor und die Detektorschaltung werden dann beide nicht mehr mit Energie versorgt und bleiben in diesem Zustand, bis sie wieder durch die Impulsschaltung mit Energie versorgt werden. Um Leistungsverluste zu minimieren, ist die Dauer der Impulse, d.h. des Sensormeßintervalls kurz im Vergleich zu der Periode zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen, während der die Schaltung nicht mit Energie versorgt wird. Es ist natürlich auch möglich, andere Anordnungen von Energieimpulsen zu verwenden, um zusätzliche Vorteile zu erhalten. Z.B. können Messungen bei sehr hoher Geschwindigkeit in kurzer Aufeinanderfolge gemacht werden, da die Detektionszeit des Sensors minimiert wurde.
Während der Schaltausgang des Detektors direkt als ein Signal verwendet werden kann, das den Zielstatus angibt, ist es vorteilhaft eine zusätzliche Ausgangsstufe hinzuzufügen, wie z.B. eine Verriegelungs- oder Speicherschaltung zum Speichern des Zielstatuszustands. Eine besonders vorteilhafte Ausgangsstufe beinhaltet eine Leuchtdiode (LED), die auf den Ausgang der Detektorschaltung reagiert, um einen Lichtimpuls bei zielnahem Zustand zu produzieren. Wird diese Anordnung zusammen mit einer Batteriestromquelle und einer optischen Verbindung mit einem Empfänger oder einem anderen Gebrauchsgerät verwendet, ist die Eliminierung jeder elektrischen Verdrahtung mit dem Nähesensor möglich. Wenn somit alle Drähte als EMB- Eingangs-Eingabepunkte völlig entfernt werden, entsteht eine EMB-Immunität, die weit über der durch bekannte Sensoren erreichten liegt.
Während die Sensoranordnung mehrere herkömmliche Formen, wie z.B. sogenannte Schalen-Kerne, U-Kerne, E-Kerne oder Scheiben, annehmen kann, wird eine Anordnung bevorzugt, bei der ein gemeinsames Kernmaterial für beide Spulen verwendet wird.
Die Erfindung kann durch den folgenden Beschreibungsteil in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verstanden werden, wobei
Fig. 1A ein schematisches Diagramm eines induktiven Teilersensors gemäß der Erfindung ist;
Fig. 2B eine analytische Ersatzschaltung für den Sensor nach Fig. 1A ist;
Fig. 2A eine anschauliche Darstellung einer Art von induktivem Teilersensor gemäß der Erfindung ist;
Fig. 2B eine Ansicht im Querschnitt des Sensors der Fig. 2A ist;
Fig. 3 ein elektrisches Blockdiagramm einer allgemeinen Version eines Nähesensors geinäß der Erfindung ist, bei der zwei alternative Ausgangsstufen gezeigt sind;
Fig. 4 ein elektrisches Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des Nähesensors ist; und
Fig. 5 ein detailliertes elektrisches schematisches Diagramm des Nähesensors nach Fig. 4 ist.
In bezug auf Fig. 1A weist der Sensorabschnitt der vorliegenden Erfindung eine Referenzinduktivität LR auf, die in Reihe mit einer Sensorinduktivität LS zwischen einem Eingang 10 und Masse (oder anderem Referenzpotential) verbunden ist. Die Sensorinduktivität LS ist so plaziert, daß ihr Induktivitätswert in Reaktion auf die Nähe eines Zielobjektes 14 variiert. In der Praxis können entweder eine oder beide Induktivitäten für Sensorzwecke verwendet werden. Wie unten genauer erklärt wird, bildet diese Anordnung ein induktives Teilernetzwerk, so daß die über der Sensorinduktivität LS und an einem Ausgang 12 erscheinende Spannung VAUS mit der angelegten Eingangsspannung VEIN und mit dem Verhältnis der Induktivitätswerte der Sensorinduktivität LS und der Referenzinduktivität LR in Beziehung steht, d.h. VAUS ist gleich VEIN multipliziert mit der Verhältniszahl der Induktivitätswerte. Die Referenzinduktivität und die Sensorinduktivität haben vorzugsweise denselben Induktivitätswert und sind in einer symmetrischen Weise angeordnet, so daß sie die Eingangsspannung gleichmäßig aufteilen, wenn das Zielobjekt 14 jenseits eines Schwellen-Betätigungsbereich liegt. Wenn jedoch das Zielobjekt innerhalb des Betätigungsbereichs liegt, verändert es den Induktivitätswert der Sensorinduktivität und dadurch entsteht eine ungleiche proportionale Teilung der Eingangsspannung über die zwei Induktivitäten. Gemäß der erfindungsgemäßen Sensortechnik wird ein Spannungsimpuls von sehr kurzer Dauer an das Teilernetzwerk angelegt und die resultierende Spannung VAUS wird schnell gemessen, um einen Hinweis auf den Induktivitätswert der Sensorinduktivität LS und dadurch auf die Nähe eines Zielobjektes zu erhalten.
Dies ist besser verständlich in Verbindung mit der Figur 1B, die die Ersatzschaltung für die Anordnung der Fig. 1A zeigt. Die Referenzinduktivität ist durch ihren äquivalenten Induktivitätswert L&sub1;, ihre äquivalente Parallelkapazität C&sub1; und ihren äquivalenten Reihenwiderstand R&sub1; gekennzeichnet, während die Sensorinduktivität LS durch ihren äquivalenten Induktivitätswert L&sub2;, ihre äquivalente Parallelkapazität C&sub2; und ihren äquivalenten Reihenwiderstand R&sub2; gekennzeichnet ist. Es kann gezeigt werden, daß die Laplace-Transformierte der Ausgangsreaktion dieser Schaltung ist:
Wenn ein stufenförmiges Eingangssignal (VEIN = 1/s) angewendet wird, und wenn die beiden Induktivitäten gleich sind, so daß L&sub1; = L&sub2;, C&sub1; = C&sub2; und R&sub1; = R&sub2;, dann zeigt die Rücktransformierte von VAUS(s), daß:
Folglich wird, wenn die Referenz- und Sensorspulen identisch sind und das Zielobjekt jenseits des Betätigungsbereichs liegt, ein Eingangsimpuls gleichmäßig von dem Netzwerk verteilt, wobei ein Ausgangsimpuls mit einer Amplitude, die halb so hoch ist wie die des Eingangsimpulses, erzeugt wird.
Wenn das Zielobjekt in die Nähe der Sensorinduktivität gebracht wird, existiert der ausgeglichene Zustand nicht mehr. In Wirklichkeit verändert dieser Zustand nicht nur den Induktivitätswert der Sensorinduktivität, sondern auch deren Widerstand (Wirbelstromverluste), Jeder dieser Parameter verändert sich in einer nicht-linearen Weise, wobei eine komplizierte Wellenform entsteht. Es kann jedoch durch eine Fourier-Transformation gezeigt werden, daß, wenn ein Spannungsimpuls mit hoher Frequenz als Eingangssignal angelegt wird, sich die Frequenzkomponenten dieses Impulses auf die zwei Induktivitäten proportional zum Verhältnis ihrer Induktivitätswerte und Widerstände verteilen. Die Rekombination dieser Frequenzkomponenten im Zeitbereich bildet einen Impuls am Ausgang, sowie eine kleine Menge an gedämpften Schwingungen. Wie unten gezeigt ist, kann eine Kompensation dieser Schwingungen leicht vorgesehen werden, so daß das Sensornetzwerk so gemacht werden kann, daß es als einfacher Spannungsteiler für ein stufenförmiges Eeingangssignal sowohl im ausgeglichenen (Ziel-fern) als auch im nicht ausgeglichenen (Ziel-nah) Betriebsmodus funktioniert.
Wie oben erwähnt, mißt die Sensortechnik der Erfindung sowohl den Induktivitätswert als auch die Wirbelstromverluste in der Sensorinduktivität. Wenn die Messung der Ausgangsspannung sehr schnell erfolgt, können die Auswirkungen des Widerstandsterms (d.h. der Wirbelstromverluste) minimiert werden, so daß hauptsächlich der Induktivitätswert gemessen wird. Dies ist von besonderem Vorteil, da der Widerstandsterm temperaturabhängig ist und somit Ungenauigkeiten in die Messungen einbringen kann. Eine schnelle Messung bringt auch den weiteren Vorteil, daß der Leistungsbedarf minimiert wird.
In Bezug auf Fig. 2A und 2B hat eine bevorzugte Ausführungsform des Sensors eine Referenzspule 22 und eine Sensorspule 24, die an einander gegenüberliegenden Seiten eines Ferritkerns 20 angeordnet sind und von diesem durch Isolierabstandshalter 26 bzw. 28 beabstandet sind. Aus Illustrationszwecken ist der Sensor in diesen Figuren vereinfacht dargestellt, indem die elektrischen Verbindungen zu, von und zwischen den Spulen entfernt wurden. Um wie das oben beschriebene Teilernetzwerk zu arbeiten, sind die Referenzspule 22 und Sensorspule 24 in bevorzugter Weise in jeglicher Hinsicht identisch mit denselben nominalen Induktivitätswerten und gleicher Kapazitanz und gleichem ohmschen Widerstandswert. Obwohl die Spulen voneinander entfernt und auf unterschiedlichen Kernen angebracht werden könnten, ist die Verwendung eines einzigen Kerns von deutlichem Vorteil. Erstens plaziert er die zwei Spulen in dieselbe physische Umgebung mit denselben Temperaturkoeffizienten, so daß ihre temperaturabhängigen Charakteristiken einander folgen. Zweitens werden durch sich danach bildene Risse oder andere physische Veränderungen im Kern die Spulen wahrscheinlich in einer kompensierenden Weise beeinflußt. Drittens und bedeutungsvoll ist, daß die zwei Spulen miteinander verbunden werden können, so daß die darin durch externe Felder induzierten Ströme einander entgegengesetzt sind. Als Ergebnis dieser Anordnung und als ein Ergebnis davon, daß die Spulen einander nahe am selben Kern angeordnet sind, sind die induzierten Ströme von gleicher Größe, jedoch einander entgegengesetzt, so daß als Gesamtergebnis die Einflüsse des externen magnetischen Feldes aufgehoben werden. Somit wird erkennbar, daß die bevorzugte Anordnung einen Sensor schafft, der temperaturstabil ist, mit wenig Strom arbeitet und EMB von externen Quellen beseitigt.
Im Hinblick auf Fig. 3 ist eine Niederleistungs-Nähesensoreinheit gebildet, indem der oben beschriebene Sensor mit einer Detektorschaltung 30 und einer Impulsschaltung, die aus einem Impulsgenerator 32 und einem Impulsleistungstreiber 34 besteht, verbunden wird. Der Impulsgenerator 32 ist mit einer Stromquelle verbunden und arbeitet in leicht verständlicher Weise so, daß er Impulse von kurzer Dauer (z.B. 10 bis 30 Mikrosekunden) erzeugt, die periodisch mit einer relativ langsamen Wiederholfrequenz auftreten, z.B. alle 100 Millisekunden ein Mal. Diese Impulse werden von dem Impulsleistungstreiber 34 verstärkt, um Stromversorgungsimpulse zu erzeugen, die den Detektor 30, die Referenzinduktivität 36 und die Sensorinduktivität 38 periodisch und gleichzeitig mit Energie versorgen. Während jedes Messungsintervalls, das durch die Dauer des Stromversorgungsimpulses definiert ist, mißt die Detektorschaltung das Ausgangssignal der Sensorschaltung, das an der Verbindungsstelle zwischen Referenz- und Sensorinduktivität erscheint. Wie oben im Detail im Zusammenhang mit den Fig. 1A und 1B erklärt, ist dieses Ausgangssignal ein Impuls, dessen Amplitude der Nähe des Ziels 40 zur Sensorinduktivität 38 entspricht. Mittel (nicht gezeigt) sind zum Kalibrieren der Detektorschaltung enthalten, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das einen Ziel-nahen Zustand anzeigt, wenn das Ziel 40 innerhalb eines vorbestimmten Betätigungsbereichs liegt. Bei diesem derzeitigen Betätigungsbereich (welcher einem vorbestimmten Induktivitätswert entspricht), liefert der Detektor 30 einen Schaltvorgang an seinem Ausgang.
Die bisher beschriebenen Elemente des Sensors der Fig. 3 können unabhängig in einer bekannten Weise verwendet werden, indem der Ausgang des Detektors 30 mit einem Gebrauchsgerät oder -system verbunden wird. Da der Sensor selbst nur wenig Strom benötigt, ist es vorteilhaft, Niederleistungskomponenten in dem Detektor zu verwenden. Da der Sensor selbst temperaturstabil ist, kommt hinzu, daß für die Detektorschaltung keine temperaturausgleichenden Komponenten benötigt werden und sie somit mit relativ wenigen Komponenten zusammengestellt werden kann. Schließlich kann der gesamte Sensor in einem kleinen Behälter untergebracht sein, da der Impulsgenerator 32 und Impulsleistungstreiber 34 auch mit einer minimalen Anzahl an Komponenten zusammengestellt werden können. Um dies durchzuführen, kann es besonders wünschenswert sein, die EMB-Zurückweisung und Ausgleichvorgangs-Immunität des Sensors zu erhöhen, indem eine Stromquelle, wie z.B. eine Lithium- Batterie, in denselben Behälter, in dem der Sensor und zugehörige Elektronik untergebracht sind, eingebracht wird.
Solch ein in sich selbst geschlossener Sensor hat bestimmte Vorteile, vor allem, wenn er in Verbindung mit einer optischen Ausgangsstufe verwendet wird. Wie in Fig. 3 gezeigt, kann solch eine Ausgangsstufe leicht bereitgestellt werden, indem eine Leuchtdiode zwischen dem Ausgang des Impulsleistungstreibers 34 und dem Ausgang des Detektors 30 angeschlossen wird. Bei entsprechender Auswahl des Zustands des Schaltvorgangs der Detektorschaltung 30 im Verhältnis zu dem Zustand der Stromversorgungsimpulse, wird die Leuchtdiode LED jedes mal getaktet, wenn ein ziel-naher Zustand herrscht. Wenn andererseits das Ziel jenseits des Betätigungsabstands liegt, wird durch die Leuchtdiode kein Ausgangssignal erzeugt. Der so angeordnete Sensor ist dafür geeignet, mit einer faseroptischen Verbindung zu einem Empfänger oder einem anderen Gebrauchssystem verwendet zu werden. Im Hinblick auf die Umwelt, ist diese Verwirklichung die vernünfigste, da alle erforderlichen Bestandteile des Sensors in demselben robusten Behälter enthalten sein können. Da die Stromquelle in sich abgeschlossen ist, gibt es keine Drähte, durch welche eine EMB erfolgen kann.
Es ist natürlich möglich, den Sensor in einer Drahtstromanordnung oder in einer batteriebetriebenen Anordnung mit einer anderen Ausgangsstufe zu verwenden. Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer alternativen Ausgangsstufe, bei der das Ausgangssignal der Detektorschaltung 30 in einen Speicher 44 eingespeichert wird und danach zum Steuern eines Ausgangstreibers 46 verwendet wird. Wenn eine Batterie mit einer Anordnung wie dieser oder mit einer der vielzähligen Variationen davon verwendet wird, ergibt sich daraus ein einmaliger Vorteil. Insbesondere, da die Stromquelle in sich selbst geschlossen ist, liefert die Anordnung einen Schalter, der "schwimmt", d.h. einer, der nicht mit der Masse oder dem Stromversorgungspotential des Systems, in dem er verwendet wird, verbunden sein muß. Folglich kann ein solcher Näherungsschalter entweder in einem Wechselstrom- oder Gleichstromsystem verwendet werden. Zusätzlich kann eine jegliche Anzahl an solchen Schaltern in Reihe, parallel oder in einer Kombination der beiden geschaltet werden, um eine logische Schaltkonfiguration für ein mechanisches System zu erhalten. Dies steht im krassen Gegenteil zu der Art und Weise, auf welche logische Schaltungsfunktionen bisher mit bekannten Näherungsschaltern bereitgestellt wurden, indem der Ausgang von solchen Schaltern mit einer separaten logischen Steuerschaltung verbunden wird.
Fig. 4 und 5 zeigen eine z.Z. bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Nähesensors, der mit Batterie betrieben wird und eine optische Ausgangsstufe hat. Zuerst wird auf Fig. 4 Bezug genommen; diese Anordnung ist von der Funktion her ähnlich zu der batteriebetriebenen Leuchtdioden-Ausgangs-Anordnung, die in Verbindung mit Fig. 3 dargestellt wurde. Ein Periodengenerator 50 wird von einer Lithiumzelle 52 mit Strom versorgt und funktioniert ähnlich wie der Impulsgenerator 32 und Impulsleistungstreiber 34 (Fig. 3), um periodisch auftretende Stromimpulse zu produzieren, die kurzzeitig einen Nähesensor 54 und einen Detektor 56 mit Energie versorgen. Diese beiden letzteren Komponenten sind in ihrer Funktion der Arbeitsweise ihrer Gegenstücke in der Fig. 3. äquivalent. Die zusätzlichen Komponenten der Sensoranordnung der Fig. 4 beinhalten einen Kondensator C7 parallel zu der Lithiumzelle und einen Code-Zeitgebergenerator 58 und einen Ausgangstreiber in der Leuchtdioden-Stufe 60. Der Kondensator C7 ist enthalten, um zu verhindern, daß Stromimpulse durch die Lithiumzelle während des Betriebs des Periodengenerators gesandt werden. Der Code-Zeitgebergenerator 58 wird augenblicklich synchron mit der Energieversorgung des Detektors 56 und Sensors 54 mit Strom versorgt. Während dieses aktiven Betriebsmodus gibt der Code- Zeitgebergenerator Impulse ab, die zwei verschiedene Informationstypen anzeigen. Erstens gibt er einen Ausgangsimpuls jedes mal, wenn er durch den Periodengenerator mit Energie versorgt wird. Der Ausgangstreiber in der Leuchtdiodenstufe 60 reagiert auf diesen Impuls und produziert einen Lichtimpuls, der von einem zugeordneten Empfänger als Hinweis darauf verwendet werden kann, ob der Sensor noch immer betriebsfähig ist als ein Hinweis der Integrität der optischen Verbindung, welche den Sensor mit dem Empfänger verbindet. Zusätzlich zu diesem Systemstatus- Impuls taktet der Code-Zeitgebergenerator das Ausgangssignal des Detektors 56 zur Ausgangsstatus-Zielpositionsinformation durch, welche die Position des Ziels anzeigt. Der Zeitgeber-Impuls, der diesen Transfer der Zielpositionsinformation steuert, wird von dem Periodengenerator 50 zeitlich so erzeugt, daß die Zielstatusinformation an den Treiber in der Leuchtdiodenstufe 60 sofort nach dem Systemstatusimpuls ausgegeben wird.
Wie oben beschrieben arbeitet der Periodengenerator so, daß er einen schmalen Impuls einer vorbestimmten Breite zu regelmäßig vorkommenden Intervallen abgibt. Die Art und Weise, auf die diese Impulsbreiten- und Zeitgebungsfunktionen durchgeführt werden, sind am besten dadurch zu verstehen, wenn man annimmt, daß die in Fig. 5 gezeigte Schaltung ursprünglich in einem inaktiven Zustand ist und dann plötzlich mit der Stromquelle V+ verbunden wird. Die Zeit des Intervalls zwischen den Impulsen wird vom Aufladen des Kondensators C2 gesteuert. Eine Seite dieses Kondensators ist mit der Versorgungsspannung durch den Widerstand R5 verbunden, während die andere Seite normalerweise durch die Widerstände R11 und R12 geerdet ist. Zusätzlich ist die Versorgungsspannungsseite des Kondensators C2 auch durch den Widerstand R4 mit der Basis des Transistors Q4 verbunden. Wenn der Kondensator C2 sich in Richtung des Niveaus der Versorgungsspannung V+ auflädt, erreicht er ein Spannungsniveau, welches groß genug ist, den Transistor Q4 einzuschalten. Der Kollektor des Transistors Q4 ist durch den Widerstand R3 mit dem Kollektor des Transistors Q3 und mit der Basis des Transistors Q2 verbunden. Es ist erkennbar, daß die Transistoren Q2 und Q4 in einer "Hakenverbindung" sind oder ein "SRC" (Silizium-gesteuerter Gleichrichter) bilden mit einer Basisansteuerung, die auch dem Transistor Q1 über den Transistor Q2 zugeführt wird. Wenn der Transistor Q2 an ist, fließt Strom von dem Anschluß V+ durch die Widerstände R1 und R2, wobei ein Spannungsabfall erfolgt, der den Transistor Q1 einschaltet. Der Kollektorausgang des Transistors Q1 steigt an der Stelle A abrupt an. Wenn dies geschieht, wird der Kondensator C2, der normalerweise mit der Erde verbunden ist (über Widerstände R11 und R12) abrupt nach oben zum Potential an der Schaltungsstelle A gezogen. Widerstand R4 und der Emitter-Basis-Übergang des Transistors Q4 geben eine geringe Impedanz, die es gestattet, daß sich der Kondensator C2 nach Masse entlädt, und somit vorbereitet ist, sich während des nächsten Betriebszyklus wieder aufzuladen.
Das Ausgangssignal des Transistors Q1 wird über ein Spannungsteilernetzwerk angelegt, welches aus Widerständen R8 und R10 besteht, so daß ein vorbestimmtes Referenzpotential an den positiven Eingang eines Zeitkomparators 62 angelegt wird. Das Ausgangssignal von Q1 wird auch über eine RC-Schaltung angelegt, die aus einem Widerstand R9 und C3 besteht, so daß eine steigende Spannungsrampe an den negativen Eingang des Komparators 62 angelegt wird. Sobald die an den negativen Eingang angelegte Rampenspannung der geteilten Spannung am positiven Eingang gleich ist, schaltet der Komparator 62 nach niedrig. Dadurch, verzögert durch die RC-Schaltung von R6 und C1, wird die Basis des Transistors Q3 nach unten gezogen und letzterer angeschaltet. Wenn der Transistor Q3 angeschaltet wird, steigt seine Kollektorspannung, wodurch die Basisansteuerung vom Transistor Q2 entfernt wird, wodurch dieser Transistor ausgeschaltet wird. Wenn dies geschieht, werden beide Transistoren Q1 und Q4 ebenfalls abgeschaltet. Danach beginnt der Kondensator C2 sich wieder durch den Widerstand R5 aufzuladen, wodurch ein anderer Betriebszyklus des Periodengenerators initiiert wird.
Aus dem Vorstehenden sieht man, daß das Ausgangssignal von Q1 am Schaltungspunkt A eine kontinuierliche Folge von Impulsen gleicher Breite ist, die zu gleichen, beabstandeten Intervallen vorkommen. Die zeitliche Lage der Vorderflanke dieser Impulse wird durch das Aufladen des Kondensators C2 und die Tätigkeit der Anordnung von bipolaren Transistoren Q2, Q3 und Q4 gesteuert, während die zeitliche Lage der Rückflanke der Impulse (und somit die Impulsbreite) von dem Aufladen des Kondensators C3 durch Widerstand R9, und R6 durch C1 gesteuert wird.
Das Ausgangssignal des Periodengenerators 58 (d.h. das impulsartige Ausgangssignal des Transistors Q1) wird zu dem Sensor 54 und Detektor 56 geliefert, wo es jeweils über die Sensor- und Referenzspulen 64, 66 und über ein Teilerwiderstandsnetzwerk, das aus den Widerständen R14, R15A und R15B besteht, angelegt wird. Das Ausgangssignal des Sensors, d.h. die Spannung, die an der Verbindungsstelle C zwischen de Sensor- und Referenzspul auftaucht, wird durch den Widerstand R13 als Referenzpotential an den invertierenden Eingang eines Detektierkomparators 70 gekoppelt. Die Spannung, die an der Verbindungsstelle D zwischen den Widerständen R14 und R15A in dem Teilerwiderstandsnetzwerk erscheint, wird mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 70 verbunden. Indem man die Widerstände R15A und R15B als kalibrierende Widerstände verwendet, wird das Spannungsniveau am Schaltungspunkt D relativ zum Spannungsniveau am Ausgang C des Sensors eingestellt, so daß der Ausgang des Komparators 70 sich hoch schaltet, wenn das Zielobjekt in eine vorbestimmte Betätigungsposition relativ zur Sensorspule 64 gebracht wird. Wenn das Zielobjekt hinter dieser Betätigungsposition liegt, ist das Verhältnis der Induktivitätswerte der Sensor- und Referenzspule dergestalt, daß ausgeglichene Potentiale am invertierenden und nichtinvertierenden Eingang des Komparators 70 erscheinen. Folglich ist der Ausgang des Komparators 70 während diesen ziel-fernen Bedingungen niedrig. Dadurch zeigt sich, daß der Ausgangszustand des Komparators 70 eine Funktion der Entfernung zwischen dem Zielobjekt und der Sensorspule ist und somit anzeigt, ob dort ein ziel-naher oder ein ziel-ferner Zustand herrscht. Der Zustand dieses Ausgangs wird mit dem J-Eingang des JK-Flipflops 68 in dem Codezeitgebergenerator 58 gekoppelt und zu dem Ausgangstreiber und zur LED zeitlich synchron mit dem Zeitgeberzyklus des Periodengenerators 58 durchgetaktet.
In der Beschreibung der Figuren 1A und 1B wurde bemerkt, daß die Ungenauigkeiten bezüglich Induktivität und Widerstand, die beim ziel-nahen Zustand herrschen, einige kleinere Schwingungen erzeugen, die als eine abgeschwächte Sinuskurve oben auf dem Ausgangsimpuls erscheinen. Um die Auswirkungen dieser Schwingungen zu eliminieren, enthält der Detektor ein Paar Dämpfungswiderstände, R11 und R12, die parallel mit der Sensorspule 64 bzw. der Referenzspule 66 verbunden sind. Als Alternative zu diesem erzwungenen Dämpfen von Schwingungen ist es möglich, die Dämpfungswiderstände wegzulassen und nur die Messung der Ausgangsspannung so lange zu verzögern, bis die Oszillationen auf natürliche Weise gedämpft werden. Eine dritte Alternative ist es, den Sensor in einem Behälter anzubringen, so daß die Sensor- und Referenzspulen durch eine verlustbehaftete Metallkappe "hindurchsehen" müssen.
Der Code-Zeitgebergenerator 58 hat zwei Hauptfunktionen. Erstens liefert er System-Statusimpulse, die die LED CR2 in der Ausgangsstufe 60 anschalten und dadurch Informationen über die Betriebsfähigkeit (Betriebsstatus oder -zustand) des Systems oder einer optischen Verbindung, die das System mit einem zugehörigen Empfänger verbindet, liefern. Zweitens taktet der Code-Zeitgebergenerator das Ausgangssignal der Sensor- und Detektor-Schaltung an die LED durch, um eine Informationzu liefern, die die Position des Ziels anzeigt. Die Komponenten des Code-Zeitgebergenerators 58 funktionieren wie folgt, um diese Funktionen ausführen zu können.
Wie oben diskutiert, wird der Transistor Q1 während jeder aktiven Betriebsperiode angeschaltet und schaltet die Sensorspulen und den Detektor an. Gleichzeitig wird der Kollektorausgang des Transistors Q1 als Energiepotential an den Versorgungsanschluß VCC eines JK-Flipflops 68, das in dem Code-Zeitgebergenerator 58 beinhaltet ist, angelegt. Dieses Potential wird auch über eine RC-Schaltung (bestehend aus Widerstand R18 und C5) angelegt, die mit einem aktiv niedrigen Voreinstell-Anschluß des JK-Flipflops 68 verbunden ist. Während der "langen" inaktiven Systemperioden geht der Kondensator C5 auf Massepotential. Als Folge davon existiert, wenn JK-Flipflop 68 an Betriebsspannung gelegt wird, ein niedriger Zustand an dem -Eingang, das den Q-Ausgang des Flipflops auf einen hohen Zustand setzt. Dieser Übergang ist der Anfang des Systemstatusimpulses, der Informationen über den Betriebsstatus des Systems liefert. Die Breite des Systemstatusimpulses, d.h. die Rückflanke davon, wird von einer RC-Schaltung gesteuert (die aus dem Kondensator C6 und dem Widerstand R19 besteht), die mit dem komplementären Ausgang und dem aktiv niedrigen Löscheingang des Flipflops verbunden ist. Am Anfang ist hoch, so daß am Kondensator C6 ein positives Potential existiert. Wenn jedoch der -Ausgang niedrig gesetzt wird (gleichzeitig mit dem Voreinstellen des Q-Ausgangs auf hoch), bildet sich durch den Widerstand R19 ein Entladeweg für den Kondensator C6 in den -Anschluß. In einer vorbestimmten Zeit (bestimmt durch die Zeitkonstante des Kondensators C6 und Widerstands R19) entlädt sich der Kondensator C6 auf einen niedrigen Wert, der den -Anschluß aktiviert. Wenn dies erfolgt, wird der Q-Ausgang gelöscht und nimmt einen niedrigeren Zustand an, und der -Ausgang wird hochgesetzt.
Somit wird deutlich, daß der System-Statusimpuls durch die zeitlich abgestimmte Aktivierung des Voreinstell- und Löscheingangs des JK-Flipflops produziert wird. Dieser Ausgangsimpuls wird am Anfang jeder Systemperiode produziert, wenn Strom an die Schaltung angeschaltet wird, und unabhängig vom Zustand des Sensors, d.h. unabhängig vom Ort des Ziels ist.
Um einen Hinweis auf den Zustand des Ziels zu liefern, wird der Ausgang der Sensor- und Detektorschaltung zu dem J-Eingang des JK-Flipflops geliefert und zu Ausgangstreiber und LED-Stufe 60 während eines Intervalls durchgetaktet, das nach dem Auftreten des Systemstatusimpulses jedoch vor Abschalten des Systems auftritt. Wieder im Hinblick auf die Periodengeneratorschaltung, wird das System abgeschaltet, wenn der Transistor Q3 anschaltet, wobei ein Kaskadeneffekt durch den Transistor Q2 entsteht, welcher den Stromtreibertransistor Q1 ausschaltet. Obwohl dieser Abschaltevorgang initiiert wird, wenn der Komparator 62 herunter schaltet, erfolgt das Abschalten nicht sofort, und zwar wegen der Zeit, die benötigt wird, genügend Ladung vom Kondensator C1 durch den Widerstand R6 zu ziehen, um die Basis des Transistors Q3 weit genug nach unten zu ziehen, um den Emitter-Übergang in Vorwärtsrichtung zu betreiben. Während dieser Verzögerungsperiode wird der durch den Sensor ermittelte Zustand des Ziels zu dem Ausgangstreiber durch das JK-Flipflop gekoppelt. Existiert ein ziel-naher Zustand, gibt es einen hohen Zustand an dem J-Eingang, der in der Produktion eines zweiten Impulses am Q-Ausgang resultiert, d.h. eines Impuls, der dem anfänglichen Statusimpuls beim Einschalten des Systems folgt. Wenn andererseits ein ziel-ferner Zustand besteht, ist der Zustand am J-Eingang niedrig und für diese Systemperiode erscheint nur der einzelne Systemstatusimpuls am Q-Ausgang.
Der Zielstatusimpuls wird zeitlich folgendermaßen getaktet. Erstens sieht man daß der Ausgang des zeitbestimmenden Komparators 62 durch einen Kondensator C4 mit dem Takt-Eingang CK des JK-Flipflops gekoppelt ist. Das Ende des Kondensators C4, das mit dem Takteingang CK verbunden ist, wird auch durch den Widerstand R17 mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbunden. Die andere Seite des Kondensators C4 ist mit der Stromversorgung durch den Widerstand R7 verbunden. Während der aktiven Periode des Systembetriebs, wenn der Transistor Q1 angeschaltet ist, stellen diese Verbindungen im wesentlichen gleiche positive Potentiale auf jeder Seite des Kondensators C4. Wenn der zeitgebende Komparator 62 zum Ende seines Zeitintervalls herunterschaltet, wird dieser in negative Richtung gehende Impuls durch den Kondensator C4 zum Takteingang CK wechselstromgekoppelt. Da dieses Flipflop durch die negative Flanke ausgelöst wird, und da der K-Eingang ständig niedrig gehalten wird, steuert dieser Taktimpuls effektiv den momentanen Zustand, der am J-Eingang erscheint, durch. Ist der Zustand hoch, wodurch ein ziel-naher Zustand angezeigt wird, arbeitet die Schaltung weiterhin, um sicherzustellen, daß die Dauer dieses Impulses identisch mit der Dauer des Systemstatusimpulses ist, der ihm unmittelbar voraus ging. Dies erfolgt auf folgende Weise. Es wird wieder in Erinnerung gerufen, daß die Dauer des System- Statusimpulses der Zeit entspricht, die der Kondensator C6 zur Entladung durch den Widerstand R19 auf ein Niveau, das den Q-Ausgang auf Null setzt, benötigt. Wenn dies erfolgt, wird hochgesetzt und es gibt wieder ein gleiches positives Potential auf beiden Seiten des Kondensators C6. Wenn der Hochzustand, der dem aufgespürten Zielzustandsimpuls zugeordnet werden kann, an dem Q-Ausgang erscheint, sinkt der -Anschluß wieder und C6 entlädt sich wieder über den Widerstand R19. Da dieser Entladungszyklus mit dem Entladungszyklus für den Systemstatusimpuls identisch ist, ist die Zeit, die benötigt wird, um einen niedrigen Zustand am -Eingang anzulegen, um den Systemstatusimpuls zu beenden, identisch mit der Zeit, die benötigt wird, um den Q-Ausgang zu löschen, wenn der Systemstatusimpuls beendet wird. Folglich sind diese Impulse von gleicher Breite.
Das Ausgangssignal des Code-Zeitgebergenerators 58 (d.h. das Q-Ausgangssignal des JK-Flipflops) wird durch den Widerstand R20 an einen Treibertransistor Q5 in der Ausgangsstufe zugeführt. Eine Leuchtdiode CR2, die das optische Ausgangssignal des Sensors produziert, ist mit dem Kollektor des Transistors Q5 und durch einen Lastwiderstand R22 mit der Lithiumzelle 52 verbunden. Es ist klar erkennbar, daß die Impulse und die Zielstatusimpulse den Transistor Q5 anschalten und die Leuchtdiode CR2 erregen. Es ist klar, daß viele andere Formen von optischem Ausgang bereitgestellt werden können.
Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß die Erfindung eine Einrichtung zum Aufspüren der Nähe eines Zielobjektes bereitstellt, bei der eine neuheitliche induktive divisionsmessende Technik verwendet wird. Aufgrund des inhärenten Niederstrombetriebs bei dieser Technik, ist ein Sensor, der dies beinhaltet, leicht als in sich selbst geschlossene Einheit mit eigener Energiequelle und zyklischer Arbeitsweise zusammenstellbar, der kurz angeschaltet wird für Nähemessungszwecke und dann abgeschaltet wird und ausgeschaltet und inaktiv über eine relativ lange Zeitspanne hinweg bleibt. Das Sensorelement selbst wendet eine Referenzspule und eine Sensorspule an, die relativ zueinander so angeordnet werden können, daß die Nähemessung nicht durch Änderungen der Temperatur in der Umgebung, wo das Element sich befindet, beeinflußt wird, und auch nicht durch externe magnetische Felder, denen der Sensor ausgesetzt ist.
Die Erfindung kann auch mit einer externen Stromquelle in einer herkömmlicheren Drahtanordnung verwendet werden. Da der Sensor nur kleine Strommengen für den Betrieb benötigt, ist es möglich, die Eingangsimpedanz (im Vergleich zur typischen Eingangsimpedanz von herkömmlichen Sensoren) signifikant zu erhöhen und dadurch die Abwehr von EMB deutlich zu verbessern.
Während die Erfindung im wesentlichen mit Bezug auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel als ein Nähesensor beschrieben wurde, ist es dem Fachmann klar, daß die Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Bei Batteriebetrieb zum Beispiel hat der Sensor die Attribute eines klassischen Zwei-Zustands-Schalters und kann somit in logischen Anordnungen verbunden werden oder als Schalter in Wechselstrom- oder Gleichstromsystemen verwendet werden. Durch das geringe Stromverbrauchsvermögen des Sensors, ist nun die Verwendung von alternativen Leistungsschemen (andere als Batterie oder konventionellen) möglich, was bisher nicht der Fall war. Während die Abtastoperation im Verhältnis zu dem sich einer Spule nähernden Ziel beschrieben wurde, versteht es sich von selbst, daß die Ziel- und Spulenanordnungen so getroffen werden können, daß das Ziel sich von einer Spule zur anderen bewegt, und somit das doppelte Maß an Zielempfindlichkeit und einige einmalige Abtastmethoden oder Sensormethoden möglich sind. Obwohl der an den Sensor angelegte Spannungimpuls bei der beschriebenen Schaltungsausführung bevorzugt ist, kann jegliche Kurvenform verwendet werden, einschließlich einer, die die Attribute einer kontinuierlichen Sinuskurve hat. Es muß auch hervorgehoben werden, daß die Beschreibung des enthaltenen Näherungsschalterdesigns ein Teilsatz der inhärenten analogen Signal-zu-Ziel-Beziehung ist, die am Sensor vorhanden ist. Ebenso kann der Sensor in andere Umformer oder Wandler aufgenommen werden, wie z.B. Druckwandler, um weitere Vorteile seines Vermögens, bei niedriger Leistung kontaktlos die Nähe festzustellen, auszunutzen. Zusätzlich zu den besonderen Vorteilen (z.B. Temperaturstabilität, EMB-Immunität, gleiche induktive Teilung) beim Versehen des Sensors mit identischen Referenz- und Sensorspulen umfaßt die Erfindung eine unsymmetrische Anordnung, bei er diese Spulen nicht identisch sind.

Claims

1. Entfernungssensor mit

- einem induktiven Teilernetzwerk (LR, LS; 36; 38; 66, 64) mit einer Referenzinduktivität (LR; 38; 64) und einer Sensorinduktivität (LS; 38; 64), die in Serie zwischen einen Eingang (10; A) und Masse oder ein anderes Bezugspotential für den Empfang eines Spannungssignals geschaltet sind, wobei das Netzwerk einen Ausgang (12; C) an der Verbindungsstelle zwischen den Induktivitäten aufweist und die Sensorinduktivität einen Induktivitätswert aufweist, der sich in vorgegebener Weise mit der Nähe eines Zielobjekts (40) ändert;

- einer Einrichtung (32, 34; 50) zum Anlegen einer Eingangsspannung an den Eingang des induktiven Teilernetzwerks, um eine Ausgangspannung an dessen Ausgang zu erzeugen; und

- einer auf die Ausgangsspannung ansprechenden Detektoreinrichtung (30; 56) zur Abgabe eines Signals über den Zielzustand, das eine Anzeige bezüglich der Nähe des Zielobjeks zur Sensorinduktivität liefert,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (32, 34; 50) zum Anlegen einer Eingangsspannung so ausgebildet ist, daß sie Spannungsimpulse an den Eingang (10; A) des induktiven Teilernetzwerks (LR, LS; 36, 38; 66, 64) anlegt, wobei die Dauer der Spannungsimpulse relativ kurz im Vergleich zum Interval zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen ist, und die Detektoreinrichtung (30; 56) durch die Spannungsimpulse periodisch gleichzeitig mit der Energieversorgung des induktiven Teilernetzwerks mit Energie versorgt wird.

2. Entfernungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtung (30; 56) so ausgebildet ist, daß sie selektiv auf die Komponente der Ausgangsspannung anspricht, die durch den Induktivitätswert der Sensorinduktivität (LS; 38; 64) bestimmt wird.

3. Entfernungssensor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (R11, R12) zur Dämpfung von Schwingungen in am Ausgang (C) des induktiven Teilers (64, 66) erzeugten Ausgangsspannungsimpulsen vorgesehen sind.

4. Entfernungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtung (30; 56) zur Erzeugung eines optischen Signals über den Zielzustand ausgebildet ist.

5. Entfernungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er so ausgebildet ist, daß er durch eine innere Batterie (52), die die einzige Energiequelle ist, gespeist wird.

6. Entfernungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (32, 34; 50) zum Anlegen einer Eingangsspannung Mittel (C2, R5, C1, C3, R6, R9) zur Steuerung der zeitlichen Lage der Vorder- und Rückflanken der Spannungsimpulse umfaßt.

7. Entfernungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinheit (30; 56) zur Energieversorung durch die Spannungsimpulse, die an den Eingang (10) des induktiven Teilernetzwerks (LR, LS; 36, 38; 66, 64) angelegt werden, ausgebildet ist.

8. Entfernungssensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Windungen (22, 24) der Sensor- und Referenzinduktivität einen gemeinsamen Kern (20) aufweisen.