DE29516451U1 - Inductive proximity sensor with high switching speed - Google Patents

Description

BeschreibungDescription

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen der komplexen Impedanz einer verlustbehafteten Spule, deren Impedanz von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist, und einen nach dieser Vorrichtung aufgebauten induktiven Sensor bzw. Wirbelstromsensor.The invention relates to a device for measuring the complex impedance of a lossy coil, the impedance of which depends on a non-electrical measured quantity, and to an inductive sensor or eddy current sensor constructed according to this device.

Eine von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängige Spule - im folgenden als Sensorspule oder Meßspule bezeichnet - wird in der Betriebsmeßtechnik, Prozeßüberwachung und Sensorik in vielfältiger Weise als induktiver Abstandssensor oder induktiver Näherungsschalter zur Abstandsmessung und als Wirbelstromsensor zur zerstörungsfreien Materialprüfung eingesetzt. Die nichtelektrischen Meßgrößen können der Abstand s eines Meßobjekts - im folgenden als Steuerfahne bezeichnet - bzw. die physikalischen Eigenschaften des Meßobjekts sein, wie elektrische Leitfähigkeit &sgr;, die Permeabilität &mgr; oder abgeleitete Größen.A coil dependent on a non-electrical measurement quantity - hereinafter referred to as a sensor coil or measuring coil - is used in many different ways in industrial measurement technology, process monitoring and sensor technology as an inductive distance sensor or inductive proximity switch for distance measurement and as an eddy current sensor for non-destructive material testing. The non-electrical measurement quantities can be the distance s of a measurement object - hereinafter referred to as the control flag - or the physical properties of the measurement object, such as electrical conductivity σ, permeability μ or derived quantities.

Wird ein solches, meist metallisches, Meßobjekt in das elektromagnetische Wechselfeld der Spule eines induktiven Sensors eingebracht, wird die komplexe Impedanz der Spule durch die nichtelektrischen Meßgrößen geändert. Die nichtelektrischen Meßgrößen beeinflussen bei geeigneter Frequenz häufig nur eine Komponente der komplexen Impedanz, beispielsweise beeinflußt die elektrische Leitfähigkeit des Meßobjektes den Verlustwiderstand der Spule oder die Permeabilität des Meßobjekts die Induktivität der Spule. Stets ist jedoch die Spule ohne Meßobjekt verlustbehaftet, d. h. ein induktiver Sensor hat neben der Grundinduktivität zusätzliche ohmsche Verluste. Die elektrischen Meßschaltungen sollen möglichst nur den Anteil der Impedanz oder eine aus der Impedanz abgeleitete Größe erfassen, die von der nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist. Eine Meßschaltung zur Auswertung der Änderung der komplexen Impedanz oder einer abgeleiteten Größe ist in ihrem Verhalten von den Eigenschaften der Spule abhängig. Die Güte Q bzw. der Verlustfaktor D und das Temperaturverhalten der Spule bestimmen bei ausreichend großer Meßempfindlichkeit die Eigenschaften der Messung. Mit anderen Worten, die Meßeigenschaften werden ganz wesentlich durch die Verluste der Spule bestimmt. Durch geeignete Wahl der Meßschaltung wird versucht, nur den meßgrößenabhängigen Teil der komplexen Impedanz oder einer daraus abgeleiteten Größe zu messen, beispielsweise den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Güte bzw. den Verlustfaktor. Es sind zahlreiche Meßschaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt, aber nur wenige Schaltungen haben sich in der Praxis als brauchbar bewährt. Meistens sind die Auswerteschaltungen zur Verbesserung der Meßeigenschaften direkt an die Sensorspule angepaßt.If such a measuring object, usually metallic, is introduced into the alternating electromagnetic field of the coil of an inductive sensor, the complex impedance of the coil is changed by the non-electrical measuring variables. At a suitable frequency, the non-electrical measuring variables often only influence one component of the complex impedance, for example the electrical conductivity of the measuring object influences the loss resistance of the coil or the permeability of the measuring object influences the inductance of the coil. However, the coil without a measuring object is always subject to loss, i.e. an inductive sensor has additional ohmic losses in addition to the basic inductance. The electrical measuring circuits should, if possible, only record the part of the impedance or a quantity derived from the impedance that is dependent on the non-electrical measuring variable. The behavior of a measuring circuit for evaluating the change in the complex impedance or a derived quantity depends on the properties of the coil. The quality Q or the loss factor D and the temperature behavior of the coil determine the properties of the measurement if the measuring sensitivity is sufficiently high. In other words, the measuring properties are determined to a large extent by the losses of the coil. By choosing a suitable measuring circuit, an attempt is made to measure only the part of the complex impedance that depends on the measured quantity or a quantity derived from it, for example the effective resistance or the inductance or the quality or the loss factor. Numerous measuring circuits are known to solve this problem, but only a few circuits have proven to be useful in practice. In most cases, the evaluation circuits are adapted directly to the sensor coil to improve the measuring properties.

Elektrische und elektronische Schaltungen sind in ihrem Verhalten von den Eigenschaften der verwendeten Bauelemente abhängig. Die Güte und das Temperaturverhalten von Widerständen und Kondensatoren sind mit modernen Technologien beherrschbar; ebenso sind die Eigenschaften von modernen Halbleiter-Schaltungen durch geeignete Wahl der Schaltung bestimmbar; jedoch sind nur wenige Schaltungen bekannt, die die Güte und den Temperaturgang einer verlustbehafteten Spule verbessern.The behavior of electrical and electronic circuits depends on the properties of the components used. The quality and temperature behavior of resistors and capacitors can be controlled with modern technologies; the properties of modern semiconductor circuits can also be determined by choosing the right circuit; however, only a few circuits are known that improve the quality and temperature response of a lossy coil.

Die wichtigsten berührungslosen Sensoren zur Prozeßsteuerung und Anlagenüberwachung sind induktive Abstands- bzw. Näherungssensoren oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren. Ein induktiver Näherungssensor enthält eine Spule mit einem gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeld. Hierzu verwendet man meist handelsübliche zylinderförmige Einzel- oder Halbschalenkerne aus ferromagnetischem Ferritmaterial. Dadurch entsteht an den offenliegenden Schenkeln dieser rotationssymmetrischen Einzelschalenkerne eine Vorzugsrichtung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes. Wird in dieses gerichtete Hochfrequenzfeld ein elektrisch oder magnetisch leitendes bzw. ferromagnetisches Material - eine sogenannte Steuerfahne - gebracht, tritt eine Dämpfung der magnetischen und elektrischen Komponente des Hochfrequenzfeldes und damit eine Dämpfung der Spule auf.The most important contactless sensors for process control and system monitoring are inductive distance or proximity sensors or proximity switches and proximity initiators. An inductive proximity sensor contains a coil with a directed electromagnetic high-frequency field. Commercially available cylindrical single or half-shell cores made of ferromagnetic ferrite material are usually used for this. This creates a preferred direction of the electromagnetic high-frequency field on the exposed legs of these rotationally symmetrical single shell cores. If an electrically or magnetically conductive or ferromagnetic material - a so-called control flag - is placed in this directed high-frequency field, the magnetic and electrical components of the high-frequency field are damped and thus the coil is damped.

Ein handelsüblicher induktiver Näherungssensor enthält einen Hochfrequenz-Oszillator mit einem LC-Schwingkreis. Die Spule dieses LC-Schwingkreises erzeugt das gerichtete elektromagnetische Hochfrequenzfeld. Durch die oben beschriebenen Dämpfung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes nimmt die Amplitude der Hochfrequenz-Schwingungen des Oszillators ab. Die Amplitude der Oszillator-Hochfrequenz-Schwingungen kann als Maß für die Dämpfung des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes verwendet werden, also als Maß für den Abstand einer Steuerfahne. Zur Auswertung der Dämpfung wird die Amplitude des Oszillator-Hochfrequenzsignals im allgemeinen gleichgerichtet und mit einem Tiefpaßfilter gefiltert. Dieses gleichgerichtete und gefilterte Hochfrequenz-Amplituden-Signal ist ein Gleichspanmmgs- oder Gleichstrom-Signal und kann entweder direkt in ein analoges Signal zur Anzeige des Abstandes einer Steuerfahne verstärkt oder mit Hilfe einer nachfolgenden Auswerteschaltung in ein Schaltsignal umgesetzt werden, wobei das Schaltsignal bei einem definierten Abstand der Steuerfahne seinen Schaltzustand ändert. Besonders induktive Näherungsschalter, die nach der zuletzt beschriebenen Funktion arbeiten, dienen in zahlreichen Ausführungsformen und in großer Anzahl zur Anlagensteuenmg und Anlagenüberwachung. Als Schaltung zur Erzeugung der Hochfrequenz-Schwingungen wird sehr häufig eine Meißner-Oszillator-Schaltung verwendet. Bei einem induktiven Näherungssensor hängt der erzielbare und nutzbare Abstandsbereich, d. h. der Abstand der Steuerfahne von der "aktiven" Fläche der Spule, im wesentlichen von der Größe und den Eigenschaften der Hochfrequenz-Spule ab. Die Dämpfung durch die Steuerfahne bewirkt eine Änderung der Güte Q der Spule. Bei Annähern der Steuerfahne wird die Güte Q von einem maximalen Wert Q₀ in Form einer S-Kurve auf einen minimalen Wert reduziert. Den Schaltpunkt bzw. den Meßbereich legt man zweckmäßigerweise in den steilsten Teil der S-Kurve, i. a. ist das am Wendepunkt. Will man den Meßbereich vergrößern, so muß man auch die flacheren Teile der S-Kurve ausnutzen. Die Messung ist in einem flacheren Teil mit einer wesentlich größeren Unsicherheit behaftet, da eine bestimmte auswertbare Güteänderung hier eine große Änderung im Abstand s der Steuerfahne bedeutet. Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die relative Güte Q/Q_o einer Spule zeigt, daß die Güte mit steigender Temperatur abnimmt. Der Temperatureinfluß auf die Spulengüte schränkt den nutzbaren Abstandsmeßbereich bei induktiven Näherungssensoren wesentlich ein, da die Güteänderung infolge des Temperatureinflusses inA commercially available inductive proximity sensor contains a high-frequency oscillator with an LC oscillator circuit. The coil of this LC oscillator circuit generates the directed electromagnetic high-frequency field. The damping of the electromagnetic high-frequency field described above reduces the amplitude of the high-frequency oscillations of the oscillator. The amplitude of the oscillator high-frequency oscillations can be used as a measure of the damping of the directed electromagnetic high-frequency field, i.e. as a measure of the distance of a control flag. To evaluate the damping, the amplitude of the oscillator high-frequency signal is generally rectified and filtered with a low-pass filter. This rectified and filtered high-frequency amplitude signal is a direct voltage or direct current signal and can either be amplified directly into an analogue signal to indicate the distance of a control flag or converted into a switching signal with the aid of a subsequent evaluation circuit, whereby the switching signal changes its switching state at a defined distance of the control flag. Inductive proximity switches in particular, which work according to the function described above, are used in numerous designs and in large numbers for system control and system monitoring. A Meissner oscillator circuit is very often used as a circuit for generating the high-frequency oscillations. With an inductive proximity sensor, the achievable and usable distance range, i.e. the distance of the control flag from the "active" surface of the coil, depends essentially on the size and properties of the high-frequency coil. The damping by the control flag causes a change in the quality factor Q of the coil. As the control vane approaches, the quality Q is reduced from a maximum value Q ₀ in the form of an S-curve to a minimum value. The switching point or the measuring range is best placed in the steepest part of the S-curve, usually at the turning point. If you want to increase the measuring range, you must also use the flatter parts of the S-curve. The measurement is subject to a much greater uncertainty in a flatter part, since a certain evaluable change in quality here means a large change in the distance s of the control vane. The influence of the ambient temperature on the relative quality Q/Q _o of a coil shows that the quality decreases with increasing temperature. The influence of temperature on the coil quality significantly limits the usable distance measuring range for inductive proximity sensors, since the change in quality due to the influence of temperature in

einem vorgesehenen Temperatur-Arbeitsbereich größer werden kann als die durch eine Steuerfahne bewirkte Änderung.a specified temperature operating range can be greater than the change caused by a control flag.

Bei vielen Anwendungen und in vielen Ausführungsformen wird der Abstandsmeßbereich so niedrig gewählt, daß keine besonderen Maßnahmen zu einer Temperaturkompensation notwendig sind. Bei kritischen Einsatzfällen verwendet man temperaturabhängige Widerstände, beispielsweise Heißleiter oder Kaltleiter, um den Temperaturgang des Schaltabstandes zu kompensieren. Dieser zusätzliche Aufwand führt jedoch nur in einem beschränkten Temperaturbereich zu befriedigenden Ergebnissen. Eine wesentliche Vergrößerung des nutzbaren Abstandsmeßbereiches kann damit nicht erreicht werden.In many applications and in many designs, the distance measuring range is chosen so low that no special measures for temperature compensation are necessary. In critical applications, temperature-dependent resistors, such as thermistors or PTC thermistors, are used to compensate for the temperature variation of the switching distance. However, this additional effort only leads to satisfactory results in a limited temperature range. A significant increase in the usable distance measuring range cannot be achieved in this way.

Eine verlustbehaftete Spule wird durch die komplexe Impedanz Z beschrieben. Eine an die Spule angelegte Wechselspannung H eilt dem durch die Spule fließenden Wechselstrom / um den Phasenwinkel &psgr;^₁ vor, der um den Verlustwinkel S kleiner ist als 90° (Grad). Das Verhalten einer verlustbehafteten Sensorspule eines induktiven Näherungssensors wird durch eine Ersatzschaltung beschrieben, in der der Feldverlustwiderstand Rp durch einen ohmschen Parallelwiderstand parallel zu einem Blindwiderstand X_L durch eine reine Induktivität L und in Reihe zu dieser Parallelschaltung den Wicklungswiderstand R_cu der Spule durch einen ohmschen Vorwiderstand berücksichtigt wird, wie beispielsweise in der deutschen Offenlegungsschrift OS 38 14 131 in Fig 2a dargestellt. In dieser an sich bekannten Ersatzschaltung repräsentiertA lossy coil is described by the complex impedance Z. An alternating voltage H applied to the coil leads the alternating current / flowing through the coil by the phase angle ψ^ ₁ , which is smaller than 90° (degrees) by the loss angle S. The behavior of a lossy sensor coil of an inductive proximity sensor is described by an equivalent circuit in which the field loss resistance Rp is taken into account by an ohmic parallel resistance in parallel with a reactance X _L by a pure inductance L and in series with this parallel connection the winding resistance R _cu of the coil is taken into account by an ohmic series resistor, as shown for example in the German laid-open specification OS 38 14 131 in Fig. 2a. In this equivalent circuit known per se,

- der Feldverlustwiderstand R_p die Wirkverluste des elektromagnetischen Wechselfeldes durch Wirbelströme und Ummagnetisierungsverluste im Spulenkern und im Meßobjekt (Steuerfahne),- the field loss resistance R _p the effective losses of the alternating electromagnetic field due to eddy currents and remagnetization losses in the coil core and in the measuring object (control vane),

- der Blindwiderstand Z. die induktiven Verluste der Meßspule und des elektromagnetischen Wechselfeldes infolge der Permeabilität &bgr; des Meßobjektes (Steuerfahne) und die dielektrischen Verluste durch die Eigenkapazität der Meßspule und- the reactance Z. the inductive losses of the measuring coil and the electromagnetic alternating field due to the permeability β of the measuring object (control flag) and the dielectric losses due to the self-capacitance of the measuring coil and

- der Wicklungswiderstand R_cu die Gleichstrom-Wirkverluste durch den Kupferwiderstand des Spulendrahtes und die Wechselstrom-Wirkverluste durch den SMn-Effekt im Spulendraht.- the winding resistance R _cu, the direct current effective losses due to the copper resistance of the coil wire and the alternating current effective losses due to the SMn effect in the coil wire.

Die Güte einer Spule ist gegeben durch das Verhältnis aus dem Blindwiderstand Im(Z) und dem Verlustwiderstand Re(Z), wobei Z der komplexe Scheinwiderstand (Impedanz) der Spule ist.The quality of a coil is given by the ratio of the reactance Im(Z) and the loss resistance Re(Z), where Z is the complex impedance of the coil.

Q - ¹^ (D Q - ¹ ^ (D

Se(Z)Se(Z)

Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Impedanz Z und auf die Güte Q einer Spule wird im wesentlichen durch die Temperaturabhängigkeit der Verlustwiderstände bewirkt. Bekannt ist der Temperaturkoeffizient &agr; des Gleichstrom-Widerstandes der Kupferwicklung der Spule mit etwa 3,95 · 10" /K. Die Temperaturgänge der anderen Verlustwiderstände sind meist kleiner, jedoch in ihrer Größe von der Bauart der Spule abhängig.The influence of the ambient temperature on the impedance Z and on the quality Q of a coil is essentially caused by the temperature dependence of the loss resistances. The temperature coefficient α of the direct current resistance of the copper winding of the coil is known to be approximately 3.95 · 10" /K. The temperature responses of the other loss resistances are usually smaller, but their size depends on the design of the coil.

Die Güte und damit auch der Temperaturgang einer Spule ist eine zusammengesetzte Größe, die bei verschiedenen Bauarten und sogar von Exemplar zu Exemplar starkenThe quality and thus also the temperature response of a coil is a composite value that varies greatly between different designs and even from one model to another.

Schwankungen unterworfen ist. Deshalb muß eine Kompensation bzw. eine Reduzierung des Temperaturganges mindestens für jede Bauart einer Spule getrennt vorgenommen werden.is subject to fluctuations. Therefore, compensation or a reduction of the temperature response must be carried out separately for each coil type.

Als Maß für den Abstand eines Meßobjektes (Steuerfahne) von der Sensorspule werden im allgemeinen die Meßgrößen komplexe Impedanz Z oder ersatzweise Güte Q oder Scheinwiderstand Z der Meßspule gemessen. Häufig wird die Messung der Güte mit einem LC-Schwingkreis oder die Messung des Scheinwiderstandes in der zerstörungsfreien Materialprüfung durchgeführt. Der Nachteil dieser Messungen ist die Abhängigkeit von der Temperatur und vom Material des Meßobjektes und damit die reduzierte Genauigkeit der Meßgröße. Bei der Gütemessung mit einem LC-Schwingkreis wird dieser Schwingkreis in einem Oszillator zu Resonanzschwingungen angeregt, wobei die Schwingungsamplitude des Oszillators ein Maß für die Güte ist. Der Scheinwiderstand Z läßt sich aus der gleichzeitigen Effektivwert-Messung der an der Meßspule angelegten Spannung TJ ~ und des durch die Meßspule fließenden Stromes / „ ermitteln.As a measure of the distance of a measurement object (control vane) from the sensor coil, the measured variables complex impedance Z or, alternatively, quality Q or apparent resistance Z of the measuring coil are generally measured. The quality is often measured using an LC oscillating circuit or the apparent resistance is measured in non-destructive material testing. The disadvantage of these measurements is that they depend on the temperature and material of the measurement object and therefore the accuracy of the measured variable is reduced. When the quality is measured using an LC oscillating circuit, this oscillating circuit is excited to resonate in an oscillator, with the oscillation amplitude of the oscillator being a measure of the quality. The apparent resistance Z can be determined from the simultaneous effective value measurement of the voltage TJ ~ applied to the measuring coil and the current / „ flowing through the measuring coil.

Dabei enthält der Scheinwiderstand Z die Wirkkomponente R (Verlustwiderstand) und die frequenzabhängige Blindkomponente X_L = uL. Aus der komplexen Impedanz Z = R + jo)L ergibt sich der Scheinwiderstand Z.The apparent resistance Z contains the active component R (loss resistance) and the frequency-dependent reactive component X _L = uL. The apparent resistance Z results from the complex impedance Z = R + jo)L.

Z = \JR² + (&ohgr; Lf Z = \JR ² + (ω Lf <³>< ³ >

Ist der Wirkwiderstand R vernachlässigbar, so ergibt sich aus der Strom- und Spannungsmessung der Blindwiderstand X_T .If the effective resistance R is negligible, the reactance X _T results from the current and voltage measurements.

&khgr; = &ohgr;! = _ ^el (4) &khgr; = &ohgr;! = _ ^e l (4)

Um aus den Messungen die Induktivität L zu erhalten, muß noch die Frequenz / = (u/2% der Meßspannung bekannt sein. Zur Messung der eigentlich zu erfassenden komplexen Impedanz Z muß mittels zweier getrennter Meßvorgänge entwederIn order to obtain the inductance L from the measurements, the frequency / = (u/2% of the measuring voltage must be known. To measure the complex impedance Z that is actually to be measured, two separate measuring processes must be used to determine either

- der Wirkwiderstand R als Realteil Re(Z) und der Blindwiderstand X, als Imaginärteil Im(Z) der komplexen Impedanz oder- the active resistance R as real part Re(Z) and the reactance X as imaginary part Im(Z) of the complex impedance or

- der Scheinwiderstand Z und der Phasenwinkel &psgr;_&Pgr;&Igr; zwischen dem durch die Meßspule fließenden Strom / und der an die Meßspule angelegten Spannung U gemessen werden. Bei den meisten Anwendungen wird nur eine der oben dargestellten Meßgrößen gemessen und zwar nur diejenige, die möglichst selektiv auf die zu messende Größe Abstand der Steuerfahne von der Meßspule reagiert und die von Störgrößen wie Temperatur und elektromagnetische Einstrahlungen möglichst wenig beeinflußt wird, so daß die Genauigkeit und Auflösung möglichst hoch ist.- the apparent resistance Z and the phase angle _{ψ πλ} between the current / flowing through the measuring coil and the voltage U applied to the measuring coil are measured. In most applications, only one of the measured quantities shown above is measured, namely only the one that reacts as selectively as possible to the quantity to be measured, the distance between the control vane and the measuring coil, and that is influenced as little as possible by disturbances such as temperature and electromagnetic radiation, so that the accuracy and resolution are as high as possible.

In der deutschen Offenlegungsschrift 35 13 403 wird ein Verfahren angegeben, nach dem der Temperaturkoeffizient des Wicklungskupferwiderstandes der Schwingkreisspule zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten der Güte des Schwingkreises ausgenutzt wird, wobei eine zum Kupferwiderstand der Schwingkreisspule proportionale Spannung mit einer zweiten Spule an den Schwingkreis angelegt wird. Diese Temperaturkompensation ist aber nur unter ganz speziellen Bedingungen zu realisieren. Der Kupferwiderstand der zweiten Spule muß wesentlich größer sein als der Kupferwiderstand der Schwingkreisspule, während die Induktivität beider Spulen gleich groß sein muß. Diese Bedingungen sind in der Praxis nur sehr schwer zu erfüllen.In the German patent application 35 13 403, a method is specified whereby the temperature coefficient of the winding copper resistance of the resonant circuit coil is used to compensate for the temperature coefficient of the quality of the resonant circuit, whereby a voltage proportional to the copper resistance of the resonant circuit coil is applied to the resonant circuit using a second coil. However, this temperature compensation can only be achieved under very specific conditions. The copper resistance of the second coil must be significantly greater than the copper resistance of the resonant circuit coil, while the inductance of both coils must be the same. These conditions are very difficult to meet in practice.

In der deutschen Offenlegungsschrift 38 14 131 wird ein Verfahren und eine Vorrichtung angegeben, in dem der Wirkwiderstand der Sensorspule als Feldverlustwiderstand direkt mit einer Leistungsmessung gemessen wird. Dieser Feldverlustwiderstand der Sensorspule, hervorgerufen durch die Verluste des elektromagnetischen Feldes infolge des Streufeldes und infolge einer elektromagnetischen Dämpfung durch eine Steuerfahne, ist bei der Wahl einer geeigneten Frequenz abhängig vom Abstand s der Steuerfahne. Bei Verwendung einer Vier-Leiter-Schaltung ist die Messung in einem weiten Temperaturbereich temperaturunabhängig, da hierbei der temperaturabhängige Wicklungswiderstand der Spule (auch als Kupferwiderstand bezeichnet) und die Leitungswiderstände der vier Zuleitungen nicht in die Messung eingehen. Durch phasenrichtige Multiplikation des Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen-Wechselspannung und nachfolgender Tiefpaßfilterung wird die Wirkleistung in der Spule gemessen, die umgekehrt proportional dem Feldverlustwiderstand ist. In ähnlicher Weise läßt sich mittels einer phasenrichtigen Multiplikation des um 90° phasenverschobenen Spulen-Wechselstromes und der induzierten Spulen-Wechselspannung und nachfolgender Tiefpaßfilterung die Blindleistung in der Spule messen, die ebenfalls umgekehrt proportional dem Spulen-Blindwiderstand bzw. der Spuleninduktivität ist. Zur einfachen Trennung der Primär- und Sekundärseite, d. h. des Spulenstromes und der induzierten Spulenspannung, wird die induzierte Spulenspannung mittels einer zweiten Wicklung ausgekoppelt. Im einfachsten Fall sind die beiden Wicklungen identisch und bifilar gewickelt.In the German patent application 38 14 131, a method and a device are specified in which the effective resistance of the sensor coil is measured directly as a field loss resistance using a power measurement. This field loss resistance of the sensor coil, caused by the losses of the electromagnetic field as a result of the stray field and as a result of electromagnetic damping by a control flag, depends on the distance s of the control flag when choosing a suitable frequency. When using a four-wire circuit, the measurement is temperature-independent over a wide temperature range, since the temperature-dependent winding resistance of the coil (also known as copper resistance) and the line resistances of the four supply lines are not included in the measurement. The effective power in the coil, which is inversely proportional to the field loss resistance, is measured by multiplying the coil alternating current and the induced coil alternating voltage in phase and then using low-pass filtering. In a similar way, the reactive power in the coil can be measured by means of a phase-correct multiplication of the 90° phase-shifted coil alternating current and the induced coil alternating voltage and subsequent low-pass filtering. This is also inversely proportional to the coil reactance or coil inductance. To easily separate the primary and secondary sides, i.e. the coil current and the induced coil voltage, the induced coil voltage is coupled out using a second winding. In the simplest case, the two windings are identical and wound bifilarly.

In der deutschen Offenlegungsschrift 43 28 097 wird eine Vorrichtung zum Messen der Impedanz von passiven Sensoren (induktive, kapazitive und ohmsche Sensoren) mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife PLL (phase locked loop) beschrieben, wobei in der einen Rückkopplungsleitung ein Meßphasenschieber als Tiefpaß- oder Hochpaß-Filter mit dem Sensor-Bauelement angeordnet ist. Die frequenzanaloge Signalauswertung einer solchen Phasenregelschleife besitzt eine sehr hohe Meßempfindlichkeit. Weiterhin läßt sich das frequenzanaloge Ausgangssignal in einfacher Weise weiterverarbeiten und in ein digitales Signal umsetzen.In the German patent application 43 28 097, a device is described for measuring the impedance of passive sensors (inductive, capacitive and ohmic sensors) with a double feedback phase locked loop (PLL), where a measuring phase shifter is arranged as a low-pass or high-pass filter with the sensor component in one feedback line. The frequency-analog signal evaluation of such a phase locked loop has a very high measurement sensitivity. Furthermore, the frequency-analog output signal can be further processed in a simple manner and converted into a digital signal.

Bei allen bisher bekannten induktiven Näherungsschaltern ist die Schaltgeschwindigkeit, d. h. die Grenzfrequenz für Schaltvorgänge, durch die Tiefpaßfilterung zur Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals (meist eine Gleichspannung) und besondersIn all previously known inductive proximity switches, the switching speed, i.e. the limit frequency for switching operations, is determined by the low-pass filtering to generate the distance-dependent output signal (usually a direct voltage) and particularly

durch die im Schwingkreis und die im elektromagnetischen Feld gespeicherte Energie bestimmt und damit erheblich erniedrigt. Die Grenzfrequenz der meßbaren Schaltvorgänge wird hierbei durch elektrische Umladevorgänge und durch Trägheit des stationären, elektromagnetischen Wechselfeldes der Sensorspule bestimmt. Das Frequenzverhalten der Schaltfrequenz eines induktiven Näherungsschalters zeigt insgesamt das Verhalten eines Tiefpaßfilters, d. h. die niedrigste Grenzfrequenz der Meßkette bestimmt im wesentlichen sein gesamtes Frequenzverhalten. Das oben erwähnte Tiefpaßfilter dient neben der Erzeugung des abstandsabhängigen Ausgangssignals i. a. auch der Störunterdrückung innerer und äußerer Störsignale. Meist liegt die Grenzfrequenz der Schaltvorgänge bei etwa 1 kHz, nur mit erheblichen elektronischen Mitteln ist eine Grenzfrequenz von 10 kHz zu erreichen, jedoch nur mit einer niedrigeren Störunterdrückung bzw. einem schlechteren Signal-Rausch-Verhältnis.by the energy stored in the oscillating circuit and the electromagnetic field and is thus significantly reduced. The limit frequency of the measurable switching processes is determined by electrical charge transfer processes and by the inertia of the stationary, alternating electromagnetic field of the sensor coil. The frequency response of the switching frequency of an inductive proximity switch shows the behavior of a low-pass filter, i.e. the lowest limit frequency of the measuring chain essentially determines its entire frequency response. The low-pass filter mentioned above is used not only to generate the distance-dependent output signal but also to suppress internal and external interference signals. The limit frequency of the switching processes is usually around 1 kHz; a limit frequency of 10 kHz can only be achieved with significant electronic means, but only with lower interference suppression or a worse signal-to-noise ratio.

Desweiteren begrenzt der Temperaturgang der Impedanz der Sensorspule, insbesondere der Wicklungswiderstand R_cu, hier die Meßempfindlichkeit, so daß sinnvollerweise nur solche Meßverfahren verbessert werden sollten, die den Temperaturgang der Sensorspule berücksichtigen bzw. kompensieren.Furthermore, the temperature response of the impedance of the sensor coil, in particular the winding resistance R _cu , limits the measurement sensitivity, so that it makes sense to only improve those measurement methods that take into account or compensate for the temperature response of the sensor coil.

Weiterhin ist das analoge Ausgangssignal bzw. der Schaltpunkt vom Material der Steuerfahne abhängig, wodurch die Meßgenauigkeit des induktiven Näherungssensors verschlechtert wird. Diese Abhängigkeit wird entweder durch einen Werkstoffaktor oder durch aufwendige Kompensationsmaßnahmen mit Hilfsspulen auf der Sekundärseite eines Übertragers oder durch ein Differentialverfahren mit einer mathematisch-schaltungstechnischen Signalverarbeitung zur Kompensation des Werkstoffaktors beseitigt. Im deutschen Gebrauchsmuster G 94 12 765.4 wird diese Problematik mittels eines Differentialverfahrens durch Messung der in der Sensorspule induzierten Spannung und der Resonanzfrequenz eines mit der Sensorspule gebildeten LC-Schwingkreises und durch eine mathematisch-technische Verknüpfung dieser beiden Signale gelöst. Auch hier ist die Schaltgeschwindigkeit des induktiven Näherungssensors wegen der Tiefpaßfilterung der beiden Signale und durch die im Schwingkreis gespeicherte Energie erheblich reduziert.Furthermore, the analog output signal or the switching point depends on the material of the control flag, which reduces the measuring accuracy of the inductive proximity sensor. This dependency is eliminated either by a material actuator or by complex compensation measures with auxiliary coils on the secondary side of a transformer or by a differential method with mathematical-circuitry signal processing to compensate for the material actuator. In the German utility model G 94 12 765.4, this problem is solved by means of a differential method by measuring the voltage induced in the sensor coil and the resonance frequency of an LC oscillating circuit formed with the sensor coil and by a mathematical-technical linking of these two signals. Here too, the switching speed of the inductive proximity sensor is significantly reduced due to the low-pass filtering of the two signals and the energy stored in the oscillating circuit.

Es zeigt sich also, daß Korrekturverfahren für einige Einfluß- und Störgrößen bekannt sind. Jedoch ist bisher kein Verfahren und keine Vorrichtung bekannt, die aufgrund des Verfahrens selbst die oben beschriebenen Beeinflussungen und Störungen der Messung reduzieren bzw. ganz vermeiden.It is therefore apparent that correction methods for some influencing and disturbing variables are known. However, no method or device is known to date that, based on the method itself, reduces or completely avoids the influences and disturbances in the measurement described above.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die nachweisbare Grenzfrequenz eines induktiven Näherungssensors oder Wirbelstromsensors bzw. die maximal meßbare Schaltgeschwindigkeit eines induktiven Näherungsschalter oder Näherungsinitiators wesentlich zu erhöhen, ohne dabei seine Meßeigenschaften zu verschlechtern, so daß die Meßgenauigkeit und Stöninanfälligkeit erhalten bleibt bzw. noch verbessert wird.The invention is therefore based on the object of significantly increasing the detectable limit frequency of an inductive proximity sensor or eddy current sensor or the maximum measurable switching speed of an inductive proximity switch or proximity initiator without impairing its measuring properties, so that the measuring accuracy and susceptibility to noise are maintained or even improved.

Die Erfindung löst die Aufgabe in erster Linie gemäß dem Anspruch 1, wonach an einer Sensorspule eines induktiven Näherungssensors die Phasenverschiebung zwischen angelegter Wechselspannung U oder induzierter Wechselspannung JJ. _d und durchfließendem Wechselstrom / unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode von Strom und Spannung mit elektronischen Mitteln gemessen wird. Der Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die komplexe Impedanz Z oder eine abgeleitete Meßgröße der Sensorspule, hier vorzugsweise die Phasenverschiebung (P₁J₁ zwischen Strom und Spannung, möglichst häufig und möglichst sofort nach einer möglichen Änderung gemessen werden kann, wenn die Impedanz Z ohne eine Verzögerung durch zusätzliche Filter bestimmt wird. Jedes Tiefpaß- und Bandpaß-Filter mit seiner Grenz- oder Resonanzfrequenz f_Q verzögert das Signal zwischen seinem Eingang und Ausgang um die Verzögerungszeit T₀ = l/f_Q. The invention solves the problem primarily in accordance with claim 1, according to which the phase shift between the applied alternating voltage U or induced alternating voltage JJ. _d and the alternating current flowing through a sensor coil of an inductive proximity sensor is measured using electronic means immediately during each half-period or a multiple of each half-period of current and voltage. The solution is based on the knowledge that the complex impedance Z or a derived measurement variable of the sensor coil, here preferably the phase shift (P ₁ J ₁ between current and voltage, can be measured as frequently and as immediately as possible after a possible change if the impedance Z is determined without a delay by additional filters. Each low-pass and band-pass filter with its cut-off or resonant frequency f _Q delays the signal between its input and output by the delay time T ₀ = l/f _Q .

In der Meßtechnik setzt sich immer stärker die Anwendung der Digitaltechnik wegen ihrer hohen Signalverarbeitungsgeschwindigkeit bis zu Grenzfrequenzen von einigen GHz und wegen ihrer größeren Störsicherheit und einfacheren Signalverarbeitung gegenüber der Analogtechnik durch. In der digitalen Meßtechnik erfolgt die Verarbeitung der Signale wertdiskret und zeitdiskret. Die notwendige Quantisierung der Meßsignale sollte aus obigen Gründen möglichst am Anfang der Meßkette erfolgen, so daß die gesamte Meßeinrichtung mit einfachen und preisgünstigen digitalen Schaltelementen und Baugruppen aufgebaut werden kann. Im einfachsten Fall kann der Wert eines zu messenden analogen Signals (Strom oder Spannung) als binäres Signal ausgegeben werden, d. L, ob das Signal größer oder kleiner als ein Vergleichssignal ist. Diese Aufgabe läßt sich für eine Spannung mit einem Spannungskomparator erfüllen. Als Vergleichsspannung kann beispielsweise der Wert Null dienen, so daß bei einer reinen symmetrischen Wechselspannung ohne Gleichspannungsanteil der Nulldurchgang als Schaltbedingung für das binäre Ausgangssignal des Spannungskomparators verwendet werden kann. Die Schaltbedingung kann in gleicher Weise bei einer endlichen Vergleichsgleichspannung liegen, die ungleich Null ist. Dies wird vorzugsweise bei einer Wechselspannung mit Gleichspannungsanteil angewandt. Das gleiche Verfahren wie oben beschrieben kann in gleicher Weise bei einem analogen Wechselstromsignal durchgeführt werden.In measurement technology, the use of digital technology is becoming increasingly popular due to its high signal processing speed up to limit frequencies of several GHz and due to its greater immunity to interference and simpler signal processing compared to analog technology. In digital measurement technology, the processing of the signals is discrete in terms of value and time. For the reasons stated above, the necessary quantization of the measurement signals should be carried out at the beginning of the measurement chain if possible, so that the entire measurement device can be constructed using simple and inexpensive digital switching elements and modules. In the simplest case, the value of an analog signal to be measured (current or voltage) can be output as a binary signal, i.e. whether the signal is greater or smaller than a comparison signal. This task can be fulfilled for a voltage using a voltage comparator. The value zero can be used as a comparison voltage, for example, so that with a pure symmetrical alternating voltage without a direct voltage component, the zero crossing can be used as a switching condition for the binary output signal of the voltage comparator. The switching condition can also be a finite reference DC voltage that is not equal to zero. This is preferably used for an AC voltage with a DC component. The same procedure as described above can be carried out in the same way for an analog AC signal.

Bei einem erfindungsgemäßen induktiven Näherungssensor wird die Messung der komplexen Impedanz Z bzw. hilfsweise die Messung der Phasenverschiebung &psgr;^ bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung U und des Meßspulen-Wechselstromes / oder beim Überschreiten bzw. Unterschreiten dieser Wechselsignale gegenüber einem Vergleichs-Gleichsignal vorgenommen. Vorzugsweise werden Spannungssignale verwendet, so daß ausschließlich die oben beschriebenen Spannungskomparatoren verwendet werden können. Hierzu wird das Wechselstromsignal / mit einem Strom-Spannungs-Wandler, vorzugsweise eine reine Referenzimpedanz Z~ beispielsweise ein ohmscher Widerstand, ein verlustarmer Kondensator oder eine verlustarme Spule, oder eine gemischte Kombination aus diesen Bauelementen in eine proportionale Wechselspannung U₁ überführt. Bei der Verwendung eines Kondensators oder einer Spule in derIn an inductive proximity sensor according to the invention, the measurement of the complex impedance Z or, alternatively, the measurement of the phase shift ψ^ is carried out when the measuring coil alternating voltage U and the measuring coil alternating current / pass through zero or when these alternating signals exceed or fall below a comparison direct signal. Preferably, voltage signals are used so that only the voltage comparators described above can be used. For this purpose, the alternating current signal / is converted into a proportional alternating voltage _U 1 using a current-voltage converter, preferably a pure reference impedance Z~, for example an ohmic resistor, a low-loss capacitor or a low-loss coil, or a mixed combination of these components. When using a capacitor or a coil in the

Referenzimpedanz Z , wird eine zusätzliche Phasenverschiebung &psgr;_&Igr; zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom / und der Wechselspannung U₁ erzeugt, die bei der Phasenverschiebung (P₁J₁ vorzeichenrichtig berücksichtigt werden muß.
Die Phasenverschiebung &phgr;&trade; zwischen Strom und Spannung der Sensorspule ergibt sich zuReference impedance Z , an additional phase shift ψ _&Igr; is generated between the measuring coil alternating current / and the alternating voltage U ₁ , which must be taken into account with the correct sign in the phase shift (P ₁ J ₁ .
The phase shift φ√ between current and voltage of the sensor coil is

(Im(Z))(Im(Z)) (&KHgr;&Agr;(&KHgr;&Agr;

&phgr;_{&Tgr;&Igr;&Tgr;} = arctan = arctan&mdash; = arctan &phgr;_{&Tgr;&Igr;&Tgr;} = arctan = arctan&mdash; = arctan

^{&ugr;&iacgr;&ugr;&iacgr;} I J}/}(T\ I 1 J? II J}/}(T\ I 1 J? I

&igr; Ae(Z) j \ &kgr; &igr; &igr; Ae(Z) j \ &kgr;&igr;

und wird als Zeitintervall &Ggr;&trade; zwischen dem Komparatorschaltpunkt t^ der Sensorspulen-Spannung U und dem Komparatorschaltpunkt I₁ des Sensorspulen-Stromes / gemessen, wobei die Frequenz / oder die Periodendauer T des Wechselstrom- oder Wechselspannungssignals berücksichtigt werden muß.and is measured as the time interval Γ∆ between the comparator switching point t^ of the sensor coil voltage U and the comparator switching point I ₁ of the sensor coil current /, whereby the frequency / or the period T of the alternating current or alternating voltage signal must be taken into account.

<p_OT = ur_ffl = 2nfT_m - ^<p _OT = ur _ffl = 2nfT _m - ^

Zur Bestimmung der Phasenverschiebung &psgr;^ wird also das Zeitintervall T^ bezogen auf die Periodendauer T des Sensorspulen-Wechselsignals gemessen. Durch die schaltungstechnische Verknüpfung der beiden Ausgangssignale der beiden Komparatoren mittels digitaler Gatter, Kippstufen, Speicherglieder oder Flipflops oder Kombinationen aus diesen digitalen Verknüpfungsgliedern entsteht eine Impulsfolge mit einer Impulsfolgefrequenz oder Impulsrate, die aus der Frequenz/ der Meßspulen-Wechselspannung abgeleitet und damit identisch oder doppelt so groß ist. Es sind auch digitale Verknüpfungsglieder bekannt, die solche Komparatoren als Eingangsstufe enthalten. Im einfachsten Fall kann ein solcher analoger Komparator ein nicht gegengekoppelter Operationsverstärker sein. Das Tastverhältnis der Impulsfolge entspricht also der Phasenverschiebung &psgr;_&ugr;&Ggr; Die Messung des Tastverhältnisses läßt sich mit hier nicht näher beschriebenen analogen und digitalen elektrischen oder elektronischen Mitteln in ein analoges oder digitales Signal umformen und mathematisch-schaltungstechnisch auswerten, wobei keine Tiefpaßfilterung notwendig ist.To determine the phase shift ψ^ , the time interval T^ is measured in relation to the period T of the sensor coil alternating signal. By linking the two output signals of the two comparators using digital gates, flip-flops, memory elements or flip-flops or combinations of these digital link elements, a pulse train is created with a pulse repetition frequency or pulse rate that is derived from the frequency/the measuring coil alternating voltage and is therefore identical or twice as high. Digital link elements are also known that contain such comparators as an input stage. In the simplest case, such an analog comparator can be an operational amplifier without negative feedback. The duty cycle of the pulse train therefore corresponds to the phase shift ψ _φΓ. The measurement of the duty cycle can be converted into an analog or digital signal using analog and digital electrical or electronic means not described in detail here and evaluated mathematically and using circuitry, whereby no low-pass filtering is necessary.

Die Messung der komplexen Impedanz Z erfolgt beispielsweise mittels der oben beschriebenen Messung der Phasenverschiebung &phgr;^ oder der Scheinleistung Z. Die Scheinleistung Z kann beispielsweise mittels einer Effektivwert-Messung des Meßspulen-Stromes / _ff und der Meßspulen-Spannung U _ff erfolgen.The measurement of the complex impedance Z is carried out, for example, by means of the measurement of the phase shift φ^ or the apparent power Z described above. The apparent power Z can be carried out, for example, by means of an effective value measurement of the measuring coil current / _ff and the measuring coil voltage U _ff .

Z = Ze^JVui = Z(cos &phgr; _OT+/sin(p_w) = &mdash;^(cos(p_w+/sin<p_w) (7) Z = Ze ^JVui = Z(cos φ _OT +/sin(p _w ) = &mdash;^(cos(p _w +/sin<p _w ) (7)

Ebenso ist damit der WirkwiderstandLikewise, the effective resistance

und der Blindwiderstand
X₁ = &ohgr;&idiagr; = Im(Z) = &mdash;^sin<p_OT (9)and the reactance
X ₁ = ωδ = Im(Z) = -^sin<p _OT (9)

der Sensorspule bestimmt, wobei die Berechnung der Größen R und X, mittels einer mathematisch-schaltungstechnischen Verknüpfung mit an sich bekannten elektrotechnischen Mitteln erfolgen kann. Die komplexe Impedanz Z der Sensorspule eines induktiven Näherungssensors setzt sich wie oben beschrieben aus der Parallelschaltung des Feldverlustwiderstandes R_p und des reinen Blindwiderstandes X_L und dem Wicklungswiderstand R₁ als Vorwiderstand zusammen. Der größte Anteil der Wirkkomponente der komplexen Impedanz Z ist der stark temperaturabhängige Wicklungswiderstand R_cu, der im folgenden mit R₁ bezeichnet wird.of the sensor coil, whereby the calculation of the values R and X can be carried out by means of a mathematical-circuitry connection with known electrotechnical means. The complex impedance Z of the sensor coil of an inductive proximity sensor is made up, as described above, of the parallel connection of the field loss resistance R _p and the pure reactance X _L and the winding resistance R ₁ as a series resistor. The largest part of the active component of the complex impedance Z is the strongly temperature-dependent winding resistance R _cu , which is referred to below as R ₁ .

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Meßverfahren und eine Meßvorrichtung anzugeben, bei dem die Temperaturabhängigkeit der Spule nicht mehr in die Messung des Abstandes der Steuerfahne eingeht, so daß beispielsweise in der Anwendung als Näherungssensor der Abstand oder als Näherungsschalter der Schaltabstand sehr stabil über einen weiten Temperaturbereich gemessen wird. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, daß Meßmittel vorhanden sind, um den Feldverlustwiderstand R_p und den reinen Meßspulen-Blindwiderstand X_L direkt zu messen. Dieser erfindungsgemäßen Vorrichtung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß dieser Feldverlustwiderstand R_p und der reine Spulen-Blindwiderstand X, abhängig vom Abstand s der Steuerfahne sind, während der Wicklungswiderstand R₁ unabhängig vom Abstand 5 der Steuerfahne ist.It is therefore the object of the present invention to specify a measuring method and a measuring device in which the temperature dependence of the coil is no longer included in the measurement of the distance of the control lug, so that, for example, when used as a proximity sensor, the distance or as a proximity switch, the switching distance is measured very stably over a wide temperature range. The device according to the invention is characterized in that measuring means are present in order to directly measure the field loss resistance R _p and the pure measuring coil reactance X _L. This device according to the invention is based on the knowledge that this field loss resistance R _p and the pure coil reactance X are dependent on the distance s of the control lug, while the winding resistance R ₁ is independent of the distance s of the control lug.

Der Feldverlustwiderstand R_p und der reine Blindwiderstand X_L der Sensorspule können nicht direkt aus der Meßspulen-Spannung U und aus dem Meßspulen-Strom I gemessen werden, da die Meßspulen-Spannung U um den Spannungsabfall am Wicklungswiderstand Rj zu groß gemessen wird. Der Erfindung liegt also die weitere Erkenntnis zugrunde, daß der Spannungsabfall an der Parallelschaltung voni?^, und X^, die sogenannte induzierte Spannung U. &ldquor; zu messen ist. Die induzierte Meßspulen-Spannung U. , (jetzt als H₁- _&aacgr; = U₁ bezeichnet) ist nur mittels einer Hilfsspule L₂ als H₂ . . = H₂ meßbar, die unmittelbar auf der Meßspule L. angebracht und mit dieser direkt magnetisch gekoppelt ist, so daß der Kopplungsfaktor k möglichst nahe bei eins liegt. Entsprechend der bekannten Übertragung von Wechselspannungen mittels eines Transformators oder Übertragers verhält sich die induzierte Spannung der Primärseite Uj. , -H₁ zur induzierten Spannung der Sekundärseite H₂-A ⁼ H₂ wi^e die Windungszahl der Primärseite N₁ zu der der Sekundärseite N₂. The field loss resistance R _p and the pure reactance X _L of the sensor coil cannot be measured directly from the measuring coil voltage U and from the measuring coil current I , since the measuring coil voltage U is measured too high by the voltage drop across the winding resistance Rj . The invention is therefore based on the further finding that the voltage drop across the parallel connection of i?^, and X^, the so-called induced voltage U. ", is to be measured. The induced measuring coil voltage U. , (now referred to as H ₁ - _α = U ₁ ) can only be measured by means of an auxiliary coil L ₂ as H ₂ . . = H ₂ , which is attached directly to the measuring coil L . and is directly magnetically coupled to it, so that the coupling factor k is as close to one as possible. The induced voltage of the primary side Uj behaves in a manner corresponding to the known transmission of alternating voltages by means of a transformer or transmitter. , -H ₁ to the induced voltage of the secondary side H ₂ -A ⁼ H ₂ ^as the number of turns of the primary side N ₁ to that of the secondary side N ₂ .

&bull; I&bull; I

_&Xgr; 5 = Jt^ « 5, _wegen k _&bgr; &igr; . (10) _&Xgr; 5 = Jt^ « 5, _because k _β &igr; . (10)

Die Sekundärspannimg IZ₂ ist also direkt proportional der nicht direkt meßbaren, induktiven Meßspulen-Primärspannung U₁, wobei das Wicklungsverhältnis N^N₂ beliebig sein kann, aber bekannt sein muß. Der Wicklungswiderstand R₂ der sekundären Hilfswicklung L₂ geht dann nicht in eine Spannungsmessung ein, wenn diese Messung hochohmig erfolgt, d.h., der Meßstrom sehr klein ist, beziehungsweise die Spannung U₂ leistungslos gemessen wird; in diesem Fall ist die induzierte Spannung U₂ gleich der Spannung an den Spulenanschlüssen. Der Vorteil der leistungslosen Messung der induzierten Spannung ist, daß der temperaturabhängige Wicklungswiderstand R₂ die Messung nicht mehr beeinflußt.The secondary voltage IZ ₂ is therefore directly proportional to the inductive measuring coil primary voltage U ₁ , which cannot be measured directly, whereby the winding ratio N^N ₂ can be arbitrary, but must be known. The winding resistance R ₂ of the secondary auxiliary winding L ₂ is not included in a voltage measurement if this measurement is carried out with high resistance, ie the measuring current is very small, or the voltage U ₂ is measured without power; in this case the induced voltage U ₂ is equal to the voltage at the coil connections. The advantage of measuring the induced voltage without power is that the temperature-dependent winding resistance R ₂ no longer influences the measurement.

In einer bevorzugten Ausführung wird die Sekundärspannung U₂ gleich groß wie die Primärspannung U₁ gemacht, indem die Anzahl der Windungen auf der Primärseite N. und auf der Sekundärseite N₂ gleich groß gemacht werden. Dieser Fall läßt sich in einfacher Weise realisieren, indem beide Wicklungen gemeinsam bifilar gewickelt werden, so daß die Kopplungsverluste gering sind und die reine Induktivität der Spule L. auf der Primärseite nahezu gleich der Induktivität der Spule L₂ auf der Sekundärseite wird.In a preferred embodiment, the secondary voltage U ₂ is made equal to the primary voltage U ₁ by making the number of turns on the primary side N. and on the secondary side N ₂ equal. This case can be realized in a simple manner by winding both windings together bifilarly, so that the coupling losses are low and the pure inductance of the coil L . on the primary side is almost equal to the inductance of the coil L ₂ on the secondary side.

Die Messung des Meßspulen-Stromes /, der beispielsweise durch die Spule L₁ auf der Primärseite fließt, erfolgt vorzugsweise mittels einer Spannungsmessung in der oben beschrieben Weise mit einem ohmschen Widerstand als Strom-Spannungs-Wandler.The measurement of the measuring coil current /, which flows for example through the coil L ₁ on the primary side, is preferably carried out by means of a voltage measurement in the manner described above with an ohmic resistor as a current-voltage converter.

Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung bildet die Meßspule die Induktivität eines LC-Reihenschwingkreises oder LC-Parallelschwingkreises, der in einem an sich bekannten Oszillator auf seiner Resonanzfrequenz /&ldquor; zu Eigenschwingungen angeregt wird. Der Vorteil dieser Anregung der Meßspule eines induktiven Näherungssensors ist der minimale externe Energiebedarf eines Oszillators, der in seiner Resonanz betrieben wird, d.h., die Leistungsaufnahme eines Oszillators hat bei Erregung in Resonanz ihr Minimum.In a further embodiment of the invention, the measuring coil forms the inductance of an LC series resonant circuit or LC parallel resonant circuit, which is excited to natural oscillations at its resonance frequency /&quot; in a known oscillator. The advantage of this excitation of the measuring coil of an inductive proximity sensor is the minimal external energy requirement of an oscillator that is operated in its resonance, i.e. the power consumption of an oscillator is at its minimum when excited in resonance.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird bei einem induktiven Näherungsschalter oder Näherungsinitiator eine mathematisch-schaltungstechnische Verknüpfung mit digitalen elektronischen Mitteln vorgenommen, daß ein binäres Ausgangssignal des Schalters oder Initiators dergestalt erzeugt wird, daß sich der Zustand des binären Ausgangssignals nur dann ändert, wenn die Steuerfahne einen festgelegten Schaltabstand s_Q unterschreitet oder überschreitet, je nach Ausführung des Schalters. Das binäre Ausgangssignal des induktiven Näherungsschalters soll also angeben, ob sich eine Steuerfahne gegenüber einem festgelegten Schaltabstand s_Q weiter entfernt von oder näher an der aktiven Sensorfläche der Meßspule des Näherungsschalters befindet.In a further embodiment of the invention, an inductive proximity switch or proximity initiator is mathematically and circuit-technically linked to digital electronic means so that a binary output signal of the switch or initiator is generated in such a way that the state of the binary output signal only changes when the control flag falls below or exceeds a specified switching distance s _Q , depending on the design of the switch. The binary output signal of the inductive proximity switch should therefore indicate whether a control flag is further away from or closer to the active sensor surface of the measuring coil of the proximity switch compared to a specified switching distance s _Q.

f:q:

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen sollen anhand von Zeichnungen näher erläutert werden:The devices according to the invention will be explained in more detail using drawings:

Fig. la zeigt eine verlustbehaftete Spule mit der Impedanz Z; Fig. Ib zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit der Induktivität L, mit dem Feldverlustwiderstand R_p infolge der Dämpfung und Verluste des gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes und mit dem Drahtwiderstand R₁, Fig. 2a zeigt eine verlustbehaftete Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen; Fig. 2b zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen;Fig. 1a shows a lossy coil with the impedance Z; Fig. 1b shows the equivalent circuit of a lossy coil with the inductance L, with the field loss resistance R _p due to the attenuation and losses of the directed electromagnetic high-frequency field and with the wire resistance R ₁ , Fig. 2a shows a lossy coil with two magnetically coupled windings; Fig. 2b shows the equivalent circuit of a lossy coil with two magnetically coupled windings;

Fig. 3 zeigt das prinzipielle Verfahren zur Messung der Phase &phgr;^ unabhängig vom Drahtwiderstand R₁; Fig. 3 shows the basic procedure for measuring the phase φ^ independent of the wire resistance R ₁ ;

Fig. 4 zeigt die Abhängigkeit von U_L, L und daraus abgeleiteten Größen vom Abstand s einer Steuerfahne;Fig. 4 shows the dependence of U _L , L and derived quantities on the distance s of a control vane;

Fig. 5a zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer einfachen Meßspule und zwei Spannungskomparatoren; Fig. 5b zeigt das Impulsdiagramm des induktiven Näherungssensors nach Fig. 5a; Fig. 6 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungssensors mit einer spannungsgekoppelten Hilfsspule nach Fig. 2 und angeregt mittels eines Oszillators; Fig. 5a shows an embodiment of an inductive proximity sensor with a simple measuring coil and two voltage comparators; Fig. 5b shows the pulse diagram of the inductive proximity sensor according to Fig. 5a; Fig. 6 shows an extended embodiment of an inductive proximity sensor with a voltage-coupled auxiliary coil according to Fig. 2 and excited by means of an oscillator;

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters zur Messung der Phase &psgr;^ nach Fig. 3 mit einem Phasenschieber und einem Phasenkomparator; Fig. 8 zeigt ein erweitertes Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 mit einem Schmitt-Trigger-Ausgang. Fig. 7 shows an embodiment of an inductive proximity switch for measuring the phase ψ^ according to Fig. 3 with a phase shifter and a phase comparator; Fig. 8 shows an extended embodiment according to Fig. 7 with a Schmitt trigger output.

Eine Analyse einer verlustbehafteten Spule mit einer Wicklung nach Fig. 1 ergibt, daß die Phasenverschiebung &phgr;_{&ugr;&idiagr;} bei den für einen induktiven Näherungsschalter in Frage kommenden Materialien und Frequenzen durch den Drahtwiderstand R₁ der verlustbehafteten Spule bestimmt wird.An analysis of a lossy coil with a winding according to Fig. 1 shows that the phase shift φ _ωδ for the materials and frequencies considered for an inductive proximity switch is determined by the wire resistance R ₁ of the lossy coil.

(x>LR_F
<p_w = arctan (11) (x>LR _F
<p _w = arctan (11)

RR ²L²(R ) RR ² L ² (R )

In der Praxis kann man davon ausgehen, daß der Wicklungs- bzw. Drahtwiderstand R₁ wesentlich kleiner als der Feldverlustwiderstand R_p ist, so daß sich die Beziehung für die Phasenverschiebung &psgr;_&Oacgr;&Igr; vereinfacht.In practice, it can be assumed that the winding or wire resistance R ₁ is significantly smaller than the field loss resistance R _p , so that the relationship for the phase shift ψ _Δ�I is simplified.

&psgr; j,, « arctan (12) &psgr; j,, « arctan (12)

^UI RR ²L^{2 UI} RR ² L ²

Die Verwendung einer Spule mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen nach Fig. 2 erlaubt den Zugriff auf die Phase &phgr;^ praktisch ohne - wie oben gezeigt wurde Einfluß der Drahtwiderstände R₁ und R₂. Mit der Spule, die als erste Wicklung mit derThe use of a coil with two magnetically coupled windings according to Fig. 2 allows access to the phase φ^ practically without - as shown above - influence of the wire resistances R ₁ and R ₂ . With the coil, which is the first winding with the

Induktivität L, zwischen den Klemmen A und B angeschlossen ist, wird eine zweite Wicklung mit der Induktivität L₂ bifilar gewickelt, die zwischen den Klemmen A' und B' herausgeführt ist. Dadurch haben beide Wicklungen dieselbe Induktivität L₁ = L₂ = L, der kombinierte Effekt der GegeninduktivitätInductance L, connected between terminals A and B, a second winding is wound bifilar with inductance L ₂ , which is brought out between terminals A' and B'. As a result, both windings have the same inductance L ₁ = L ₂ = L, the combined effect of the mutual inductance

M = ^L₂ = L (13) M = ^L ₂ = L (13)

ist aufgehoben und die Anschlüsse A' und B' erlauben eine von den Drahtwiderständen Rj und R₂ praktisch unbeeinflußte Messung. Als Wicklungsdraht kann für beide Wicklungen gemeinsam Litze oder für beide Wicklungen getrennt massiver Kupfer-Lackdraht verwendet werden. Die Anschlüsse A und A' beziehungsweise B und B' bezeichnen diejenigen Anschlüsse, die die gleiche Spannungspolarität bei Anlegen einer Wechselspannung besitzen beziehungsweise an denen die Wicklungen im gleichen Wickelsinn angeschlossen sind.is cancelled and the connections A' and B' allow a measurement that is practically unaffected by the wire resistances Rj and R _2. Stranded wire can be used for both windings together or solid enamelled copper wire can be used for both windings separately. The connections A and A' or B and B' refer to those connections that have the same voltage polarity when an alternating voltage is applied or to which the windings are connected in the same winding direction.

Prinzipiell können auch unterschiedliche Wicklungen benutzt werden, dann sind die Parameter der Sekundärseite unter Beachtung des Windungsverhältnisses und des Kopplungsfaktors auf die Primärseite umzurechnen. Diese Rechnung hat aber keinerlei Einfluß auf die auszuwertende Phasenbeziehung.In principle, different windings can also be used, in which case the parameters of the secondary side must be converted to the primary side, taking into account the turns ratio and the coupling factor. However, this calculation has no influence on the phase relationship to be evaluated.

Zur Messung der Phase <p._ wird nach Fig. 3 eine Wechselstromquelle mit dem Strom / an die Klemmen A und B der Spule gelegt. In die zweite Wicklung wird die Spannung U₂ eingekoppelt, die bei einer leistungslosen, hochohmigen Spannungsmessung mit L₂ = 0 direkt an den Klemmen A' und B' gemessen werden kann. Ist der Strom / unbekannt, so kann die zwischen den Klemmen A und A' anliegende und dem Spulenstrom J proportionale Spannung U. = R₁-I (bei /, = 0) ausgewertet werden. Werden beide Spannungen U und U. leistungslos gemessen, bzw. wird der Strom / direkt ausgewertet und die Spannung U leistungslos gemessen, dann ergibt sich für die Phase:To measure the phase <p._, an alternating current source with the current / is connected to the terminals A and B of the coil according to Fig. 3. The voltage U ₂ is coupled into the second winding, which can be measured directly at the terminals A' and B' in a powerless, high-impedance voltage measurement with L ₂ = 0. If the current / is unknown, the voltage U. = R ₁ -I (at /, = 0) present between the terminals A and A' and proportional to the coil current J can be evaluated. If both voltages U and U. are measured without power, or the current / is evaluated directly and the voltage U is measured without power, then the phase is:

&phgr;_{&ngr;&idiagr;} = arctan&mdash;&mdash; . (14) _{φ ν�idiagr;} = arctan&mdash;&mdash; . (14)

Somit gehen vorteilhaft weder die Amplitude von Erregerstrom oder -spannung, noch die temperaturabhängigen Drahtwiderstände in die Messung ein.This means that neither the amplitude of the excitation current or voltage nor the temperature-dependent wire resistances are included in the measurement.

In Fig. 5 ist ein induktiver Näherungssensor mit einer einfachen Meßspule der komplexen Impedanz Z nach Fig. 1 dargestellt. Die Messung des Nulldurchgangs des Spannungsabfalls U an der Sensorspule bzw. die Messung des Zeitpunktes des Überschreitens und Unterschreitens der ersten Vergleichsspannung U_yu durch die Wechselspannung U erfolgt mit dem Spannungskomparator K₁. Am Ausgang voni^ entsteht eine Impulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz / der Wechselspannung U, die für die positive Halbwelle der Wechselspannung U bzw. bei Überschreiten der Vergleichsspannung Uy _u "Logisch-Eins" hat und für die negative Halbwelle bzw. bei Unterschreiten der Vergleichsspannung U_yu "Logisch-Null" hat oder umgekehrt. Die Messung des Nulldurchgangs des Spulenstromes / als Spannungsabfall U₁ am Referenzwiderstand Z₇, , bzw. die Messung des Zeitpunktes des Überschreitens und Unter-Fig. 5 shows an inductive proximity sensor with a simple measuring coil of complex impedance Z according to Fig. 1. The measurement of the zero crossing of the voltage drop U at the sensor coil or the measurement of the time at which the alternating voltage U exceeds and falls below the first comparison voltage U _yu is carried out with the voltage comparator K ₁ . At the output of i^ a pulse train with the pulse repetition frequency / of the alternating voltage U is produced, which has a "logic one" for the positive half-wave of the alternating voltage U or when the comparison voltage Uy _u is exceeded and has a "logic zero" for the negative half-wave or when the comparison voltage U _yu is fallen below, or vice versa. The measurement of the zero crossing of the coil current / as a voltage drop U ₁ at the reference resistor Z ₇ , , or the measurement of the time at which the alternating voltage U exceeds and falls below

&bull; &phgr; &phgr;&bull; φ φ

schreitens der zweiten Vergleichsspannung U_yi durch die Wechselspannung U₁ mittels des zweiten Spannungskomparators K₂ ergibt ebenfalls eine Impulsfolge mit der Impulsfolgefrequenz /, die jedoch um die Phasenverschiebung &psgr;^^ phasenverschoben ist. Mit Hilfe eines logischen t/ND-Gatters UG, welches das Ausgangssignals von K₁ und das invertierte Ausgangssignal von K₂ logisch verknüpft, erhält man eine Impulsfolge F mit der Impulsfolgefrequenz / bzw. der Periodendauer T = 1/f und der Impulsbreite T₁Jp die nach Gleichung 6 direkt proportional zur Phasenverschiebung <p_Woo ist. Mit hier nicht dargestellten weiteren digitalen Baugruppen, wie ein Taktgenerator, Zähler, Gatter und Flipflops, kann mittels bekannten Meßanordnungen der Phasenwinkel &phgr;_{&tgr;&tgr;&tgr;} oder die Impulsbreite T_Jn digital gemessen werden.Dividing the second comparison voltage U _yi by the alternating voltage U ₁ by means of the second voltage comparator K ₂ also results in a pulse train with the pulse repetition frequency /, which is, however, phase-shifted by the phase shift ψ^^ . With the help of a logic t/ND gate UG, which logically combines the output signal from K ₁ and the inverted output signal from K ₂ , a pulse train F is obtained with the pulse repetition frequency / or the period T = 1/f and the pulse width T ₁ Jp, which according to equation 6 is directly proportional to the phase shift <p _Woo . With other digital components not shown here, such as a clock generator, counter, gates and flip-flops, the phase angle ϕ _{τ τ τ} or the pulse width T _Jn can be measured digitally using known measuring arrangements.

Nach Fig. 4 beträgt die Phase &phgr;^ bei Abwesenheit der Steuerfahne bzw. sehr großem Abstand s ·* ® nahezu exakt 90 Grad. Mit geringer werdendem Abstand s verringert sich auch die Phase &phgr;&trade; Bei der erfindungsgemäßen Anwendung eines Näherungsschalters wird die Phase &phgr;^ mit einem Referenzwert &psgr;₁ verglichen, bei dessen Unterschreitung ein Schaltvorgang ausgelöst wird. Soll trotz einer eventuell driftenden Frequenz / der Erregung ein stabiler Schaltpunkt erreicht werden, so muß die Referenzphase &phgr;^ frequenzunabhängig erzeugt werden, z.B. mit einem Allpaß. Kann jedoch von einer stabilen Frequenz ausgegangen werden, so kann die Referenzphase Ip₁ mit einer einfacheren Anordnung, z.B. einem Tiefpaß oder einem Laufzeitglied, erzeugt werden. Beispielsweise ist es möglich, die Wirkung des Phasenwinkels &psgr;₁ auch mittels der Referenzimpedanz Z. , durch eine Phasenverschiebung &phgr;_&Igr; zwischen dem Meßspulen-Strom / und der Wechselspannung U₁ zu erzeugen.According to Fig. 4, the phase φ^ is almost exactly 90 degrees in the absence of the control vane or when the distance s ·* ® is very large. As the distance s decreases, the phase φ&trade; also decreases. When using a proximity switch according to the invention, the phase φ^ is compared with a reference value ψ ₁ , below which a switching process is triggered. If a stable switching point is to be achieved despite a possibly drifting frequency / of the excitation, the reference phase φ^ must be generated independently of the frequency, e.g. with an all-pass filter. If, however, a stable frequency can be assumed, the reference phase Ip ₁ can be generated with a simpler arrangement, e.g. a low-pass filter or a delay element. For example, it is possible to generate the effect of the phase angle ψ ₁ using the reference impedance Z, by a phase shift φ _λ between the measuring coil current / and the alternating voltage U ₁ .

Die Größen R_p und L sind beide unterschiedlich sowohl vom Abstand s und Material der Steuerfahne, als auch von der Frequenz / der Erregung abhängig. Bei richtiger Wahl der Frequenz / kann eine stark verringerte Materialabhängigkeit erzielt werden. Ebenso besteht die Möglichkeit, die Meßspule als ein frequenzbestimmendes Teil der Erregung zu benutzen, z.B. zusammen mit einem Kondensator C im Parallelschwingkreis eines Oszillators, um so den Energiebedarf zu verringern. Unter Benutzung der Schwingbedingung eines solchen Parallelschwingkreises folgt dann für die Phase:The quantities R _p and L are both dependent on the distance s and material of the control vane, as well as on the frequency / of the excitation. If the frequency / is chosen correctly, a greatly reduced material dependence can be achieved. It is also possible to use the measuring coil as a frequency-determining part of the excitation, e.g. together with a capacitor C in the parallel resonant circuit of an oscillator, in order to reduce the energy requirement. Using the oscillation condition of such a parallel resonant circuit, the phase is then:

<p_OT « arctan R f ' ⁽¹⁵⁾ <p _OT « arctan R f ' ⁽¹⁵⁾

&ohgr; = 2&pgr;/ ~ ω = 2π/ ~

LCLC

Der bedeutenste Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist die damit erzielbare hohe Schaltgeschwindigkeit. Bei jedem Nulldurchgang kann die Phasendifferenz bestimmt werden, also z.B. bei einer Frequenz / = 50 kHz kann etwa alle 10 /is ein Schaltvorgang ausgelöst werden. Demgegenüber muß bei herkömmlichen induktivenThe most important advantage of the method according to the invention is the high switching speed that can be achieved. The phase difference can be determined at each zero crossing, so for example at a frequency / = 50 kHz a switching process can be triggered approximately every 10 /is. In contrast, with conventional inductive

Näherungssensoren, welche die Amplitude eines Parallelschwingkreises auswerten, erst die im Schwingkreis gespeicherte Energie abgebaut werden. Dabei entsteht die Zeitkonstante: Proximity sensors that evaluate the amplitude of a parallel resonant circuit, first the energy stored in the resonant circuit is reduced. This creates the time constant:

^w IR ^we

Nimmt man z.B. die Zahlenwerte von L = 160 /iH und R = 0,3 &OHgr; einer typischerweise in induktiven Näherangssensoren verwendeten Spule an, so beträgt die Zeitkonstante ⁷LC ^etwa ^ ^^s# *"^^e ^^ durch die Energie im Schwingkreis vorhandene Zeitkonstante ist also um ein Vielfaches größer als die erzielbare Schaltzeit des erfindungsgemäßen Näherungsschalters.If, for example, one assumes the numerical values of L = 160 /iH and R = 0.3 Ω of a coil typically used in inductive proximity sensors, the time constant ⁷ LC is ^{approximately} ^ ^ ^s# *"^ ^e ^^ the time constant due to the energy in the oscillating circuit is therefore many times greater than the achievable switching time of the proximity switch according to the invention.

Bedingt durch die hohe Geschwindigkeit und das rein digitale Ausgangssignal kann in sehr einfacher Weise eine erhöhte Störanterdrückung durch Auswertung mehrerer Nulldurchgänge erfolgen.Due to the high speed and the purely digital output signal, increased interference suppression can be achieved very easily by evaluating several zero crossings.

In Fig. 6 ist ein induktiver Näherangssensor mit einer Meßspule L. dargestellt, die eine Hilfsspule L- zur Auskopplung der zu messenden induzierten Meßspulen-Spannung H₁ = U₂ besitzt. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Widerstand R zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Widerstand R dient zur Strom-Spannungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist. Eine Referenzphase &psgr;₁ kann mit einem analogen Allpaß Ph₁ als Phasenschieber erzeugt werden. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den zwei Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Die beiden Ausgangssignale der Komparatoren K₁ und K- werden - wie oben bei der Ausführung nach Fig. 5 beschrieben - mittels eines logischen t/iVD-Gatters UG ausgewertet und so eine Impulsfolge mit der Frequenz/ = l/T erzeugt.Fig. 6 shows an inductive proximity sensor with a measuring coil L . which has an auxiliary coil L- for coupling out the induced measuring coil voltage H ₁ = U ₂ to be measured. A capacitor C is connected together with the measuring coil L ₁ and a resistor R to form the frequency-determining parallel resonant circuit of the oscillator OSZ . The resistor R is used for current-voltage conversion, since the equally usable wire resistance R ₁ of the primary side (not shown in the drawing here) often has a value that is too low for reliable evaluation. A reference phase ψ ₁ can be generated with an analog all-pass filter Ph ₁ as a phase shifter. The signs of the voltage signals thus generated are converted into digital signals using the two analog comparators K ₁ and K ₂ . The two output signals of the comparators K ₁ and K- are evaluated by means of a logic t/iVD gate UG - as described above in the embodiment according to Fig. 5 - and thus a pulse train with the frequency / = l/T is generated.

Ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters zeigt Fig. 7. Ein Kondensator C ist zusammen mit der Meßspule L₁ und einem Widerstand R zu dem frequenzbestimmenden Parallelschwingkreis des Oszillators OSZ verschaltet. Der Widerstand J? dient zur Strom-Spannungsumwandlung, da der ebenso verwendbare Drahtwiderstand R₁ der Primärseite (hier zeichnerisch nicht dargestellt) häufig einen zu geringen Wert für eine sichere Auswertung aufweist. Die Referenzphase <p. wird mit einem analogen Allpaß Ph, als Phasenschieber erzeugt. Die Vorzeichen der so entstehenden Spannungssignale werden mit den zwei Analogkomparatoren K₁ und K₂ in Digitalsignale umgesetzt. Der Komparator K₁ steuert den Takteingang des flankengesteuerten D-Speicherglieds beziehungsweise D-Flipflops D,. Dieses wird als digitaler Phasenkomparator eingesetzt; es speichert den zum Zeitpunkt der Taktflanke existierenden Zustand, also das Vorzeichen des Stroms, bis zur nächsten Taktflanke. Dieser Zustand wird auf den Ausgang des Schaltsignals S geführt. Die Funktion eines D-Flipflops ist beispielsweise in E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik, 5.An embodiment of a proximity switch according to the invention is shown in Fig. 7. A capacitor C is connected together with the measuring coil L ₁ and a resistor R to form the frequency-determining parallel resonant circuit of the oscillator OSZ . The resistor J? is used for current-voltage conversion, since the equally usable wire resistance R ₁ of the primary side (not shown in the drawing here) often has a value that is too low for reliable evaluation. The reference phase <p. is generated with an analog all-pass filter Ph, as a phase shifter. The signs of the voltage signals thus generated are converted into digital signals using the two analog comparators K ₁ and K _2. The comparator K ₁ controls the clock input of the edge-controlled D storage element or D flip-flop D ,. This is used as a digital phase comparator; it stores the state existing at the time of the clock edge, i.e. the sign of the current, until the next clock edge. This state is fed to the output of the switching signal S. The function of a D-flip-flop is described, for example, in E. Schrüfer, Electrical Measurement Technology, 5.

&bull; · · &diams;&bull; · · &diams;

&bull; &psgr; ·&bull;&psgr; ·

Auflage auf Seite 330 dargestellt.Edition shown on page 330.

Für eine einfache Anwendbarkeit ist es wünschenswert, daß der Näherungsschalter nicht fortlaufend hin und her schaltet, wenn sich die Steuerfahne genau beim Schaltabstand befindet. Eine einfache Verbesserung zeigt das Ausfuhrungsbeispiel eines induktiven Näherungsschalters mit Schalthysterese nach Fig. 8. Die zusätzlichen Vorrichtungen eines zweiten Phasenschiebers Ph₂, eines D-Flipflops D₂ und eines RS-Flipflops RS bewirken das Verhalten eines Schmitt-Triggers. Der Phasenschieber Ph₂ verzögert das Vorzeichensignal des Stroms um eine kleine Hysteresephase &psgr;₂. Das entstehende Signal wird auf die Kippstufe D₂ geführt, deren Funktion identisch zur Kippstufe D₁ ist. Das zustandsgesteuerte Kippghed RS bewirkt, daß nur Zustände, welche sich außerhalb des durch Ph₂ festgelegten Hysteresebereichs befinden, eine Änderung des Schaltsignals S hervorrufen.For ease of use, it is desirable that the proximity switch does not switch back and forth continuously when the control flag is exactly at the switching distance. A simple improvement is shown in the exemplary embodiment of an inductive proximity switch with switching hysteresis according to Fig. 8. The additional devices of a second phase shifter Ph ₂ , a D flip-flop D ₂ and an RS flip-flop RS cause the behavior of a Schmitt trigger. The phase shifter Ph ₂ delays the sign signal of the current by a small hysteresis phase ψ ₂ . The resulting signal is fed to the flip-flop D ₂ , the function of which is identical to the flip-flop D ₁ . The state-controlled flip-flop RS causes only states which are outside the hysteresis range defined by Ph ₂ to cause a change in the switching signal S.

An Stelle des Gatters UG kann ohne eine Änderung der Funktion und der Anordnung der Schaltung nach den Figuren 5 und 6 entweder ein NAND-Gatter oder ein ODER-Gatter oder ein NOR-Gatter eingesetzt werden.Instead of the gate UG, either a NAND gate or an OR gate or a NOR gate can be used without changing the function and arrangement of the circuit according to Figures 5 and 6.

Bei Verwendung entweder eines Exklusiv-ODER-Gatters beziehungsweise Antivalenz-Gatters oder eines Äquivalenz-Gatters an Stelle des Gatters UG in den Figuren 5 und 6 entsteht eine Impulsfolge F mit der doppelten Frequenz 2f beziehungsweise mit der halben Periodendauer T/2 = l/2f des Meßspulen-Wechselstromes J, wobei in diesem Fall die Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ direkt mit den beiden Eingängen dieser Gatter verbunden sind.When using either an exclusive-OR gate or antivalence gate or an equivalence gate instead of the gate UG in Figures 5 and 6, a pulse train F is produced with twice the frequency 2f or with half the period T/2 = l/2f of the measuring coil alternating current J, in which case the outputs of the two comparators K ₁ and K ₂ are directly connected to the two inputs of these gates.

Ohne eine Änderung der Funktionen können in den Schaltungen nach den Figuren 5 bis 8 die beiden Ausgänge der Komparatoren K₁ und K₂ vertauscht werden. Ebenso kann der Phasenschieber Ph₁ auch zwischen dem Referenzwiderstand Z. und dem Eingang des Komparator K₂ eingefügt werden, ohne daß sich das grundsätzliche Verhalten der Schaltungen nach den Figuren 5 bis 8 ändert.Without changing the functions, the two outputs of the comparators K ₁ and K ₂ can be interchanged in the circuits according to Figures 5 to 8. Likewise, the phase shifter Ph ₁ can also be inserted between the reference resistor Z. and the input of the comparator K ₂ without changing the basic behavior of the circuits according to Figures 5 to 8.

Weiterhin können in Figur 8 der Ausgang von Komparator K₂ direkt mit den D-Eingängen der beiden Flipflops D, und D₂ und gleichzeitig der Ausgang von Komparator K₁ mit dem Takteingang von D-Flipflop D₂ und der Ausgang des Phasenschiebers Ph₂ mit dem Takteingang des D-Flipflops D₁ verbunden werden, ohne daß sich an dem grundsätzlichen Verhalten der Schaltung etwas ändert.Furthermore, in Figure 8, the output of comparator K ₂ can be connected directly to the D inputs of the two flip-flops D , and D ₂ and at the same time the output of comparator K ₁ can be connected to the clock input of D flip-flop D ₂ and the output of the phase shifter Ph ₂ can be connected to the clock input of D flip-flop D ₁ without changing the basic behavior of the circuit.

Die in den Schaltungen nach den Figuren 7 und 8 angegebenen Speicherglieder beziehungsweise Flipflops stellen nur ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel dar. Das D-Flipflop ist beispielsweise ein getaktetes RS-Flipflop, bei dem das Eingangssignal direkt auf den Setz-Eingang und das invertierte Eingangssignal auf den Rücksetz-Eingang geführt wird. Alternativ ist der Einsatz von transparenten oder zustandsgesteuerten D-Flipflops möglich. Es können auch andere Ausführungen digitaler Flipflops, Kippstufen beziehungsweise Speicherglieder verwendet werden, wenn die oben dargestellten Funktionen der erfindungsgemäßen Schaltungen erreicht werden.The memory elements or flip-flops shown in the circuits according to Figures 7 and 8 represent only one embodiment of the invention. The D flip-flop is, for example, a clocked RS flip-flop in which the input signal is fed directly to the set input and the inverted input signal to the reset input. Alternatively, transparent or state-controlled D flip-flops can be used. Other versions of digital flip-flops, multivibrators or memory elements can also be used if the functions of the circuits according to the invention shown above are achieved.

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Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Nähemngsschalters ist die Drehzahlmessung von hochtourigen Wellen und Scheiben als Drehzahlaufnehmer. Hierzu wird die Bewegung einer auf einer umlaufenden Welle angebrachten Nocke oder dort angebrachten Schlitz von dem feststehenden Drehzahlaufnehmer abgetastet.Another embodiment of the proximity switch according to the invention is the speed measurement of high-speed shafts and disks as speed sensors. For this purpose, the movement of a cam mounted on a rotating shaft or a slot mounted there is sensed by the fixed speed sensor.

· &igr;· &igr;

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Claims (28)

&bull; · &bull; · I &bull; · Bezeichnung: Induktiver Näherungssensor mit hoher Schaltgeschwindigkeit Schutzansprüche:&bull; · &bull; · I &bull; · Description: Inductive proximity sensor with high switching speed Protection claims: 1. Induktiver Näherungssensor zum Messen des Abstandes eines elektrisch leitenden beziehungsweise permeablen Meßobjektes als Steuerfahne, wobei eine Sensorspule des Näherungssensors ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld erzeugt, indem die Sensorspule mit einem Wechselstrom / oder mit einer Wechselspannung U der Frequenz / gespeist wird, und wobei dieses Feld durch das Meßobjekt beeinflußt wird, so daß die Impedanz Z der Spule verändert wird und so daß diese Änderung von Z als Maß für den Abstand der Steuerfahne dient und mit elektronischen Mitteln gemessen wird, dadurch gekennzeichnet,1. Inductive proximity sensor for measuring the distance of an electrically conductive or permeable measuring object as a control flag, wherein a sensor coil of the proximity sensor generates an electromagnetic high-frequency field by feeding the sensor coil with an alternating current / or with an alternating voltage U of the frequency /, and wherein this field is influenced by the measuring object so that the impedance Z of the coil is changed and so that this change in Z serves as a measure for the distance of the control flag and is measured by electronic means, characterized in that - daß elektronische Mittel vorhanden sind, um eine Pulsfolge zu erzeugen, deren Frequenz / gleich der Frequenz oder der doppelten Frequenz des Wechselstromes / oder der Wechselspannung U ist und deren Pulsbreite T_m proportional der Phasenverschiebung y_m ist, die zwischen der Spulen-Wechselspannung U und dem Spulen-Wechselstrom I unmittelbar während jeder Halbperiode oder einem Vielfachen jeder Halbperiode des Stromes und der Spannung gemessen wird,- that electronic means are provided to generate a pulse train whose frequency / is equal to the frequency or twice the frequency of the alternating current / or the alternating voltage U and whose pulse width T _m is proportional to the phase shift y _m measured between the coil alternating voltage U and the coil alternating current I immediately during each half-period or a multiple of each half-period of the current and the voltage, - daß ein Strom/Spannungs-Wandler den Wechselstrom / in eine zu / proportionale Wechselspannung U__T umformt und- that a current/voltage converter converts the alternating current / into an alternating voltage U_ _T proportional to / and - daß die Pulsbreite &Ggr;&trade; durch Vergleich der Wechselspannung U und U₁ mit einer Vergleichsgleichspannung U_yu und Uy₁ erzeugt wird, indem der zeitliche Beginn der Pulsbreite T^₁ bei Überschreiten beziehungsweise Unterschreiten der Wechselspannung U oder U₁ gegenüber der Referenzgleichspannung U_yu oder Uy₁ und das zeitliche Ende bei Unterschreiten beziehungsweise Überschreiten von Uj oder U gegenüber Uy₁ oder U_yu festgelegt wird.- that the pulse width &Ggr;&trade; is generated by comparing the alternating voltage U and U ₁ with a reference direct voltage U _yu and Uy ₁ , by determining the temporal start of the pulse width T^ ₁ when the alternating voltage U or U ₁ is exceeded or undershot compared to the reference direct voltage U _yu or Uy ₁ and the temporal end when Uj or U is undershot or overshot compared to Uy ₁ or U _yu . 2. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,2. Inductive proximity sensor according to claim 1, characterized in - daß die Wechselspannung U an der Sensorspule des Näherungssensors an der Impedanz Z vom Meßspulen-Wechselstrom / als Spannungsabfall erzeugt wird,- that the alternating voltage U at the sensor coil of the proximity sensor at the impedance Z is generated by the measuring coil alternating current / as a voltage drop, - daß die Wechselspannung U₁ an dem Referenz-Wechselstromwiderstand mit der Impedanz Z₇., vom Wechselstrom / als Spannungsabfall erzeugt wird,- that the alternating voltage U ₁ is generated as a voltage drop by the alternating current / at the reference alternating current resistor with the impedance Z ₇ ., - daß ein erster analoger Komparator K, bei Überschreiten oder Unterschreiten der Meßspulen-Wechselspannung U gegenüber der Vergleichsspannung U_vl] einer ersten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangssignals K₁ von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt,- that a first analog comparator K, when the measuring coil alternating voltage U exceeds or falls below the comparison voltage U _vl] of a first direct voltage source, generates a signal change of its output signal K ₁ from "logic zero" to "logic one" or vice versa, - daß ein zweiter analoger Komparator K₂ bei Überschreiten oder Unterschreiten der Referenz-Wechselspannung U_T gegenüber der Vergleichsspannung U_1/T einer zweiten Gleichspannungsquelle einen Signalwechsel seines Ausgangssignals K₂ von "Logisch-Null" nach "Logisch-Eins" oder umgekehrt erzeugt und- that a second analog comparator K ₂ generates a signal change of its output signal K ₂ from "logic zero" to "logic one" or vice versa when the reference alternating voltage U _T is exceeded or undershot compared to the comparison voltage U _1/T of a second direct voltage source and - daß das Ausgangssignal von K, und das invertierte Ausgangssignal von K₂ oder das invertierte Ausgangssignal von K. und das nichtinvertierte Ausgangssignal- that the output signal of K, and the inverted output signal of K ₂ or the inverted output signal of K. and the non-inverted output signal von K₂ mit einem UND-Gatter UG eine Pulsfolge F mit der Frequenz/ = l/T des Meßspulen-Wechselstromes / und der Pulsbreite T^ ist, wobei die Pulsbreite direkt proportional der Phasenverschiebung &phgr;^. zwischen dem Spulenstrom / und der Spulenspannung U ist.of K ₂ with an AND gate UG a pulse train F with the frequency / = l/T of the measuring coil alternating current / and the pulse width T^ , where the pulse width is directly proportional to the phase shift φ^ between the coil current / and the coil voltage U. 3. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein NAND-Gatter ist.3. Inductive proximity sensor according to claim 2, characterized in that the gate UG is a NAND gate. 4. Induktiver Näherangssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein ODER-Gatter ist.4. Inductive proximity sensor according to claim 2, characterized in that the gate UG is an OR gate. 5. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein NOR-Gatter ist.5. Inductive proximity sensor according to claim 2, characterized in that the gate UG is a NOR gate. 6. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein Exklusiv-ODER-Gatter beziehungsweise Antivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Komparatoren K₁ und K₂ direkt mit den beiden Eingängen des Gatters UG verbunden werden, so daß eine Pulsfolge mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulenstromes entsteht.6. Inductive proximity sensor according to claim 2, characterized in that the gate UG is an exclusive-OR gate or antivalence gate, in that the outputs of the two comparators K ₁ and K ₂ are connected directly to the two inputs of the gate UG , so that a pulse sequence with twice the frequency 2f of the measuring coil current is produced. 7. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Gatter UG ein Äquivalenz-Gatter ist, indem die Ausgänge der beiden Komparatoren Kj und K₂ direkt mit den beiden Eingängen des Gatters UG verbunden werden, so daß eine Pulsfolge mit der doppelten Frequenz 2f des Meßspulenstromes entsteht.7. Inductive proximity sensor according to claim 2, characterized in that the gate UG is an equivalence gate in that the outputs of the two comparators Kj and K ₂ are connected directly to the two inputs of the gate UG , so that a pulse sequence with twice the frequency 2f of the measuring coil current is produced. 8. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein ohmscher Widerstand ist.8. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the reference alternating current resistance Z , is an ohmic resistance. 9. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein verlustarmer Kondensator mit der Kapazität C , ist, so daß die Phasenverschiebung ^₁J₁ um die zusätzliche Phasenverschiebung &psgr;_[ von ungefähr 90° (Grad) reduziert wird.9. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the reference alternating current resistance Z is a low-loss capacitor with the capacitance C , so that the phase shift ^ ₁ J ₁ is reduced by the additional phase shift ψ _[ of approximately 90° (degrees). 10. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z, eine verlustarme Spule mit der Induktivität L , ist, so daß die Phasenverschiebung tpyj um die zusätzliche Phasenverschiebung &phgr;_&Igr; von ungefähr 90 Grad vergrößert wird.10. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the reference alternating current resistance Z is a low-loss coil with the inductance L , so that the phase shift tpyj is increased by the additional phase shift _{φ λ} of approximately 90 degrees. 11. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenz-Wechselstromwiderstand Z , aus11. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the reference alternating current resistance Z , from einer Kombination eines ohmschen Widerstandes, eines verlustarmen Kondensators beziehungsweise einer verlustarmen Spule besteht, so daß die Phasenverschiebung &psgr;_{&sgr;&idiagr;} um die zusätzliche Phasenverschiebung <p. zwischen dem Meßspulen-Wechselstrom / und der Wechselspannung U verändert wird.a combination of an ohmic resistor, a low-loss capacitor or a low-loss coil, so that the phase shift _{ψ σδ} is changed by the additional phase shift <p. between the measuring coil alternating current / and the alternating voltage U. 12. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung Uy₁₁ Null ist, so daß der Komparator K, bei einem Nulldurchgang der Meßspulen-Wechselspannung U sein Ausgangssignal wechselt.12. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the comparison direct voltage Uy ₁₁ is zero, so that the comparator K changes its output signal when the measuring coil alternating voltage U passes through zero. 13. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsgleichspannung Uy₁ Null ist, so daß der Komparator K₂ bei einem Nulldurchgang der Referenz-Wechselspannung U₁ sein Ausgangssignal wechselt.13. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the comparison direct voltage Uy ₁ is zero, so that the comparator K ₂ changes its output signal when the reference alternating voltage U ₁ passes through zero. 14. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Meßspule mit der Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z , ein schwingungsfähiger Resonanz-Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung von Z und Z , durch einen parallelgeschalteten Wechselstromwiderstand Z ergänzt wird.14. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that an oscillating resonance circuit is formed from the measuring coil with the impedance Z and from the reference alternating current resistance Z , in that the series connection of Z and Z , is supplemented by a parallel-connected alternating current resistance Z . 15. Induktiver Nähemngssensor nach Anspruch 14 und entweder 8 oder 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der parallelgeschaltete Wechselstromwiderstand Z ein Kondensator mit der Kapazität C ist.15. Inductive proximity sensor according to claim 14 and either 8 or 9 or 10, characterized in that the parallel-connected alternating current resistor Z is a capacitor with the capacitance C. 16. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Meßspule mit der Impedanz Z und aus dem Referenz-Wechselstromwiderstand Z, ein schwingungsfähiger Resonanz-Schwingkreis gebildet wird, indem die Reihenschaltung von Z und Z₇. _f durch einen in Reihe geschalteten Wechselstromwiderstand Z ergänzt wird.16. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that an oscillating resonant circuit is formed from the measuring coil with the impedance Z and from the reference alternating current resistance Z, in that the series connection of Z and Z ₇ . _f is supplemented by a series-connected alternating current resistance Z. 17. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 16 und entweder 8 oder 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe geschaltete Wechselstromwiderstand Z. ein Kondensator mit der Kapazität C ist.17. Inductive proximity sensor according to claim 16 and either 8 or 9 or 10, characterized in that the series-connected alternating current resistor Z. is a capacitor with the capacitance C. 18. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 14 oder 15 oder 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzschwingkreis und ein elektronischer Verstärker die Bauelemente eines schwingungsfähigen Oszillator bilden, indem der Resonanzschwingkreis die Rückkopplung des Oszillators ist und damit die Resonanzfrequenz / des Oszillators festlegt.18. Inductive proximity sensor according to claim 14 or 15 or 16 or 17, characterized in that the resonant circuit and an electronic amplifier form the components of an oscillating oscillator, in that the resonant circuit is the feedback of the oscillator and thus determines the resonant frequency / of the oscillator. 19. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator ein sinusförmiges Ausgangssignal hat.19. Inductive proximity sensor according to claim 18, characterized in that the oscillator has a sinusoidal output signal. 20. Induktiver Näherungssensor nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,20. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that - daß die Meßspule aus zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen besteht, wobei die erste Wicklung mit den Anschlüssen A und B, mit der Windungszahl N, und mit der Induktivität L₁ mittels des Meßspulen-Wechselstromes / ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld erzeugt, und- that the measuring coil consists of two magnetically coupled windings, whereby the first winding with the terminals A and B, with the number of turns N, and with the inductance L ₁ generates an electromagnetic high-frequency field by means of the measuring coil alternating current /, and - daß die in der ersten Wicklung induzierte Wechselspannung U₁, die der Spannungsabfall an der inneren Parallelschaltung von Induktivität L₁ und Feldverlustwiderstand Rp infolge des Stromes / ist, mittels der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B', mit der Windungszahl JV, und mit der Induktivität L₂ als Wechselspannung U₂ gemessen wird, so daß der Wicklungswiderstand R₁ der ersten Wicklung nicht in die Wechselspannung U₂ eingeht.- that the alternating voltage U ₁ induced in the first winding, which is the voltage drop across the inner parallel circuit of inductance L ₁ and field loss resistance Rp due to the current /, is measured as alternating voltage U ₂ by means of the second winding with terminals A' and B ', with the number of turns JV, and with the inductance L ₂ , so that the winding resistance R ₁ of the first winding is not included in the alternating voltage U ₂ . 21. Induktiver Näherungssensor nach Ansprach 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannung U₂ an der zweiten Wicklung hochohmig gemessen wird, d.h. der Meßstrom /, ist sehr klein und damit nahezu Null ist, so daß die Wechselspannung H₂ nahezu unabhängig ist vom Wicklungswiderstand R₂ der zweiten Wicklung.21. Inductive proximity sensor according to claim 20, characterized in that the alternating voltage U ₂ is measured at the second winding with high resistance, ie the measuring current /, is very small and thus almost zero, so that the alternating voltage H ₂ is almost independent of the winding resistance R ₂ of the second winding. 22. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wicklungen der Meßspule bifilar gewickelt sind, so daß die Windungszahl N₁ gleich der Windungszahl N₂ ist, die beiden Wicklungen dieselbe Induktivität L₁ gleich L₂ besitzen und damit die Spannung U₂ an der zweiten Wicklung nahezu gleich groß wie die induzierte Spannung U₁ der ersten Wicklung ist.22. Inductive proximity sensor according to claim 20 or 21, characterized in that the two windings of the measuring coil are wound bifilarly, so that the number of turns N ₁ is equal to the number of turns N ₂ , the two windings have the same inductance L ₁ equal to L ₂ and thus the voltage U ₂ on the second winding is almost equal to the induced voltage U ₁ of the first winding. 23. Induktiver Näherangssensor nach den Ansprüchen 1 und 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßspulen-Wechselstrom / als Spannungsabfall U am Wicklungswiderstand R. der ersten Wicklung gemessen wird, indem die Spannung U. zwischen den Anschlüssen der beiden Wicklungen mit gleicher Spannungspolarität, beispielsweise yl und A', gemessen wird und die beiden anderen anderen Anschlüsse der beiden Wicklungen, beispielsweise B und B' auf gleichem Spannungspotential Hegen.23. Inductive proximity sensor according to claims 1 and 21 or 22, characterized in that the measuring coil alternating current / is measured as a voltage drop U at the winding resistance R . of the first winding by measuring the voltage U. between the terminals of the two windings with the same voltage polarity, for example yl and A ', and the other two terminals of the two windings, for example B and B', are at the same voltage potential. 24. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßspulen-Wechselspannung U₃ die von der Meßspule zum Eingang des Komparators K₁ geführt wird, mittels eines Phasenschiebers Ph j um eine Referenzphase &psgr;₁ verschoben wird.24. Inductive proximity sensor according to claim 2 or 3 or 4 or 5 or 6 or 7, characterized in that the measuring coil alternating voltage U ₃ which is led from the measuring coil to the input of the comparator K ₁ is shifted by a reference phase ψ ₁ by means of a phase shifter Ph j . 25. Induktiver Näherangssensor nach Ansprach 20 oder 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß die induzierte Wechselspannung £7, beziehungsweise £/' die von der zweiten Wicklung mit den Anschlüssen A' und B' zum Eingang des Komparators K₁ geführt wird, mittels eines Phasenschiebers Ph₁ um eine Referenzphase &psgr;j. verschoben wird.25. Inductive proximity sensor according to claim 20 or 21 or 22 or 23, characterized in that the induced alternating voltage £7, or £/', which is led from the second winding with the terminals A' and B' to the input of the comparator K ₁ , is shifted by a reference phase ψj by means of a phase shifter Ph ₁ . 26. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator nach Anspruch 2 bis 25, dadurch gekennzeichnet,26. Inductive proximity switch or proximity initiator according to claim 2 to 25, characterized in that - daß der Ausgang des !Comparators K₁ auf den Takteingang des flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise D-Flipflops D. geführt wird,- that the output of the !Comparator K ₁ is fed to the clock input of the edge-triggered D-storage element or D-flip-flop D . - daß der Ausgang des Komparator K₂ auf den Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Speichergliedes D₁ geführt wird, so daß das D-Speicherglied die Funktion eines digitalen Phasenkomparators hat und der Ausgang des D-Speichergliedes das Schaltsignal S führt, und- that the output of the comparator K ₂ is fed to the state input or D input of the D-storage element D ₁ , so that the D-storage element has the function of a digital phase comparator and the output of the D-storage element carries the switching signal S , and - daß der Schaltpunkt beziehungsweise die Änderung des Zustandes des Schaltsignales S mittels der Referenzphase <p, des Phasenschiebers Ph₁ oder mittels der Phase von Z, einstellbar ist.- that the switching point or the change in the state of the switching signal S can be adjusted by means of the reference phase <p, of the phase shifter Ph ₁ or by means of the phase of Z. 27. Induktiver Näherungsschalter beziehungsweise Näherungsinitiator mit Schalthysterese nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,27. Inductive proximity switch or proximity initiator with switching hysteresis according to claim 26, characterized in that - daß entweder der Rücksetz-Eingang oder der Setz-Eingang eines zustandsgesteuerten RS-Kippgliedes beziehungsweise RS-Flipflops RS mit dem Ausgang des D-Flipflops D₁ verbunden ist,- that either the reset input or the set input of a state-controlled RS flip-flop RS is connected to the output of the D flip-flop D ₁ , - daß entweder der Setz-Eingang oder der Rücksetz-Eingang des zustandsgesteuerten RS-Flipflops RS mit dem Ausgang eines zweiten flankengesteuerten D-Speichergliedes beziehungsweise D-Flipflops D₂ verbunden ist,- that either the set input or the reset input of the state-controlled RS flip-flop RS is connected to the output of a second edge-controlled D-storage element or D-flip-flop D ₂ , - daß die beiden Takteingänge der beiden D-Flipflops D₁ und D₂ mit demselben Ausgang des Komparators K₁ verbunden sind,- that the two clock inputs of the two D flip-flops D ₁ and D ₂ are connected to the same output of the comparator K ₁ , - daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Flipflops D₁ direkt mit dem Ausgang des Komparators K₂ verbunden ist und- that the state input or D input of the D flip-flop D ₁ is directly connected to the output of the comparator K ₂ and - daß der Zustandseingang beziehungsweise D-Eingang des D-Flipflops D₂ über einen zweiten Phasenschieber Ph₂ mit dem Ausgang des Komparators K₂ verbunden ist, wobei das Eingangssignal des D-Eingangs des D-Flipflops D₂ um die Hysteresephase &psgr;₂ verschoben wird, so daß sich für das Ausgangssignal beziehungsweise das Schaltsignals S des RS-Flipflops RS das Verhalten eines Schmitt-Triggers ergibt, d.h. das Ausgangssignal S ändert sich nur dann, wenn die Änderung der Phasenverschiebung &psgr;^ zwischen den beiden Ausgangssignalen von K₁ und K₂ größer als &psgr;₂ wird.- that the state input or D input of the D flip-flop D ₂ is connected to the output of the comparator K ₂ via a second phase shifter Ph ₂ , the input signal of the D input of the D flip-flop D ₂ being shifted by the hysteresis phase ψ ₂ so that the output signal or the switching signal S of the RS flip-flop RS behaves like a Schmitt trigger, ie the output signal S only changes when the change in the phase shift ψ^ between the two output signals of K ₁ and K ₂ becomes greater than ψ ₂ . 28. Induktiver Näherungsschalter nach Anspruch 2 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß der induktive Näherungssensor beziehungsweise Näherungsschalter als Drehzahlmeßgerät eingesetzt wird.28. Inductive proximity switch according to claims 2 to 27, characterized in that the inductive proximity sensor or proximity switch is used as a speed measuring device.