DE2948054B2 - Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbrauchers - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbrauchers nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Für vifcle elektrische Kleinverbraucher, beispielsweise transportable Geräte und hier wiederum elektrische Trockenrasierer oder elektronische Blitzgeräte ist eine Stromversorgungsschaltung erwünscht die ohne Umschaltung entsprechend der Versorgungsspannung betrieben werden kann und den Verbraucher in der gewünschten Weise speist beispielsweise mit konstantem Strosn oder konstanter Spannung oder auch einer Kombination von beiden. Wenn der Verbraucher einen Akkumulator enthält um beispielsweise bei einem Trockenrasierer auch unabhängig vom Netz einen Betrieb zu ermöglichen, so soll die Stromversorgungsschaltung wiederum unabhängig von der Netzspannung und -frequenz den Akkumulator aufladen, aber auch den Verbraucher allein speisen können, beispielsweise dann, wenn der Akkumulator entladen ist

Bei den beschriebenen Anwendungsfällen einer solchen Schaltungsanordnung kommt als erschwerende Bedingung hinzu, daß wegen der beengten Platzverhältnisse, beispielsweise in einem Trockenrasierer, der Raumbedarf für die Speiseschaltungsanordnung nur sehr klein sein darf und gleichzeitig die Verlustleistung besonders niedrig gehalten werden muß, weil bei kleinem Volumen die Kühlungsmöglichkeiten sehr begrenzt sind. Schließlich wird bei vielen tragbaren Geräten ein einwandfreier Betrieb auch bei erhöhter Umgebungstemperatur, beispielsweise bei Reisen in tropische Länder, verlangt.

Bei einer bekannten Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (US-PS 40 05 351) hat die Eingangsspannung einen starken Einfluß auf die Betriebsweise, weil die Anstiegsgeschwindigkeit des Primärstroms von der Eingangsspannung abhängt Die Einschaltdauer des ersten Halbleiterschalters in Form eines Transistors wird dann bei gleichem Abschaltstrom mit steigender Eingangsspannung kleiner, und die daraus resultierende Frequenzänderung führt zu einer entsprechenden Änderung der mittleren Ausgangsleistung. Zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung sieht die bekannte Schaltungsanordnung zwar eine Beeinflussung des Primärstrom-Abschaltwertes und damit der Einschaltzeit durch Zuführen einer weiteren Spannung vor, die während der Sperrphase gewonnen und an die Steuerelektrode des zweiten Halbleiterschalters angelegt wird. Damit wird die prinzipielle Abhängigkeit von der Eingangsspannung aber nicht aufgehoben. Da die beiden Regelgrößen, nämlich der Primärstrom und die Ausgangsspannung zu unter-

schiedlichen Zeiten — während der Durchlaß- bzw. der Sperrphase — gewonnen werden, ist eine Speicherung des einen Wertes mittels eines Kondensators erforderlich. Damit sinkt die Regelgeschwindigkeit, die Schaltungsanordnung kann sich also nicht sofort auf schwankende Betriebsbedingungen einstellen.

Bekannt ist auch eine weitere Schaltungsanordnung (DE-OS 27 51 578) zur Bereitstellung einer geregelten Spannung unter Verwendung eines Sperrwandlers, dessen Primärwicklung über einen durch positive Rückkopplung einschaltbaren Transistor und einen Emitterwiderstand mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist Wie bei der zuvor beschriebenen Schaltungsanordnung tritt auch hier eine starke Abhängigkeit von der Eingangsspannung auf, die auf der unterschiedlichen Anstiegsgeschwindigkeit des Primärstroms, abhängig von der Eingangsspannung, beruht Eine Regelung der Ausgangsspannung wird auch hier wiederum durch Gewinnung einer Spannung während der Sperrphase erreicht, so daß wiederum ein Speicherkondensator nötig ist .,

Bekannt ist auch ein rückkopplungsgesteuerter Eintakt-Sperrwandler (DE-OS 25 43 371), bei dem der zugehörige Übertrager jeweils in die Sättigung geführt wird und dann die Abschaltung bewirkt Der Wandler besitzt neben der Primärwicklung nur eine Sekundärwicklung, die gleichzeitig zur Ableitung der Rückkopplungsspannung verwendet wird. Das gilt auch für einen bekannten Gegentakt-Gleichspannungswandler (DE-AS 12 30119), bei dem die Steuerung der Primärschalter mittels einer aus der Sekundärwick'ang abgeleiteten Spannung erfolgt .

Bei einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (GB-AS 20 00 394 A) zur Speisung eines Gleichstrommotors und Aufladung eines Akkumulators, die beispielsweise für einen elektrischen Rasierer verwendet wird, wird ein über einen Brückengleichrichter an die jeweilige Netzspannung angeschalteter Sperrwandler benutzt, der sekundärseitig abhängig vom Betriebszustand den Ladestrom für den Akkumulator oder auch den Betriebsstrom für den Motor liefert Die Regelung zum Ausgleich der verschiedenen Eingangsspannungen erfolgt mittels einer komplizierten Steuerschaltung in Form einer integrierten Schaltung, die dem primärseitigen Schalttransistor des Sperrwandlers Schaltimpulse zuführt, deren Länge von der Eingangsspannung und dem jeweiligen Betriebszustand abhängt. Die bekannte Schaltungsanordnung erfüllt jedoch nicht alle Erwartungen. Ihr Aufwand ist verhältnismäßig hoch und der Platzbedarf häufig zu groß. Die integrierte Schaltung benötigt eine eigene Versorgungsspannung und demgemäß eine Startschaltung für den Sperrwandler. Außerdem verbraucht sie Leistung. Bei Netzbetrieb des Motors wird nicht die volle Ladung des Akkumulators erreicht oder gehalten. .

Bekannt ist auch eine Transistor-Wandlerschaltung (DE-OS 2014 377), mit deren Hilfe aus einer Netzwechselspannung zum einen ein Ladestrom für einen Akkumulator und zum anderen ein höherer Gleichstrom für den Antrieb eines Motors erzeugt werden kann. Dazu ist ein hochfrequent betriebener Druchflußwandler mit sättigbarem Kern vorgesehen, der primärseitig an die gleichgerichtete Netzspannung angeschaltet ist und sekundärseitig die gewünschten Ströme liefert. Die bekannte Schaltung läßt sich i;ur an einer bestimmten Netzspannung betreiben, paßt sich also nicht automatisch an unterschiedliche Spannungen an. Da der Kern des Wandlers jeweils in die Sättigung gelangt, ist der Wirkungsgrad nur klein, und es ergeben sich thermische Probleme.

Für den Betrieb eines motorgetriebenen Elektrorasierers in einem größeren Bereich von Eingangswechselspannungen ist eine Schaltung bekannt (US-PS 40 O¹. 668), bei der ein Kondensator über Transistoren auf einen vorgegebenen Wert von etwa 100 V aufgeladen wird. Zur Abgabe höherer Ströme ist diese Schaltung nicht geeignet, weil keine Transformation

to stattfindet Sie eignet sich außerdem nur für Verbraucher mit verhältnismäßig hoher Betriebsspannung. Bei kleinerer Betriebsspannung nimmt der Wirkungsgrad stark ab. Der Platzbedarf ist verhältnismäßg groß. Schließlich ist auch noch ein Ladegerät für Akkumula toren bekannt (US-PS 39 43 423), das ohne Umschal tung für verschiedene Eingangsspannungen eingesetzt werden kann. Ein Transistorschalter liegt in einer Rückkopplungsschaltung und stellt einen veränderbaren Widerstand dar, der die Stromregelung übernimmt Eine Transformation findet nicht statt, so daß keine höheren Ströme geliefert werden können.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, die ohne Umschaltung in einem sehr großen Bereich von Eingangsspannungen, beispielsweise in einem Bereich von 1 :3 mit hohem Wirkungsgrad und hoher Regelgeschwindigkeit betrieben werden kann, wobei der schaltungstechnische Aufwand und der Bauteil — und Platzaufwand minimal bleiben.

Die Lösung der Aufgabe ist in Patentanspruch 1 angegeben.

Dadurch, daß dem über den Widerstand fließenden, linear ansteigenden, induktiven Primärstrom ein der Eingangsspannung entsprechender Stromanteil überlagert bzw. hinzuaddiert wird, erreicht die über dem Widerstand abfallende Spannung den kritischen, die Ausschaltung des Primärstroms bewirkenden Wert mit steigender Eingangsspannung früher. Damit kann der

mittlere Energieeinhalt des Übertragerkerns und damit die Ausgangsleistung auf einfachste Weise beeinflußt bzw. konstant gehalten werden, und zwar in einem sehr großen Eingangsspannungsbereich zwischen beispielsweise 90 V und 270 V. Eine Speicherung von Regelgrö- ßen ist nicht erforderlich, so daß die zugehörigen Bauelemente entfallen.

Eine integrierte Schaltung als Steuerschaltung, die eine eigene Stromversorgung benötigt ohne einen eigenen Oszillator zur Taktsteuerung ist ebenfalls nicht notwendig.

Wenn der Verbraucher einen Akkumulator enthält, beispielsweise ein elektrischer Trockenrasierer, so wird zur Erzielung eines konstanten Ausgangsstroms, der den Akkumulator aufläft und/oder den Motor speist die Ausschaltdauer des Halbleiterschalters auf einfache Weise dadurch richtig beeinflußt daß die Sekundärwicklung nur so lange einen Strom in den Akkumulator liefert, wie ihre Spannung höher ist als die im wesentlichen konstante Klemmenspannung des Akku mulators. Wenn eine konstante Spannung am Verbrau cher erzielt werden soll, so kann dazu eine der bekannten Spannungsregelschaltungen eingesetzt werden, die auf den Halbleiterschalter einwirken.

In ähnlicher Weise läßt sich auch eine Kombination

einer vorgegebenen Ausgangsspannung mit einem vorgegebenen Ausgangsstrom für einen weiten Bereich von Eingangsspannungen erzielen. Da dafür gesorgt ist, daß der Kern des Wandlers nicht

in die Sättigung gerät, d. h. der Halbleiterschalter vorher den durch die Primärwicklung fließenden Strom ausschaltet bleiben die Wandlerverluste klein. Auch in den übrigen Bauteilen der Schaltungsanordnung treten nur sehr kleine Verluste auf, so daß insgesamt der Wirkungsgrad groß ist Die Erwärmung der Schaltung bleibt dann in engen Grenzen, so daß eine Unterbringung auf engstem Raum ohne besondere Kühlung möglich ist

Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche. Der der Spannung am Eingang entsprechende Stromanteil kann direkt aus der Eingangsspannungsquelle abgeleitet werden. Zur Verringerung der Verlustleistung wird dieser Stromanteil in Weiterbildung der Erfindung aber zweckmäßig über einen zweiten Widerstand geliefert, der mit der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist Während der Einschaltphase des Halbleiterschalters liegt nämlich an der Sekundärwicklung eine Spannung an, die gleich einem dem Windungsverhältnis entsprechendem Bruchteil der Eingangsspannung ist Außerdem kann in Reihe mit dem zweiten Widerstand eine Anzeigevorrichtung, vorzugsweise eine Leuchtdiode, geschaltet sein, die dann bei allen Eingangsspannungen den Betriebszustand mit gleicher Leuchtstärke anzeigt

Zur Einstellung der jeweils gewünschten Leistung am Verbraucher sieht eine Weiterbildung der Erfindung vor, daß der erste und der zweite Widerstand veränderlich ausgebildet sind. Beispielsweise kann in vorteilhafter Weise dann, wenn der Verbraucher aus einem Akkumulator und einem mit einem Einschalter versehenen Motor besteht, mit dem Einschalter ein weiterer Schalter gekoppelt sein, der bei eingeschaltetem Motor den ersten und zweiten Widerstand so verändert, daß der Sperrwandler alleine einen zum Betrieb des Motors ausreichenden Strom liefert Auf diese Weise läßt sich beispielsweise ein von einem Motor angetriebener, elektrischer Trockenrasierer auch dann an einem beliebigen Stromnetz betreiben, wenn der Akkumulator nicht geladen ist Andererseits kann bei ausgeschaltetem Motor und damit umgeschalteter Leistung des Sperrwandlers der Ladestrom so eingestellt werden, daß das Gerät beliebig lange an das Netz angeschlossen sein kann, ohne daß es zu einer Schädigung des Akkumulators kommt

Nach einer weiteren Empfehlung der Erfindung kann außerdem mit dem Akkumulator ein spannungsabhängiger Schalter verbunden sein, der den ersten Halbleiterschalter bei Erreichen einer vorgegebenen Akkumulatorspannung ausschaltet Damit wird ein Überladen des Akkumulators vermieden, so daß auch bei hohem Ladestrom zur Erzielung einer Schnell-Ladung ein sicherer Betrieb möglich ist Der spannungsabhängige Schalter kann unter Verwendung eines Transistors verwirklicht werden, dessen Basis-Emitterstrecke in Reihe mit einer Zenerdiode parallel zum Akkumulator geschaltet ist, und dessen Kollektor mit der Steuerelektrode des ersten Halbleiterschalters verbunden ist Eine zusätzliche Möglichkeit zur gleichzeitigen Überwachung der Temperatur eines Akkumulators, insbesondere eines Nickel-Cadmium-Akkumulators, besteht darin, daß die Zenerdiode mit dem Akkumulator thermisch gekoppelt ist

Wenn ein Akkumulatorbetrieb nicht erforderlich ist, kann nach einer Weiterbildung der Erfindung anstelle des Akkumulators auch ein Kondensator verwendet werden, der für eine konstante mittlere Ausgangsspannung sorgt

N achfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung zur Verwendung in einem motorbetriebenen Trockenrasierer mit Akkumulator;

F i g. 2 Kurvendiagramme für den zeitlichen Verlauf von Spannungen und Strömen an bestimmten Punkten der Schaltungsanordnung nach F i g. 1;

F i g. 3 ein Diagramm für die gelieferten Ausgangs-

ströme in Abhängigkeit von der Eingangsspannung;

Fig.4 eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1;

F i g. 5 ein Diagramm zur Erläuterung des Verhaltens der spannungs- und temperaturabhängigen Ladeschal tunginFig.4.

Die Schaltungsanordnung gemäß F i g. i ist zum Einbau in einen elektrischen Trockenrasierer bestimmt, der mit einem kleinen Gleichstrom-Motor 1 und einem aus mehreren Zellen bestehenden Nickel-Cadmium-Ak kumulator 2 ausgestattet ist Über einen Einschalter 51 wird der Motor geschaltet Die Netzspannung, die eine Gleich- oder Wechselspannung sein kann, wird den Klemmen 3, 4 zugeführt mittels einer Gleichrichterbrücke G/gleichgerichtet und durch einen Kondensator Cl geglättet. Man erhält eine Gleichspannung Ui, deren Betrag im Fall einer Wechselspannung etwa gleich dem l,4fachen des Effektivwertes der Wechselspannung ist Für die folgende Betrachtung wird angenommen, daß die Schaltungsanordnung zunächst elektrisch in Ruhe ist und die beiden Transistoren als Halbleiterschalter 7Ί und T2 sperren.

Sobald die Gleichspannung t/l an die Reihenschaltung aus der Primärwicklung η 1 des mit einem Ferritkern ausgestatteten Übertragers 5, dem Transi stör Ti und dessen Widerstand R 6 als Emitterwider stand angelegt ist kann über den zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Ti gelegten Widerstand R1 ein Basisstrom fließen. Es genügen bereits einige Mikroampere Basisstrom, um im Transi stör Ti einen kleinen Kollektorstrom zu erzeugen, der durch die Wicklung π 1 des Übertragers 5 fließt Die damit verbundene Änderung des magnetischen Flusses im Übertrager induziert am Punkt A der Sekundärwicklung η 2 eine positive Spannung, die über einen Widerstand Rl und einen Kondensator C2 auf die Basis des Transistors Ti geführt wird und einen größeren Basisstrom hervorruft Durch diese positive Rückkopplung schaltet der Transistor Ti schnell vollständig ein, wobei nur eine kleine Restspannung

so zwischen seinem Emitter und Kollektor verbleibt Der Basisstrom wird im wesentlichen durch den Widerstand R 2 begrenzt

Mit dem Einschalten des Transistors Π steigt der durch die Wicklung η 1 des Übersetzers 5 fließende Strom /1 linear an, bis über dem Widerstand R 6 eine dem Strom /1 proportionale Spannung von ca. 700 mV anliegt, wobei die Leuchtdiode D1 und die Widerstände R 3, R 4, R 5 zunächst außer acht gelassen werden. Diese Spannung läßt im Transistor T2 einen Basisstrom fließen, wodurch der Transistor T2 einschaltet und die Basis des Transistors Ti zum Bezugspotential zieht. Dadurch leitet der Transistor Ti weniger gut, so daß der durch die Wicklungen al fließende Strom Ii kleiner wird. Durch die zugehörige Verringerung des

Magnetflusses im Kern des Übertragers 5 erfolgt eine Umpohmg der Skundärspannnng am Punkt A, die über den Widerstand R 2 und den Kondensator C2 rückgekoppelt wird, so daß der Transistor Ti

schließlich vollständig ausschaltet. Die Abschaltgeschwindigkeit wird durch den Kondensator C3 parallel zum Widerstand Ä6 vergrößert, da der Kondensator C 3 die Spannung am Emitter des Transistors Ti kurzzeitig hält, wodurch die Basis-Emitterspannung des Transistors Π im Abschaltmoment negativ wird.

Während der Serrphase des Transistors Ti fließt die im Kern des Übertragers 5 gespeicherte magnetische Energie in Form eines Stromes aus der Sekundärwicklung nl ab. Dabei leitet die Diode D 2, und — der Schalter Sl sei als geöffnet angenommen — der Akkumulator 2 erhält einen linear abfallenden Ladestrom zugeführt Ein negativer, abfallender Strom über den Widerstand Λ 2 und den Kondensator C 2 hält den Transistor Tl gesperrt, bis die im Kern des Übertragers 5 gespeicherte Energie abgeflossen ist. Erst danach kann wieder ein Anlaßstrom über den Widerstand R 1 in die Basis des Transistors Ti fließen, der den bereits geschilderten Einschaltvorgang auslöst.

Die Dauer der Sperrphase des Übertragers ist abhängig von der Spannung des Akkumulators 2. Diese ist, vom Übertrager aus gesehen, annähernd konstant Es kann nur Strom in den Akkumulator 2 fließen, so lange die Beziehung:

άΦ
dl

+ U_n

Ul

erfüllt ist. Dabei bedeuten:

N = Anzahl der Windungen der Wicklung nl,

άΦ

—— = Änderung de Magnetflusses über die Zeit, dr

U_n = an der Diode Dl abfallende Spannung, Ul = Akkumulatotspannung.

Ist zu Beginn jeder Sperrphase der Energieeinheit des Übertragers 5 stets gleich, so ergibt sich ein im zeitlichen Mittei konstanter Ladestromfluß in den Akkumulator 2. Wenn der Akkumulator jedoch tief entladen oder kurzgeschlossen ist, so verlängert sich die Sperrphase entsprechend. Dadurch wird eine automatische Strombegrenzung im Störungsfall erreicht, beispielsweise dann, wenn der Motor 1 blockiert oder ein anderer Kurzschluß vorliegt

Die bisher beschriebene Schaltung bewirkt, daß der Übertrager 5 im Abschaltzeitpunkt immer den gleichen Energieinhalt besitzt Wie oben festgestellt bedeutet dies bei konstanter Akkumulatorspannung t/2 gleiche Sperrdauer U (Fig.2) des Transistors Ti und pro Sperrzyklus gleichen Ladestrom verlauf /2 (u) für den Akkumulator 2. Der Anstieg des Stroms /1 durch die Wicklung n\ ist proportional dem Betrag der angelegten Spannung Ui. Da die Abschaltung des Transistors T\ in Abhängigkeit von seinem Emitterstrom und damit in guter Näherung vom Strom /1 erfolgt, stellt sich die Schaltung auf Änderungen der Versorgungsspannung Ui ein.

Wie in Fig.2 dargestellt ist, wird bei Verdoppelung der Eingangsspannung i/l auf den Wert 2 Ui (Fig. 2b) die Einschaltzeit U des Transistors Ti halbiert Bei konstanter Ansschaltzeit U führt dies zu einer Erhöhung der Schaltfrequenz und damit einer Vergrößerung des effektiven Ladestroms /2 für den Akkumulator Z Hinzu kommt, daß die transformierte Spannung am Punkt A (Fig. 1) der Eingangsspannung Ui proportional ist Bei steigender Eingangsspannung wird damit der Basisstrom des Transistors Ti erhöht. Der Transistor Tl muß dann einen größeren Strom aufwenden, um die Basisspannung des Transistors Ti zum Zwecke der Ausschaltung zu verringern. Die Folge ist, daß sich auch hierdurch der zeitliche Mittelwert des Ladestroms /2 mit der Eingangsspannung U1 ändert. Durch Verwendung eines Thyristors anstelle des Transistors Tl w könnte man zwar diese Abhängigkeit verringern, nicht aber beseitigen.

Beide Einflüsse der Eingangsspannung Ui auf den Ladestrom /2, nämlich Änderung des mittleren Ladestroms durch eine Frequenzänderung des Wandlers und Verschiebung der Stromschwelle des Transistors TI, werden dadurch kompensiert, daß dem durch den Emitterwiderstand /?6 fließenden Strom /1 ein Strom überlagert wird, der der Eingangsspannung U i direkt porportional ist Dadurch wird der Ausschaltzeitpunkt des Transistors Ti mittels des Transistors Tl in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Ui zeitlich verlegt In F i g. 2c ist gezeigt, daß im Gegensatz zu dem in Fig.2b dargestellten Fall ohne Kompensation bei Verdoppelung der Eingangsspannung auf den Wert 2 Ui das Ausschalten des Transistors Π bei kleinerem Spitzenwert des Stromes /1 erfolgt bei dem der die Ausschaltung auslösende Strom durch den Widerstand R 6 zusätzlich noch einen der Eingangsspannung Ui proportionalen Stromanteil enthält. Damit ist auch der jo Energieinhalt des Übertragers kleiner.

Der der Eingangsspannung U1 proportionale Stromanteil könnte durch einen Widerstand (nicht gezeigt) gewonnen werden, der zwischen dem Emitter des Transistors Ti und die Spannung Ui am oberen Ende der Wicklung /Jl gelegt ist Ein solcher Widerstand würde aber eine hohe Verlustleistung bewirken. Der Punkt A weist während der Einschaltphase des Transistors Ti, also während des Strom- und Spannungsanstieges am Widerstand R 6 ein Potential auf, das der Eingangsspannung Ui proportional ist. Der Wandler arbeitet insofern als normaler Transformator. Der an den Verbindungspunkt A angeschaltete Widerstand R 5 liefert demgemäß wegen der wesentlich niedrigeren Spannung am Punkt A auf besonders verlustanne Weise den gewünschten Stromanteil für den Widerstand R6, der der Eingangsspannung i/l proportional ist Bei richtiger Dimensionierung des Widerstandsverhältnisses von R 5 zu RB läßt sich in weiten Bereichen ein von der Eingangsspannung Ui so unabhängiger Ladestrom Il des Akkumulators 2 einstellen.

In Reihe mit dem Widerstand R 5 ist eine Leuchtdiode Di zur Betriebsanzeige geschaltet Aufgrund ihrer Sperrwirkung führt die Diode nur während der Einschaltphase des Transistors Π einen Strom. Da die Einschaltdauer annährend umgekehrt portional zum Betrag der Eingangsspannung l/l ist erfolgt automatisch eine Helligkeitsregelung der Leuchtdiode. Außerdem trennt die Leuchtdiode Di den Widerstand RS und die noch zu erläuternden Widerstände A3, A4 während der Sperrphase vom Punkt A ab. Dadurch werden Verluste vermieden.

im dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Schaltungsanordnung in einem mit dem Gleichstrommotor·! betriebenen Elektrorasierer verwendet Bei geöffnetem Schalter S1 arbeitet die Schaltung im Daueriadebetrieb. Der Motor 1 steht stiJL es fließt der Dauerladestrom 12, und die Leuchtdiode Dl brennt Schließt man den

Schalter 51, und damit auch den mechanisch gekoppelten Schalter 52, so wird der vom Übertrager 5 abgegebene Strom etwa verzehnfacht, weil dem Widerstand R 5 der Widerstand R 3 und dem Widerstand R 6 der Widerstand R 4 parallelgeschaltet werden. Der Motor 1 läuft dann ohne Entladung des Akkumulators 2, der jetzt nur als Spannungsstabilisator wirkt, und die Leuchtdiode D1 brennt.

In F i g. 3 ist die Abhängigkeit des Wandlerausgangsstroms / in Abhängigkeit von der Eingangsspannung i/l für den Ladebetrieb und den Motorbetrieb dargestellt. Man erkennt, daß in beiden Betriebsfällen die Eingangsspannung t/1 im Bereich zwischen etwa 90 V und 270 V schwanken darf, ohne den Motorstrom oder den Ladestrom wesentlich zu beeinflussen. -

Es sei noch nachgetragen, daß der Kondensator C2 eine Gleichstromtrennung bewirkt. Der Wert des Widerstandes R 1 ist nämlich um mehrere Zenerpotenzen größer als der des Widerstandes R 2. Ohne die Gleichstromtrennung, die ein Abfließen des durch den Widerstand R 1 gelieferten Stromes über den Widerstand R 2 verhindert, müßte der Wert des Widerstandes R 1 wesentlich kleiner gewählt werden, wodurch höhere Verluste entstehen.

Fig.4 zeigt ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Die eigentliche Wandlerschaltung mit den Transistoren 7*1, 7*2 und dem Übertrager 5 sowie den Widerständen R1, R 2, R 5, R 6 und der Leuchtdiode D1 ist auch hinsichtlich der Funktion unverändert geblieben. Statt einer Umschaltung der Wandlerleistung zwischen Lade- und Motorbetrieb mittels des Schalters 52 und der Widerstände A3, R 4 wird jedoch im Falle der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 bei ausgeschaltetem Motor 1 eine Schneiladung des wiederum aus Nickel-Cadmium-Zellen bestehenden Akkumulators 2 mit hohem Strom vorgenommen. Dann ist jedoch eine rechtzeitige Abschaltung des Ladestroms erforderlich, um eine Beschädigung des Akkumulators zu vermeiden. Die Abschaltung erfolgt mit einem spannungsabhängigen Schalter, der einen Transistor T3 enthält. Die Basis-Emitterstrecke des Transistors 73 ist in Reihe mit einem Widerstand R 7 und einer Zenerdiode ZD parallel zum Akkumulator 2 geschaltet Wenn dessen Spannung t/2 während des Ladevorgangs den durch die Zenerdiode ZD vorgegebenen Wert übersteigt, so beginnt der Transistor Γ3 durchzuschalten und die Spannung U 3 an seinem Kollektor wird negativ.

Fig.5 zeigt den Verlauf der Kollektorspannung U3 in Abhängigkeit von der Akkumulator-Spannung U 2 bei verschiedenen Temperaturen. Der sich ergebende Temperaturkoeffizient der Spannung 1/3 liegt bei etwa 5 mV/°C und ist damit dem Temperaturgang von zwei in Reihe geschalteten Nickel-Cadmium-Zellen angepaßt. Um eine möglichst direkte Temperaturerfassung der Akkumulatorzellen zu erreichen, ist das Gehäuse der Zenerdiode ZD thermisch mit dem Akkumulator verbunden, wie in F i g. 4 gestrichelt angedeutet ist.

Solange die Akkumulatorspannung i/2 unter dem durch die Zenerdiode ZD festgelegten Wert liegt, fließt kein Strom über die Zenerdiode, und der Transistor 7*3 sperrt. Der Wandler schwingt dann und liefert Strom zum Schnell-Laden des Akkumulators 2 bzw. zur Speisung des Motors 1. Wenn die Spannung L/2 des Akkumulators 2 einen kritischen Wert übersteigt, der unter Berücksichtigung der Temperatur die volle Ladung angibt, fließt ein Strom über die Zenerdiode ZD und den Widerstand RT, der sich auf die Basis des Transistors Γ3 und den Widerstand RS aufteilt. Der Transistor 7*3 schaltet durch diesen Basisstrom teilweise ein, und es fließt von dem negativen Anschluß des Akkumulators 2 ein Strom über den Widerstand R 8 zur Basis des Transistors 7*1. Sobald der Strom durch den Widerstand R 9 während der Einschaltphase des Transistors Ti die Summe der über die Widerstände R 1 und R 2 fließenden Basisstromanteile des Transistors: 7*1 neutralisiert, kann der Transistor Ti nicht mehr durchschalten. Der Wandler schwingt nicht mehr an, und es herrscht statischer Betrieb. Das Basispotential des Transistors 7*1 wird jetzt nur durch die Widerstände R 1 und R 9 bestimmt. Der Widerstand R 2 ist durch den Kondensator C2 abgetrennt. Erst wenn der Strom durch den Widerstand R 9 unter den durch den Widerstand R 1 begrenzten Wert abgefallen ist, kann das Basispotential des Transistors 7*1 auf einen Wert ansteigen, der das Wiederanschwingen des Wandlers ermöglicht.

Da der jeweils durch den Widerstand R9 fließende Strom zum Abschalten des Wandlers vorwiegend durch den Widerstand R 2 und der Strom zum Einschalten vom Widerstand R1 abhängt, ergibt sich ein der Differenz dieser Ströme entsprechendes, erwünschtes Hystereseverhalten. Der Wandler schaltet also nicht dauernd zwischen dem eingeschalteten und ausgeschalteten Zustand hin und her. Vielmehr muß die Spannung i/2 des Akkumulators erst wieder um einen gewissen Betrag abgesunken sein, bevor der Ladestrom erneut eingeschaltet wird. Da beim Ausschalten des Wandlers auch jeweils die Leuchtdiode Di erlischt, ist auf einfache Weise der Ladezustand des Akkumulators

so festzustellen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbrauchers aus Eingangsspannungsquellen unterschiedlicher Spannung unter Verwendung eines Sperrwandlers mit einem Übertrager, dessen Primärwicklung über einen steuerbaren, durch positive Rückkopplung einschaltbaren, ersten Halbleiterschalter und einen ersten Widerstand mit der Eingangsquelle verbunden ist und der über eine Sekundärwicklung den Verbraucher speist, und mit einem steuerbaren, zweiten Halbleiterschalter, an dessen Steuerelektrode die an dem ersten Widerstand abfallende Spannung anliegt und der die Ausschaltung des ersten Halbleiterschalters und damit dessen Einschaltdauer abhängig von dem durch die Primärwicklung und über den ersten Widerstand fließenden Strom durchführt, dadurch gekennzeichnet, daß dem über den ersten Widerstand (R 6) fließenden Primärstrom (11) ein der Spannung (Ui) der Eingangsspannungsquelle (3, 4) proportionaler Strom über einen zweiten Widerstand (R S) überlagert ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der der Spannung (Ui) der Eingangsspannungsquelle entsprechende Stromanteil aus der Sekundärwicklung (n 2) des Übertragers (5) geliefert wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der der Eingangsspannungsquelle proportionale Stromanteil durch den zweiten Widerstand (R S) begrenzt ist

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem zweiten Widerstand (RS) eine Anzeigevorrichtung, vorzugsweise eine Leuchtdiode (D 1) geschaltet ist

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R 6) und der zweite Widerstand (RS) durch Parallelschalten jeweils eines weiteren Widerstandes (R 4, R 3) veränderlich ausgebildet sind (Fig. I).

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher einen Akkumulator (2), vorzugsweise einen Nickel-Cadmium-Akkumulator enthält, derart, daß durch dessen annährend konstante Spannung (U 2) die Ausschaltdauer (U) des ersten Halbleiterschalters (Ti) bestimmt wird und ein vorgegebener mittlerer Ausgangsstrom (72) in den Verbraucher fließt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit dem Akkumulator (2) verbundener, spannungsabhängiger Schalter (T3, ZD, R7,RS,R9) den ersten Halbleiterschalter (T 1) bei Erreichen einer vorgegebenen Akkumulatorspannung ausschaltet, (F i g. 4).

8: Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsabhängige Schalter einen Transistor (T3) aufweist, dessen Basis-Emitterstrecke in Reihe mit einer Zenerdiode (ZD) parallel zum Akkumulator (2) geschaltet ist und dessen Kollektor mit der Steuerelektrode des ersten Halbleiterschalters (Ti) verbunden ist

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß die Zenerdiode (ZD) mit dem Akkumulator (2) thermisch gekoppelt ist

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Akkumulators (2) ein Kondensator verwendet wird. .

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 — 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher aus dem Akkumulator (2) und einem mit einem Einschalter (Si) versehenen Motor (1) besteht und daß mit dem Einschalter (Si) ein weiterer Schalter (S 2) gekoppelt ist, der bei eingeschaltetem Motor den ersten und zweiten Widerstand (R6, A4; RS, R 3) so verändert daß der Sperrwandler alleine einen zum Betrieb des Motors (1) ausreichenden Strom liefert