DE2940684C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung mit einem Regelkreis aus einem Dämpfungsglied und einer Regelspannungserzeugungsschaltung, die die Regelspannung aus der Verstärkerausgangsspannung ableitet.

Herkömmliche automatische Verstärkungsregelungsschaltungen (DE-OS 14 91 920) haben den Nachteil, daß sie einen Kondensator zur Kopplung der Verstärkungsregelungsschaltung mit dem Verstärker aufweisen müssen. Die vorbekannten Schaltungen sind daher zur Halbleiterintegration ungeeignet. Außerdem ist die Temperaturabhängigkeit der bekannten Schaltungen sehr groß, soweit diese aus Transistoren aufgebaut sind. Darüberhinaus ist bei den bekannten automatischen Verstärkungsregelungsschaltungen eine Stabilisierungsschaltung erforderlich, die mit der Verstärkungsregelungsschaltung und dem Verstärker verbunden ist und diese unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung mit einer stabilisierten Spannung versorgt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Verstärker der eingangs genannten Art zu schaffen, der keinen Kopplungskondensator benötigt und als integrierte Halbleiterschaltung ausgebildet werden kann.

Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, daß der Verstärker aufweist:

• - eine erste Schaltung, in der das verstärkte Signal einer ersten Gleichspannung zur Bildung einer ersten Signalspannung überlagert wird,
• - eine zweite Spannung, in der das verstärkte Signal einer zweiten Gleichspannung überlagert und zur Bildung einer zweiten Signalspannung einer Hüllkurvendetektion ausgesetzt wird, wobei die zweite Gleichspannung kleiner als die erste ist,
• - eine dritte Schaltung zum Vergleich der ersten und zweiten Signalspannungen, die pulsförmige Signale während der Zeitintervalle abgibt, während der die zweite Signalspannung größer ist als die erste, und
• - eine vierte Schaltung zum Glätten der pulsförmigen Signale und zum Erzeugen der Regelspannung.

Eine Schaltung dieser Art hat den Vorteil, daß die erwähnte Temperaturabhängigkeit geringer ist und keine Stabilisierungsschaltung zur Erzeugung einer stabilisierten Versorgungsspannung erforderlich ist.

Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen angeführt.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Verstärkers mit regelbarem Verstärkungsfaktor;

Fig. 2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform des Verstärkers mit regelbarem Verstärkungsfaktor;

Fig. 3 Kurvenformen zur Erläuterung der Betriebsweise des in Fig. 2 dargestellten Verstärkers;

Fig. 4 eine grafische Darstellung der Eingangs-Ausgangs- Kennlinie des in Fig. 2 dargestellten Verstärkers, und

Fig. 5 ein Kurvenschaubild der Temperaturkennlinien des in Fig. 2 dargestellten erfindungsgemäßen und des in Fig. 1 dargestellten herkömmlichen Verstärkers.

Anhand von Fig. 1 wird nun eine herkömmliche automatische Schaltung 10 beschrieben, die einen Verstärker 11 mit regelbarem Verstärkungsfaktor aufweist. Die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 10 und der Verstärker 11 sind mit einem ersten und zweiten Anschluß 12 und 13 verbunden, zwischen denen eine elektrische Spannung V _cc von beispielsweise 13,2 V anliegt, die von einer elektrischen Spannungsquelle (nicht dargestellt) geliefert wird. Der zweite Anschluß 13 ist geerdet. Der Verstärker 11 ist über einen Eingangskondensator 14 und einen Eingangswiderstand 15 mit einem Eingangsanschluß 16 und außerdem mit einem Ausgangsanschluß 17 verbunden. Dem Verstärker 11 wird über den Eingangsanschluß 16 ein Eingangssignal IN sowie ein Verstärkungsregelungssignal GC zugeführt. Der Verstärker 11 verstärkt das Eingangssignal IN, wobei der Verstärkungsfaktor automatisch entsprechend dem Verstärkungsregelungssignal GB geregelt wird, und gibt an den Ausgangsanschluß 17 ein verstärktes Ausgangssignal OUT ab. Im speziellen Fall ist das Eingangssignal IN eine Zwischenfrequenz, die einer Amplitudenmodulation unterzogen wird. Die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 10 ist mit dem Ausgangsanschluß 17 sowie einem Verbindungspunkt von Kondensator 14 und Widerstand 15 verbunden. Die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 10 liefert in Abhängigkeit vom verstärkten Ausgangssignal OUT dem Verstärker 11 das Verstärkungsregelungssignal GC. Dazu weist die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 10 einen Kopplungskondensator 24 zur Entfernung der im verstärkten Ausgangssignal OUT enthaltenen Gleichstromkomponente sowie eine Diode 26 auf, die das von der Gleichstromkomponente bereinigte verstärkte Ausgangssignal OUT einer Detektion unterzieht und ein Detektionssignal erzeugt. Der Kondensator 24 weist eine vergleichsweise große Kapazität von beispielsweise etwa 0,01 µF auf. An der Diode 26 liegt eine Bezugsspannung an, die aus der Spannung V _cc durch einen Spannungsteiler abgeleitet wird, der durch die Reihenschaltung eines zweiten und dritten Widerstands 27 und 28 gebildet wird. Das Detektionssignal wird durch eine Vielzahl von Widerständen 32, 33 und 34 sowie eine Vielzahl von Kondensatoren 36, 37 und 38 in ein Gleichstromsignal umgewandelt. Dieses Signal wird einem Transistor 39 zugeführt. Die Emitter-Kollektor-Impedanz des Transistors 39 ist in Abhängigkeit von dem Gleichstromsignal veränderbar. Das Verstärkungsregelungssignal GC ändert sich in Abhängigkeit von der Veränderung dieser Impedanz des Transistors 39. Die Größe des Eingangssignals IN wird automatisch in Abhängigkeit von der Impedanz geregelt. Die automatische Verstärkungsregelung des Verstärkers 11 wird damit durch Verwendung der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 10 bewerkstelligt.

Die herkömmliche automatische Verstärkungsregelungsschaltung 10 weist einen Kopplungskondensator 24 mit großer Kapazität auf. Die Diode 26 weist eine Durchlaßspannung auf, die in Abhängigkeit von der Temperatur veränderlich ist. Damit ist die herkömmliche Schaltung 10 nicht für eine Halbleiterintegration geeignet und die Temperaturabhängigkeit ist gravierend, wie es bereits oben erwähnt wurde. Zusätzlich dazu sollte die Quellenspannung V _cc stabilisiert werden, um die Bezugsspannung der Diode 26 konstant zu halten. Dies gilt auch für eine andere herkömmliche Verstärkungsregelungsschaltung, die an Stelle der Diode 26 einen Transistor aufweist.

Fig. 2 zeigt eine erste Ausführungsform eines Verstärkers mit einer automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 40. Es ist hier anzumerken, daß der Verstärker 11 eine Impedanz (enthalten im Verstärker 11) zwischen dem Ausgangsanschluß 17 und dem zweiten Anschluß 13 aufweist. Das verstärkte Ausgangssignal wird an der Impedanz mit zugehöriger Gleichstromkomponente erzeugt, wenn das Eingangssignal IN dem Verstärker 11 zugeführt wird.

Die Schaltung sowie ihre Wirkungsweise wird nun anhand von Fig. 2 und 3 näher beschrieben. Die Verstärkungsregelungsschaltung 40 weist eine erste und zweite Schaltung 41 und 42 auf, die direkt mit dem Ausgangsanschluß 17 verbunden und zwischen dem ersten und zweiten Anschluß 12 und 13 geschaltet sind. Die erste Schaltung 41 weist eine erste Gleichspannung V _1R und die zweite Schaltung 42 eine zweite Gleichspannung V _2R auf. Bei dieser Ausführungsform ist die erste Gleichspannung V _1R größer als die zweite Gleichspannung V _2R . Die erste Schaltung 41 dient zur Überlagerung des verstärkten Ausgangssignals OUT über der ersten Gleichspannung V _1R , um eine erste Signalspannung FS zu erzeugen, die entsprechend dem verstärkten Ausgangssignal OUT veränderbar ist. Die zweite Schaltung 42 dient zur Durchführung einer Hüllkurven-Detektion oder -Demodulation des verstärkten Ausgangssignals OUT, um eine zweite Signalspannung in Abhängigkeit vom verstärkten Ausgangssignal zu erzeugen. Dabei wird die zweite Signalspannung durch die zweite Gleichspannung V _2R relativ zur ersten Gleichspannung V _1R verschoben. Praktisch weisen die erste und zweite Gleichspannung V _1R und V _2R eine Differenz von etwa 2 V auf. Unter diesen Umständen ist die zweite Signalspannung SS während diskreter Zeitintervalle t₁-t₂ und t₃-t₄, die in Fig. 3 unten gekennzeichnet sind, größer als die erste. Die diskreten Zeitintervalle werden länger, wenn das verstärkte Ausgangssignal OUT in der Amplitude zunimmt.

Die Verstärkungsregelungsschaltung 40 weist weiterhin eine dritte Schaltung 43 zum Vergleich des ersten Signals FS mit dem zweiten Signal SS auf, um ein Impulssignal PS während der diskreten Zeitintervalle zu erzeugen. Das Impulssignal PS wird von der dritten Schaltung 43 einer vierten Schaltung 44 zur Glättung zugeführt. Die dritte Schaltung 43 weist einen ersten Transistor 46 vom NPN-Typ, dessen Basis das erste Signal FS zugeführt wird und dessen Kollektor mit der ersten Klemme 12 verbunden ist, und einen zweiten Transistor 47 vom NPN-Typ auf, dessen Basis das zweite Signal SS zugeführt wird und dessen Emitter mit dem Emitter des ersten Transistors 46 verbunden ist. Die dritte Schaltung 43 weist weiterhin eine Konstantstromschaltung 48 zwischen einem Verbindungspunkt 49 der Emitter der Transistoren 46 und 47 und der zweiten Klemme 13 auf. Die Konstantstromschaltung 48 bewirkt, daß ein Konstantstom I₀ durch den ersten Transistor 46 während der Zeit fließt, in der die erste Signalspannung größer ist als die zweite Signalspannung. Zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors 47 und der ersten Klemme 12 ist eine Signalzuführungsschaltung geschaltet. Diese weist eine Diode 52 zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors 47 und dem ersten Anschluß 12 und einen dritten Transistor 53 vom PNP-Typ auf, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors 47, dessen Emitter mit dem ersten Anschluß 12 und dessen Kollektor mit der vierten Schaltung 44 verbunden sind. Wenn die zweite Signalspannung größer ist als die erste Signalspannung, wird der dritte Transistor 53 leitend. Dies hat zur Folge, daß der Konstantstrom I₀ eher durch die Diode 52, den zweiten Transistor 47 und die Konstantstromschaltung 48 fließt als durch den ersten Transistor 46, um der vierten Schaltung 44 das Impulssignal PS zuzuführen. Der vierte Abschnitt 44 weist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 56 und einem Kondensator 57 zwischen dem Kollektor des dritten Transistors 53 und dem zweiten Anschluß 13 auf, um das Impulssignal PS zu glätten oder gleichzurichten und ein geglättetes Signal dem Transistor 39 zuzuführen. Das geglättete Signal dient zur Änderung der Emitter-Kollektor-Impedanz des Transistors 39, wie es bereits anhand der herkömmlichen Schaltung 10 nach Fig. 1 beschrieben wurde. Das Verstärkungsregelungssignal GC ändert sich in Abhängigkeit von der Veränderung dieser Impedanz.

Die erste Schaltung 41 weist einen Transistor 61 vom NPN-Typ auf, dessen Basis mit dem Ausgangsanschluß 17, dessen Emitter mit der Basis des ersten Transistors 46 und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß 12 verbunden sind. Zwischen dem Emitter des Transistors 61 und dem zweiten Anschluß 13 ist ein Widerstand 63 geschaltet. Vorzugsweise beträgt der Widerstandswert R₀ des Widerstands 63 etwa 8 kΩ. Der Transistor 61 wird leitend gehalten unabhängig davon, ob ein verstärktes Ausgangssignal OUT vorliegt oder nicht. Beim Fehlen des verstärkten Ausgangssignals OUT weist damit der Transistor 61 die erste Gleichspannung V _1R auf. Die erste Schaltung 41 dient als Emitterfolger. In anderen Worten, dem Emitter des ersten Transistors 61 wird das erste Signal FS zugeführt, in dem das verstärkte Ausgangssignals OUT mit der ersten Gleichspannung V _1R überlagert ist. Daraus ist zu verstehen, daß die Emitterfolgerschaltung dazu dient, das verstärkte Ausgangssignal mit der ersten Gleichspannung V _1R zu überlagern und das erste Signal FS zu erzeugen.

Die zweite Schaltung 42 weist einen Transistor 64 vom NPN-Typ auf, dessen Basis mit der Ausdgangsklemme 17 und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß 12 verbunden ist. Zwischen dem Emitter des Transistors 64 und dem zweiten Anschluß 13 ist ein Kondensator 65 geschaltet. Eine Reihenschaltung aus erstem und zweitem Widerstand 66 und 67 ist zwischen dem Emitter des Transistors 64 und dem zweiten Anschluß 13 geschaltet, wobei der Verbindungspunkt 68 der beiden Widerstände 66 und 67 mit der Basis des zweiten Transistors 47 verbunden ist. Vorzugsweise weist der Kondensator 65 eine Kapazität von 0,01 µF, der erste Widerstand 66 einen Widerstandswert R₁ von etwa 5 KΩ und der zweite Widerstand 67 einen Widerstandswert R₂ von 28 kΩ auf. Der Transistor 64 wird leitend gehalten, unabhängig davon, ob das verstärkte Ausgangssignal OUT auftritt oder nicht. Da die zweite Gleichspannung V _2R durch das Fehlen des verstärkten Ausgangssignals OUT durch den Spannungsabfall am zweiten Widerstand 67 bestimmt wird, ist die zweite Gleichspannung V _2R kleiner als die erste Gleichspannung V _1R . Wenn das verstärkte Ausgangssignal OUT dem Transistor 64 zugeführt wird, wird es durch die zweite Schaltung 42 einer Hüllkurvendetektion bzw. -demodulation unterzogen, um am Verbindungspunkt 68 die zweite Signalspannung SS zu liefern, die durch eine Summe der zweiten Gleichspannung V _2R und eines Signals gegeben ist, das von der Hüllkurvendetektion resultiert.

Wenn das dem Verstärker 11 zugeführte Eingangssignal IN einer Amplitudenmodulation mit amplitudenmoduliertem Träger durch ein Modulationssignal unterzogen wird, so ermöglicht die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 40 eine Gewinnung des amplitudenmodulierten Trägers und des Modulationssignals als erstes bzw. zweites Signal FS bzw. SS, und zwar am Emitter des Transistors 61 der ersten Schaltung 41 bzw. am Emitter des Transistors 64 der zweiten Schaltung 42. Sowohl der abgeleitete Träger als auch das abgeleitete Modulationssignal werden durch die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 40 einer automatischen Verstärkungsregelung unterzogen.

Bei der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 40 ist die Verwendung des in Fig. 1 dargestellten Kopplungskondensators 24 nicht erforderlich. Dies rührt daher, daß es bei der Konzeption der Schaltung 40 möglich ist, Veränderungen der Emitterpotentiale der Transistoren 61 und 64 bis auf ±1 V zu vermindern und zwar selbst dann, wenn die an dem ersten und zweiten Anschluß 12 und 13 anliegende Quellenspannung V _cc veränderlich ist.

Darüberhinaus ist es mit der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung 40, die den Emitterwiderstand 63 des ersten Abschnitts 41 und den ersten und zweiten Widerstand 66 und 67 des zweiten Abschnitts 42 aufweist, möglich, die nachteiligen Auswirkungen zu vermindern, die sonst von der Veränderung der Quellenspannung V _cc resultieren, wie es im nachfolgenden beschrieben wird. Die Differenz V _t zwischen der ersten und zweiten Gleichspannung V _1R und V _2R ist gegeben durch:

V _t =V _1R -V _2R (1)

Der Einfachheit halber soll der Widerstandswert R₀ des Widerstands 63 gleich der Summe des Widerstandswertes R₁ des ersten Widerstands 66 und des Widerstandswerts R₂ des zweiten Widerstands 67 sein. Unter dieser Annahme ergibt sich aus Gleichung 1:

V _t =V _1R [1-R₂/(R₁+R₂)]
=V _1R · R₁/(R₁+R₂). (2)

Nach Gleichung 2 ist eine Veränderung Δ V _t der Differenz V _t gegeben durch:

Δ V _t =Δ V _1R · R₁/(R₁+R₂) (3)

wobei Δ V _1R eine Veränderung der ersten Gleichspannung V _1R darstellt. Üblicherweise ist der Faktor R₁/(R₁+R₂) in Gleichung 3 kleiner als ein Sechstel. Damit ist die Veränderung Δ V _t vernachlässigbar. Tatsächlich gilt die Gleichung 3 annähernd auch dann, wenn der Widerstandwert R₀ von der Summe der Widerstandswerte R₁ und R₂ verschieden ist, da die Veränderung Δ V _1R der ersten Gleichspannung V _1R sehr klein ist. Darüberhinaus ist die Differenz V _t aufgrund der Differenzschaltung des ersten und Transistors 46 und 47 praktisch unveränderbar. Daraus folgt, daß der Kopplungskondensator 24 unnötig ist.

In Fig. 4 ist auf der Abszisse der Eingangspegel des Eingangssignals IN in dBµ (Dezibel bezogen auf 1 µW) und auf der Ordinate der Ausgangspegel jeweils vom ersten und zweiten Signal FS und SS in dBm (Dezibel bezogen auf 1 mW) aufgetragen. Die erfindungsgemäße automatische Verstärkungsregelungsschaltung 40 ist durch die Eingangs-Ausgangs-Kennlinien der ersten und zweiten Kurve 70 und 75 für das erste bzw. zweite Signal FS bzw. SS gekennzeichnet. Aus den Kurven 70 und 75 ist ersichtlich, daß die Ausgangspegel des ersten und zweiten Signals FS und SS konstant gehalten werden, nachdem der Eingangspegel einen vorbestimmten Pegel von beispielsweise etwa 60 dBµ erreicht hat. Bei dem in Fig. 4 dargestellten Beispiel würde ein Eingangssignal IN mit dem Modulationsfaktor von 80% verwendet, das den Träger von 455 kHz und das Modulationssignal von 1 kHz einschließt.

In Fig. 5 ist auf der Abszisse die Umgebungstemperatur und auf der Ordinate der Ausgangspegel des ersten Signals FS bzw. des am Emitter des Transistors 61 auftretenden Trägers aufgetragen. Dabei ist mit 80 die Temperaturkennlinie der erfindungsgemäßen automatischen Verstärkungsregelungsschaltung und mit 85 die Temperaturkennlinie der herkömmlichen Schaltung nach Fig. 1 gekennzeichnet. Die Kurve 80 ist über einen weiten Temperaturbereich hinweg im wesentlichen konstant, während die Kurve 85 bei zunehmender Temperatur abfällt. Daraus ist leicht ersichtlich, daß die erfindungsgemäße Schaltung eine geringe Temperaturabhängigkeit aufweist.

Die Erfindung ist unabhängig von dem in der erläuterten Ausführungsform gezeigten Transistor-Typ. So können beispielsweise die Transistoren 46, 47, 61 und 64 vom PNP-Typ und der Transistor 53 vom NPN-Typ sein. In diesem Fall sollte an dem ersten Anschluß 12 eine negative Spannung anliegen. Dann ist die erste Gleichspannung V _1R kleiner als die zweite Gleichspannung V _2R .

Claims (5)

1. Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung mit einem Regelkreis aus einem Dämpfungsglied und einer Regelspannungserzeugungsschaltung, die die Regelspannung aus der Verstärkerausgangsspannung ableitet, dadurch gekennzeichnet, daß er aufweist:

• - eine erste Schaltung (41), in der das verstärkte Signal einer ersten Gleichspannung (V _1R ) zur Bildung einer ersten Signalspannung (FS) überlagert wird,
• - eine zweite Schaltung (42), in der das verstärkte Signal einer zweiten Gleichspannung (V _2R ) überlagert und zur Bildung einer zweiten Signalspannung (SS) einer Hüllkurvendetektion ausgesetzt wird, wobei die zweite Gleichspannung (V _2R ) kleiner als die erste (V _1R ) ist,
• - eine dritte Schaltung (43) zum Vergleich der ersten und zweiten Signalspannungen (FS, SS), die pulsförmige Signale PS) während der Zeitintervalle abgibt, während der die zweite Signalspannung (SS) größer ist als die erste (FS), und
• - eine vierte Schaltung (44) zum Glätten der pulsförmigen Signale (PS) und zum Erzeugen der Regelspannung (GC).

2. Verstärker nach Anspruch 1, der einen ersten und zweiten Anschluß aufweist, an denen die Spannungsversorgung anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltung (43) aufweist:

• - einen ersten Transistor (46) vom NPN-Typ, dessen Basis das erste Signal (FS) zugeführt wird und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß (12) verbunden ist,
• - einen zweiten Transistor (47) vom NPN-Typ, dessen Basis das zweite Signal (SS) zugeführt wird und dessen Emitter mit dem Emitter des ersten Transistors (46) verbunden ist,
• - eine Konstantstromquelle (48) zwischen einem Verbindungspunkt der Emitter der ersten und zweiten Transistoren (46, 47) mit dem zweiten Anschluß (13) zur Erzeugung eines ersten Stromes (I₀), der durch den ersten Transitor (46) hindurchfließt, wenn die erste Signalspannung (FS) größer ist als die zweite Signalspannung (SS), und
• - eine zwischen Kollektor des zweiten Transistors (47) und erstem Anschluß (12) geschaltete Signalzuführungsschaltung (52, 53) zur Erzeugung eines zweiten Stromes, der durch den zweiten Transistors (47) und die Konstantstromschaltung (48) fließt, wenn die zweite Signalspannung (SS) größer als die erste Signalspannung (FS), wobei die Signalzuführungsschaltung (52, 53) dadurch das pulsförmige Signal (PS) erzeugt und der zweite Strom im wesentlichen gleich dem ersten Strom ist.

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalzuführungsschaltung aufweist:

• - eine zwischen erster Klemme (12) und Kollektor des zweiten Transistors (47) geschaltete Diode (52) und
• - einen dritten Transistor (53) vom PNP-Typ, dessen Emitter mit dem ersten Anschluß (12), dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors (47) und dessen Kollektor mit der vierten Schaltung (44) verbunden ist.

4. Verstärker nach Anspruch 2 oder 3, der eine Impedanz zwischen erstem und zweitem Anschluß aufweist und bei dem das verstärkte Ausgangssignal an dieser Impedanz erzeugt wird, wenn das Eingangssignal dem Verstärker zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (41) aufweist:

• - einen Transistor (61) vom NPN-Typ, dessen Basis mit der Ausgangsimpedanz, dessen Emitter mit der Basis des ersten Transistors (46) und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß (12) verbunden sind, und
• - einen zwischen Emitter des Transistors (61) der ersten Schaltung (41) und dem zweiten Anschluß (13) geschalteten Widerstand (63),
• - wobei der Transistor (61) der ersten Schaltung (41) unabhängig vom Auftreten oder Nichtauftreten des verstärkten Ausgangssignals (OUT) leitend gemacht wird, so daß beim Nichtauftreten des verstärkten Ausgangssignals (OUT) am Widerstand (63) die erste Gleichspannung (V _1R ) ausgebildet wird.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung (42) aufweist:

• - einen Transistor (64 vom NPN-Typ, dessen Basis mit der Ausgangsimpedanz und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß (13) verbunden sind,
• - einen zwischen Emitter des Transistors (64) der zweiten Schaltung (42) und zweitem Anschluß (13) geschalteten Kondensator (65) und
• - eine Reihenschaltung aus erstem und zweitem Widerstand (66, 67) zwischen dem Emitter des Transistors (64) der zweiten Schaltung (42) und dem zweiten Anschluß (13), wobei der Verbindungspunkt (68) von erstem und zweitem Widerstand (66, 67) mit der Basis des zweiten Transistors (47) verbunden ist und
• - der Transistor (64) der zweiten Schaltung (42) unabhängig vom Auftreten oder Nichtauftreten des verstärkten Ausgangssignals (OUT) leitend gemacht wird, so daß bei Nichtauftreten des verstärkten Ausgangssignals (OUT) am zweiten Widerstand (67) die zweite Gleichspannung (V _{2 R} ) ausgebildet wird.