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Schaltung zur Speisung der thermischen Ab-
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bildung eines elektrischen Betriebsmittels
Schaltung
zur Speisung der thermischen Abbildung eines elek-trischen Betriebsmittels ~, ~
.1 Es sind - meist als thermische Abbildungen bezeichnete - Schaltungen bekannt,
welche vor allem als Steuerorgane für Schutzeinrichtungen von Betriebsmitteln, wie
insbesondere Motoren und auch Transformatoren oder Kabeln verwendet werden. Dabei
weist das Abbild Kondensatoren auf, die mit Ladeströmen geladen werden, deren Stärke
sich eine Funktion der Betriebsmittelverluste sind, und/über Widerstände entladen,
welche die entsprechenden Wärmewiderstände des Betriebsmittels nachbilden. Der technisch
wichtigste und vielfach einzig vorgesehene Ladestrom ist im allgemeinen proportional
zum Quadrat der Betriebsstromstärke. Bei Verwendung zweier KC-Glieder (z.B.
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zum Schutz von rotierenden Maschinen oder Transformatoren), von denen
die Kapazität des ersten die Kupfer-Wärmekapazität
und diejenige
des zweiten die Eisen-Wärmekapazität des Betriebsmittels nachbildet, kann dessen
thermisches Verhalten für viele Betriebsbedingungen genau genug simuliert werden,
um die Auslösung eines nachgeschalteten Schutzrelaist zuverlässig zu steuern. Solch
eine Schaltung ist insbesondere in der D Patentanmeldung P 28 44 706.5 vom 13 .
in.1978 beschrieben.
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Es gibt aber Fälle, in denen - beispielsweise infolge unsymmetrischer
Belastung des Netzes, oder gar völligem Ausfall einer Phase bei Drehstrom - die
einzelnen Betriebsströme ungleich und ihre gegenseitigen Phasenverschiebungen verschieden
gross werden. Dies hat z.B. bei einer Drehstrommaschine zur Folge, dass kein Kreisdrehfeld,
sondern ein elliptisches Drehfeld erzeugt wird. Dieses entspricht zwei entgegengesetzt
umlaufenden Drehfeldern, welchen je ein symmetrischer Drehstrom zugeordnet werden
kann, ein Vorgehen, das als Zerlegung eines asymmetrischen Drehstromsystems in seine
symmetrischen Komponenten bezeichnet wird. Diese werden als mitläufige, beziehungsweise
gegenläufige Komponenten bezeichnet, wobei letztere offensichtlich zusätzliche Verluste
und Drehmomente erzeugenswas zu vermehrter Erwärmung der Maschine führt. Es ist
ein Ziel der Erfindung, eine Speiseschaltung für das thermische
Abbild
vorzuschlagen, welche, bei vertretbarem Schaltungsaufwand, einen Kondensator-Ladestrom
liefert, der auch die durch Asymmetrie in der Stromaufnahme des Betriebsmittels
bewirkte Wärmeentwicklung in demselben berücksichtigt.
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Zu diesem Zweck ist die erfindungsgemässe Schaltung zur Speisung
des thermischen Abbildes eine elektrischen Betriebsmittels, dessen Erwärmung im
Abbild durch eine von der Stromaufnahme des Betriebsmittels gesteuerten Aufladung
mindestens eines Kondensators simuliert wird, gekennzeichnet durch mindestens einen
Stromeinspeisekreis zur Erzeugung eines Kondensator-Aufladestromes, welcher mit
dem Verhältnis der gegenläufigen Komponente zur mitläufigen Komponente der Stromaufnahme
ansteigt.
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Im folgenden soll die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen
und der Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigt: Fig. 1 eine Schaltung zur Erfassung
der Stromaufnahme eines Motors, Fig. 2 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemässen
Asymmetrieerfassungsschaltung, Fig. 3 eine Darstellung eines asymmetrischen Drehfeldes,
Fig. 4
für verschiedene Werte des Parameters
Fig. 5 ein Blockdiagramm einer
zweiten Ausführungsform der erfindungsgemässen Asymmetrieerfassungsschaltung, Fig.
6 a ein teilweises Schaltbild derselben, Fig. 6 b einen Ausschnitt aus einer möglichen
Variante des Schaltbildes der Fig. 6a, Fig. 7 ein Zeitdiagramm der Signale im Teil
W der Fig. 6a, Fig. 8 den Zusammenhang zwischen Asymmetrie der Stromaufnahme und
Impulsbreite T am Ausgang von W.
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Es seien mit I1, I2, I3 die Phasenströme des asymmetrischen Drehstromsystem,
und mit IM, IG, I dessen symmetrische Komponenten bezeichnet, wobei IM das Mitsystem,
IG das Gegensystem I0 das Nullsystem bezeichnen.
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Dann gilt die Beziehung:
| 1M 1 a a2 11 |
| 2 1 |
| IG 1 1 a a 2 |
| (1) |
| I0 1 1 1 I3 |
mit:
Bei den folgenden Betrachtungen soll zur Vereinfachung
angenommen
werden, dass kein stromführender Nullleiter vorliegt, d.h. dass: I1 + 12 + 13 :0
Grundsätzlich kann der zur Berücksichtigur.g der Asymmetrie notwendige Betrag von
1G aus den Werten der Phasenverschiebungen und der Amplituden berechnet, und daher
auch aufgrund dieser Grössen mit einer Analogschaltung simuliert werden.
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Eine sehr wirtschaftliche Lösung mit für die gegebenen Anwendung
ausreichender Genauigkeit ergibt sich, wenn zur Bestimmung der Grösse des Gegensystems
entweder nur die Winkelabweichungen oder nur die Amplitudenabweichungen herangezogen
werden.
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Bei Benutzung der Winkelabweichungen kann mittels einer PLL ein Referenzsignal
dreifacher Betriebsfrequenz erzeugt werden dass die Soll-Lage dcr Nulldurchgänge
angibt.
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Durch Auswertung der Impulse am Phasenkomparator-Ausgang kann ein
dem Gegensystem mit für die gegebene Anwendung ge-..
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nügender Genauigkeit proportionales Signal gewonnen werden.
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Fig. 1 zeigt eine Form der Abnahme der die Simulier-Schaltung steuernden
Messströme am Eingang eines Drehstrommotors.
Diese Ströme werden
an die Klemmen 1 2 3 der Schaltung der Figur 2 geführt, welche an ihrem Ausgang
P5 ein die Asymmetrie kennzeichnendes Signal liefert.
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Eine bevorzugte, nachstehend beschriebene Ausführungsform der Erfindung
stützt sich ausschliesslich auf der aus den Amplituden der Stromaufnahme am Eingang
des Betriebsmittels gewinnbaren Information, um ein den Asymmetriegrad kennzeichnendes
Signal zu erzeugen.
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Mit: a = ej 2#/3 gilt:
| 11 1 1 1 1M |
| I2 = a2 a 1 . IG |
| I3 a a2 1 I0 (2) |
Wegen I0 = 0 folgt:
1 M IM + I2 = a2 IM + IG (4) I3 =a IM + a 1
(5) und:
Unter Verwendung der normierten Stromwerte
ist es möglich, ein nur von den Stromamplituden abhängiges Mass des Asymmetriegrades
aufzustellen, welches insbesondere bei kleinen Werten weitgehend linear mit dem
Asymmetrie-Faktor
verläuft. Dieses Mass ist folgendermassen definiert:
max (IK) -
min (IK ) f= K = 1, 2, 3 Imittel wobei der Wert von 1mittel aus dem gefilterten
Signal eines 3-phasen Gleichrichters gewonnen wird, unter der Annahme, es sei für
kleine Asymmetrien etwa gleich 1M Figur 4 illustriert den Zusammenhang zwischen
f und der effektiven Asymmetrie für verschiedene Werte von tt. Die Linearität zwischen
f und IG ist offensichtlich sehr zufriedenstellend.
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IM Figur 5 zeigt ein Blockdiagramm und Figur 6a das Schaltschema
einer auf der Bestimmung von f als Mass der Asymmetrie beruhenden Schaltung. Es
bezeichnen U und -U v v durchwegs die positive, beziehungsweise negative Speisespannung
der Verstärker. Eingangsseitig werden zur Bestimmung der Amplitudenwerte der einzelnen
Phasen anstelle spezieller und aufwendiger Spitzenwert-Detektoren, die Tiefpass-Filter
TF verwendet. Deren Kapazität laden sich auf ein Potential auf, das dem Maximalwert
der einweggleicherichteten Schwlngung der jeweiligen Phase proportional ist. Mit
den nachgeschalteten Dioden des Schaltungsteils Q werden die gesuch-und minimum
ten Extremwerte der Amplituden (maximuiW bestimmt, welche durch den Differenzverstärker
Op4 subtrahiert werden. Die Empfindlichkeit der Schaltung wird durch die Trimm-Potentiometer
T>i>
Pl, Pz, P3 bestimmt, deren grösstmögliche Widerstandswerte im wesentlichen durch
die eingangsseitigen Stromwandler bestimmt sind. Am Ausgang des Differenzverstärkers
OP4 ist ein Trimmer P4 zur Nullpunktseinstellung und Kompensation der Tlussspannungen
der Dioden des vorgeschalteten Schaltungsteiles Q vorgesehen, während der Transistor
T2 zuzusammen mit einem -- nicht gezeigten - Nullstrom-Detektor die Aufgabe hat,
bei abgeschaltetem Motor VE = VR zu sichern und damit in diesem Betriebszustand
den Ausgang zu blockieren. Die dem Differenzverstärker nachgeschaltete Signalverarbeitungseinheit
W, mit den Verstärkern OP5, OP6 und OP7, bildet einen Spannungs-Impulsbroite-Wandler,
an dessen Ausgang & Impulse mit einer im wesentlichen zum Asymmetrie-Faktor
proportionalen Breite erhalten werden. Die Funktionsweise dieses Wandlers geht aus
den Zeitdiagramm der Fig. 7 hervor, während Fig. 8 die Impulsbreite in Funktion
des Asymmetriegrades der Stromaufnahme durch den Motor veranschaulicht.
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In Figur 7 ist der zeitliche Verlauf der Signale in den Punkten α,γ,#
und # des Wandlers W des Schaltbildes -der Fig. 6a durch gleichnamige Kurven veranschaulicht.
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das Anhand dieses Schaltbildes soll das Zustandekommen der Signale
nunmehr
erläutert werden.
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Am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP5 liegt
eine, von einem 3-phasigen Wandleranschluss gelieferte, zum gesamten Motorstrom
proportionala Gleichspannung UM, während das am Ausgang des Wandlers W auftretende
Rechtecksignal g die Rückkoppelung des Operationsverstärkers OP5 steuert. Durch
die über einen Widerstand am nicht-invertierenden Eingang von OP5 liegende Referenzspannung
UR wird die Basis der Sägezahn-Signalsß am Ausgang von OP5 festgelegt, während der
durch die Dimensionierung des Rückkoppelungskreises bestimmte Anstieg des Sägezahnes
proportional zu UM, und in Fig. 7 als KUM bezeichnet ist. Das Sägezahnsignal wird
dem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP6 zugeführt an dessen
invertierendem @@@@ Eingang eine mit α bezeichnete, zur gegenläufigen Komponente
proportionale Spannung UG anliegt. Bei Ueberschneidung der Signale α und ßtritt
am Ausgang von OP6 ein periodisches Rechtecksignal der Höhe UH auf, dessen breite
linear vor UM UHR abhngt (siehe Figur 7). Dadurch wird der Kondensator Cw aufgeladen,
dessen eine Klemme auf einer um einen festen Wert>beispielsweise 15V , unterhalb
der Referenzspannung UR liegenden Spannung -UV gehalten wird.
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Dieser Kondensator Cw wird also während des Rechteck-Impulses von
schnell aufgeladen und in der übrigen Zeit entladen, so dass an seiner anderen Klemme
das Signal 6 der Figur 7 auftritt. Dieses wird dem invertierenden Eingang eines
- als Komparator mit Hysterese geschalteten - Operationsverstärkers OP7 zugeführt,
dessen nicht-invertierender Eingang daher an einem zwischen seinem Ausgang und der
Referenzspannung UR liegenden Spannungsteiler angeschlossen ist. Zur Vereinfachung
der Darstellung sei angenommen, dass dieser 1:1 teile. Dann erhält man am Ausgang
des Wandlers W das mitibezeichnete, periodische Rechtecksignal der Figur 7, welches
wie gewünscht während einer zu
proportionalen Zeit auf der höheren seiner beiden Spannungen steht, und mit welchem
der Transistor S gesteuert wird. Ausserdem wird die Periodizität dieses Signals
wie erwähntdurch Rückkoppelung zum Takten des ganzen Wandlers verwendet.-
Fig.
6b zeigt eine zur schnellen Aufladung des Kondensators Cw der Fig. 6a geeignete
Variante des die Verstärker OP6 und OP7 umfassenden Schaltungsteils.
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Zur Simulierung der durch die Asymmetrie am meisten beeinflussten
Wärmequelle im Motor, ist vorzugsweise die Bildung eines Kondensator-Aufladestromes
I der Form I = K1 IG2 + K2 IM2 (9) erwünscht, wobei K1 und K2 wählbare Konstanten
sind.
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Um zur Erzeugung des durch Formel (9) definierten Stromverlaufes schon
existierende Standard-Schaltungen verwenden zu könnent wird mit dem als Impuls-Amplitude-Modulator
wirkenden FET-Transistor 5 (Fig. 6a) zunächs' ein zu
proportionales Signal gebildet, wobei der als Spannungstilger wirkende Verstärker
OP8 der Unterdrückung von Drift und Welligkeit dient.
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Auf dem Blockdiagramm der Fig. 5 ist schliesslich noch angedeutet,
wie das am Ausgang Z der Fig. 6a erhaltene Signal eineM Eingang einer bekannten
thermischen Simulierschaltung (wie etwa der in erwähnter Schweizer Patentanmeldung
Nr. 1245/78-6 beschriebenen) zugeführt werden kann, um dort mit einem zu IM proportionalen
Strom addiert zu werden,
wonach aus dieser Summe - unter Verwendung
des in der Simulierschaltung eingangsseitig vorhandenen, aus Spannungs-Strom-Wandler
und Integrator bestehenden Multiplikators M -ein Kondensatorladestrom der in Gleichung
(9) festgelegten Form erzeugt wird. Dieser Strom kann beispielsweise in den die
Kupfer-Erwärmung des Motors simulierenden Kondensator des in der Simulierschaltung
vorhandenen Abbildes L eingespiesen werden.