DE2846940C2

DE2846940C2 - Verstärkerschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE2846940C2
Application number: DE2846940A
Authority: DE
Inventors: Patrick Allen Aloha Oreg. Quinn
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1977-10-31
Filing date: 1978-10-27
Publication date: 1982-06-24
Also published as: GB1572079A; NL174790C; NL174790B; FR2407605A1; US4146844A; NL7810690A; DE2846940A1; JPS5718366B2; FR2407605B1; CA1124803A; JPS5467745A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärker-

coholtnniTCQnQrHniincr rnit e!ⁿenl Gin E!n^£72^Tl^CTSS!^iTP^a^

aufnehmenden und ein verstärktes Signal liefernden Hauptverstärkerkanal in Form eines ersten Halbleiter-Verstärkers, mit einem an den ersten Halbleiterverstärker angekoppelten Geradeauskanal in Form eines zweiten Halbleiterverstärkers zur Erfassung einer durch den Hauptverstä>kerkanal verursachten Verzerrung sowie zur Erzeugung eines Κοπ-ektursignals und mit einem das verstärkte Signal und das Korrektursignal summierenden Knoten zur Erzeugung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals.

Die zwei Hauptgründe für Fehler in Verstärkern sind Nichtlinearitäten sowie Verzerrungen auf Grund von thermischen Effekten. Diese Mechanismen, welche zu unerwünschten Nichtlinearitäten in Verstärkercharaktenstiken führen, sind durch die grundlegenden physikalischen Eigenschaften von Halbleiter-pi-Übergangen bedingt. Signalamphtudenfehler in einem unkompensierten Breitbaridvers»^;rker. können bis zu 10% betragen. Bei Einbau in die Schaltung von komplexen Kompensationsnetzwerken sind jedoch komplizierte Meßinstrumente realisierbar, deren Nenn-Verstärkergenauigkeit im Bereich von 1 bis 3% liegt.

Für viele Anwendungsfälle, insbesondere bei Meßinstrumenten, sind Verstärker mit einem hohen Genauigkeitsgrad von beispielsweise 0.01 bis 0,1% erforderlich. Eine bekannte Möglichkeit zur Reduzierung von Verstärkerfehlern besteht in der Anwendung von Rückkopplungstechniken, wie sie beispielsweise in der DE-AS 27 05 519 beschrieben sind. In Rückkopplungsverstärkern werden die Ausgangssignale auf den Eingang rückgekoppelt, so daß L.ineantätsfehler und durch thermische f-.ffekte bedingte Verzerrungen in einem wesentlichen Maß kompensiert werden Es ist zwar möglich. Rückkopplungsverstärker mit sehr hoher Genauigkeit zu realisieren. Derartige hochgenaue Rückkopplungsverstärker eignen sich jedoch nur für sehr kleine Arbeitsfrequenzpn. wobei sich für eine hochgenaue breitbandige Signalverstärkung zahlreiche Beschränkungen ergeben. Beispielsweise ist mit zunehmender Frequenz eine geeignete Bedämpfung nur schwer zu realisieren. Weiterhin bewirken kleine Zeilverzögerungen in der Rückkopplungsschleife eine Phasenverschiebung des Ausgangssignals in bezug auf das Eingangssignal, Eine derartige mit wachsender Frequenz zunehmende Phasenverzerrung beeinflußt die Verstärkergenauigkeit entsprechend nachteilig. Wäh-

rend bestimmte Operationsverstärker breitbandig bis beispielsweise zu einigen 100 MHz arbeiten können, besitzen Gleichspannungs-Operationsverstärker mit einer Genauigkeit im Bereich von 0,001 bis 0,01% eine maximale effektive Bandbreite von Gleichspannung bis zu lediglich 20 oder 50 kHz, wobei die Genauigkeit bei höheren Frequenzen stark abnimmt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine hochgenaue Verstärkerschaltungsanordnung anzugehen, in der Transistor-Nichtlineantäten und durch thermische Effekte bedingte Verzerrungen ohne Phasenverzerrung kompensierbar sind.

Die Verstärkerschaltungsanordnung soll dabei bei einfachem Aufbau mit wenigen Schaltungskomponenten eine Genauigkeit in einem Bereich von 0,001 bis 0,1% und einen Frequenzbereich von Gieichspannung bis etwa 500 MHz besitzen.

Diese Aufgabe wird bei einer Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Hauptverstärkerkanal durch ein erstes emittergekoppeltes Transistorpaar gebildet ist, daß der Geradeauskana! durch ein zweites, die Verzerrungssignale aufnehmendes und aus diesen ein Kor /ektursignal erzeugendes emittergekoppeltes Transistorpaar gebildet ist, und daß die Kollektoren des ersten und zweiten emittergekoppelten Transistorpaars zur Bildung des Knotens derart gekoppelt sind, daß sich eine algebraische Summation des Korrektursignals und des verstärkten Signals zur Bildung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals ergibt.

Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung kommt zur Realisierung einer Korrektur erster Ordnung der Verstärkerverzerrung eine Geradeausverstärker-Technik zur Anwendung. Der an den Hauptverstärkerkanal angekoppelte Korrektor Geradeauskanal erfaßt Basis-Emitter-Verzerrungen im Hauptverstärkerkanal und erzeugt e.i Fehlersignal, das zur Kompensation von Verzerrungen im Ausgangssignal des Hauptverstärkerkanals diesem Ausgangssignal im Ausgangsknoten überlagert wird.

Bei ein r Ausführungsform als Differenzverstärker-Schaltungsanordnung enthält ein Hauptverstärker ein erstes Emitter-gekoppeltes Transistorpaar, dem an den Basen ein Differenzsignal eingespeist wird. Die entsprechenden Basen eines Korrekturverstärkers in Form eines zweiten Emitter-gekoppelten Transistorpaars sii.d an die Emitter des ei sten Transistorpaars angekoppelt Die entsprechenden Kollektoren des zweiten Transistorpaars sind, wie aus der DE-AS 19 03 913 an sich bekannt, mit den Kollektoren des ersten Transistorpaars !creuzgekoppelt um ein Paar von summierenden Ausgangsknoten zu bilden. Eine derartige Scha.iUngskonfiguniiion stellt eine von Hause aus stabile Geradeausversiärkerschaltung dar. in welcher der Korrekturverstärker die Basis Emitter-Signalverzerrung des Hauptverslärkers erfaßt und ein Fehlerkorrektursignal in die Ausgangsknoten einspeist, um ein fehlerfreies Differenzausgangssignal zu erzeugen. Auf diese Weise werden durch Transistor-Nichtlinearitäten und thermische Effekte hervorgerufene Fehler korrigiert. Im gesamten Frequenzbereich von Gleichspan niing bis etwa 200 MHz ist eine Genauigkeit von 0,01 bis 0,1% realisierbar.

Andere Ausführungsformen der Verstärkerschal· tungsanordnung unter Ausnutzung einer Geradeäusverstärker-Technik enthalten einen schnellen, bis oberhalb 500 MHz arbeitenden Cascade-Differenzverstärker sowie eine differentieil ingepaßte Konstantstromquelle.

Weitere Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung mit einem Geradeaus-Korrekturkanal,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung in Form eines Differenzverstärkers mit einem Geradeaus-Korrekturkanal,

F i g. 3A ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Geradeaus-Differenzverstärkers,

F i g. 3B ein eine Transistorcharakteristik nachbildendes Netzwerk, das in die Schaltung nach Fig.3A eingeschaltet werden kann,

Fig.3C eine andere Ausführungsform eines eine Transistorcharakteristik nachbildenden Netzwerkes, das in die Schaltung nach F i g. 3A eingeschaltet werden kann.

Fig. 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Cascode-Geradeausverstärkers. und

F i g. 5 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen differentiell angepaßten Geradeaus-Stromquelle.

Gemäß dem Blockschaltbild nach F i g. 1 wird an einer Klemme 10 ein Eingangssignal V in einen Versiarker 12 eingespeist. Dieser Verstärker 12 besitzt einen Verstärkungsfaktor K, welcher durch einen dem Verstärker eigenen bestimmten Betrag dan Verzerrung modifiziert wird, so daß sich eine Übertragungsfunktion (K + <# ergibt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 12 wird über ein Netzwerk 14, dessen komplexe Übertragungsfunktion gleich dem reziproken Wert des komplexen Verstärkungsfaktors K des Verstärkers 12 ist, in einen algebraisch summierenden Knoten 16 eingespeist, in dem ein modifiziertes Signal (V + VdIK) vom Eingangssignal V subtrahiert wird. Dieses algebraisch summierte Signal wird in einen Verstärker 18 eingespeist, welcher die gleiche Verstärkungs- und Verzerrungscharakteristik wie der Verstärker 12 besitzt, um ein Fehlersignal E = -(Vd + Vd²IK) zu erzeugen. Das Fehlersignal £wird in einen algebraisch summierenden Knoten 20 eingespeist, in dem es dem Ausgangssignal des Verstärkers 12 hinzuaddiert wird, um an einer Ausgangsklemme 22 ein AoSgangssignal Y = VK- Vd²IK zu erzeugen. Die Vcrzerrungskomponente ist nunmehr ein Ausdruck zweiter Ordnung, welcher durch den Verstärkungsfaktor des Verstärkers dividiert wird. Ist beispielsweise K — 10 und d = 0,1, so ist die Ausgangs-Verzerrungskomponente cPIK = 0,001. Dieser Wert ist in der Praxis vernachlässigbar. Der Geradeauskreis über das Netzwerk 14, den Simimationsknoten 16 und den Verstärker 18 besitzt keine ihm eigenen Verzögerungen, so daß er für Frequenzen bis oberhalb 500 MHz ebenso «schnell« wie der Hauptverstärkerkanal ist.

Das Blockschaltbild nach F i g. 3 zeigt einen Geradeausverstärker in einer Differenzverstärker-Schaltungs konfiguration. In einen durch Verstärker 35 und 37 gebildeten Diffr.-enzverstärker-Hauptkanal werden an Eingangsklemmen 30 und 32 differentieller Eingangssignaie V und V eingespeist. Der Verstärker 35 enthält Verzerrungen bedingende Komponenten, welche beispielsweise durch die Basis-Emitter-Strecke mindestens eines Transistors gebildet werden können, so daß die Übertragungsfunktion disses Teils = (1 + d) ist. Vier identische Netzwerke 40 bis 43 mit einer Übertragungsfunktion/sowie ein Paar von algebraisch summieren-

den Knoten 45 und 47 dienen zur Suinmierung der unverzerrten Signale, so daß Eingangssignal - Vßd und Vßd für einen Korrekturversläfker 50 entstehen, welcher eine Übertragungsfunktion K+tf/ßbesitzt. Die Netzwerke 40 bis 43 können passive Spannungsteiler mit einem Teilerverhältnis von β = '/2 sein. Die Verstärkung des Korrekturverstärkers wird durch den Faktor \lß modifiziert, so daß komplementäre Fehler-Ausgangssignale £und Enicht beeinflußt Werden. Diese komplementären Fehlersignale vom Koiiirekturverstärker 50 werden in Summationsknoten ίίί und 54 den komplementären Ausgangssignalen des Hauptverstärkers 37 hinzuaddiert, um an Ausgangsklemmen 56 und 58 korrigierte Ausgangssignale Y und T^rzu erzeugen. Wie oben bereits angegeben, ist die Verzerrung ein Ausdruck zweiter Ordnung und damit minimal.

Fig. 3A zeigt ein Schaltbild eines Geradeaus-Differenzverstärkers bei dem es sich um eine konkrete A'Jsfiihrüngsform ^?? mafhpmntischen Modells nach Fig.2 handelt Der Hauptverstärkerkamal enthält ein 20 Paar von Transistoren 70 und 72, deren Emitter über einen Widerstand 75 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren der Transistoren 70 und 73 sind mit den Emittern eines Paars von in Basisschaltung geschalteten /?,,« = h,_bQ10

Transistoren 78 und 80 gekoppelt während die Emitter über Stromsenken 82 und 84 an einer negativen Versorgungsspannung - V_EE liegen. Din: Kollektoren R_m

der Transistoren 78 und 80 liegen über Lnstwiderstände 86 und 88 an einer positiven Versorgungsspannung + Vco während die Basen der Transistoren 78 und 80 an einer Vorspannung + V₈B liegen. An Einijrangsklemmen 90 und 92 werden differentielle Eingangssignal + V„„ und - V_a„ eingespeist während das Aus.|jangssignal an Ausgangsklemmen 94 und 96 von den Kollektoren der Transistoren 78 und 80 abnehmbar ist. Der vorstehend beschriebene Teil des Verstärkers, welcher den Hauptverstärkerkanal eines erfindungsgwnäßen Geradeaus-Differenzverstärkers bildet stellt einen konventionellen Cascode-Differenzverstärker dar. Das differentielle Eingangssignal wird am Emitterwiderstand 75 erzeugt Auf Grund der Basis-Emitterspamnungen V_8E\ und Vbe2 der Transistoren 70 und 72 und der damit verbundenen Verzerrung, ist die am Widerstand 75 erzeugte Signalspannung jedoch verzerrt. Das bedeutet daß bei Einspeisen eines Differenzsignals Vbi - Vm an ein Differenzsignal Vfi - Vs entsteht

Der Korrekturverstärker enthält Transistoren 100 und 102, deren Emitter über einen Widerstand 105 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren dieser Transistoren 100 und 102 sind an die Kollektoren der Transistoren 78 und 80 geschaltet während die Emitter über Stromsenken 108 und 110 an einer negativen Versorgungsspannung - Vee liegen. Die Basisspannungen Vm und Vb₂ des Hauptverstärkers 70,72 werden mit den verzerrten Emitterspannungen Ve und Va mittels eines aus vier Widerständen 115 bis 1118 gebildeten Dämpfungswiderstandsnetzwerkes arithmetisch kombiniert Die vier Widerstände besitzen alle den gleichen Widerstandswert so daß die Summenspannung an der Basis des Transistors 100 etwa gleich ¹Ii(V^ + Ve₂) und die Summenspannung an der Basis des Transistors 102 etwa gleich '/2CVs₂+ Va) ist Der Wert des Widerstandes 105 ist bei dieser Ausführungsform so gewählt daß er etwa gleich der Hälfte des Wertes des Widerstandes 75 ist so daß der Kollektorstrom der Transistoren 100 und Ϊ02 an den Köilekiorstroin der Transistoren 7ö und 72 richtig angepaßt ist Die durch die Lastwiderstände 86 und 88 fließenden summierten Lastströme sind fehlerfrei, wodurch korrigierte Ausgangssignale erzeugj_ werden, die durch die mathematischen Begriffe Kund Y gemäß dem Blockschaltbildmodell nach F i g. 2 definiert sind. Eingangswiderstände 123 und 125 dienen zur Festlegung eines vorgegebenen Eingangswiderstandes Rein von beispielsweise 50 Ohm.

Zur Realisierung optimaler Ergebnisse sollten die aktiven SchalUingskompoiienlen genau aneinander angepaßt sein. Die Schaltungsanordnung nach Fig.3A arbeitet zufriedenstellend bis zu Frequenzen von oberhalb 200 MHz₁ wobei eine Genauigkeit zwischen 0,01 und 0,1% erhalten bleibt. Eine solche Schaltungsanordnung ist von Hause aus stabil und insbesondere zur Realisierung als integrierter Schaltkreis hervorragend geeignet. Der Wert für die Widerstände 115 bis 118 liegt in der Größenordnung von jeweils 100 Ohm. Aus den folgenden Gleichungen können die geeigneten Werte R ermittelt werden:

r*. η . η _ Jj

+ 1

(2)

(3)

(4)

Der Gesamt-Übertragungsleitwert des Verstärkers ist gleich:

flits

116

(5)

115 -

Durch Ersatz der Widerstände 115 und 118 in der Schaltung nach Fig.3A durch ein Netzwerk nach Fig.3B auf jeder Seite des Verstärkers kann ein besseres Hochfrequenzverhalten realisiert werden. Das Netzwerk nach Fig.3B enthält zwei in Serie liegende Widerstände 130 und 132, wobei dem Widerstand 130 eine Kapazität 134 parallelliegt Der Widerstand 130 und die Kapazität 134 besitzen Wert r._T und c_m welche an die Parameter /> und c_T des Hybrid-.-i-Ersatzbildes der Transistoren 70 und 72 angepaßt sind Der Wert des Widerstandes 132 ist so gewählt daß er den aus Gleichung (3) errechneten Gesamtwert Ans, Rns ergibt

Zur Realisierung einer höheren Genauigkeit der Schaltungsanordnung nach F i g. 3A wird jedoch gemäß dem Teilschaltbild nach F i g. 3C ein zusätzliches Paar von an die Transistoren 70 und 72 angepaßten Transistoren in den Kreis eingeschaltet In Fig.3C ist aus Übersichtlichkeitsgründen lediglich eine Seite der Schaltungsanordnung dargestellt In dieser Schaltungsanordnung ist der Widerstand 115 von der Basis des Transistors 70 abgeschaltet und an den Emitter eines zusätzlichen Transistors 136 angeschaltet dessen Basis an der Basis des Transistors 70 liegt Der Kollektor des Transistors 13G liegt an einer positiven Versorgungsspannung + Vco während sein Emitter über eine Stromsenke 138 an einer negativen Versorgungsspannung — Vee Hegt Der Transistor 136 ist identisch mit dem Transistor 72, während die Stromsenke 138 identisch mit der Stromsenke 84 ist so daß die Verzerrungen hervorrufenden Komponenten aneinan-. der angepaßt sind. In den Kreis zwischen der Basis dss Transistors 72 raid den Widerstand 118 ist natürlich entsprechend ein identischer Transistor eingeschaltet

Für diese Ausführungsform können die Widerslände 115, 116, 117 und 118 den gleichen Wert besitzen. Um die Koppelimpedanzen besser anzupassen, kann die Eingangsimpedanz Rein durch den Wert der Widerstände 123 und 125 festgelegt werden. Die bei dieser Ausführungsform sich ergebende hohe Genauigkeit wird durch eine höhere Stromabnahme und damit durch f'ne höhere Leistungsaufnahme bedingt durch den Transistor 136 und sein Gegenstück auf der anderen Seite der Schallungsanordnung erkauft. Darüber hinaus ist auch die Frequenzcharakteristik beschränkt. Wird die Schaltung jedoch als integrierter Schaltkreis realisiert, so können die Leistungsverluste durch entsprechende Auslegung der pn-Übcrgangsbereiche der zusätzlichen Transistoren in Anpassung an die entsprechenden Bereiche der Transistoren 70 und 72 so klein wie möglich gehalten werden. Die durch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 136 hervorgerufene Verzerrung kann durch ausreichend große Werte für die Widerstände 115 bis 118 minimal gehallen werden.

Fig.4 zeigt einen Cascode-Geradeausverslärker. in dem gleiche Elemente wie in den vorangehenden Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Verstärkerstufen entsprechen dabei den Verstärkerstufen der Ausführungsform nach Fig. 3A. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von oben beschriebenen Ausführungsformen darin, daß die Korrekturverstärker-Transistoren 102 und 100 an die Kollektorkreise der Hiiuptverstärker-Transistoren 70 und 72 angeschaltet sind, wodurch Spannungsteilernetzwerke entfallen können. Die Ausführungsform besitzt bei guter Stabilität den Vorteil der Schnelligkeit und einer geringen Anzahl von Schaltungskomponenten. Der Wert des Widerstands 105 ist gleich dem des Widerstandes 75. so daß der Korrekturverstärkerkanal die gleiche Verstärkung und Bandbreite wie der Hauptverstärkerkanal besitzt. Eine praktisch entwickelte Ausführungsform besitzt eine breitbandige Frequenzcharakteristik bis über 500 MHz. Eine zusätzliche Cascode-Stufe mit Transistoren 140 und 142 in Basisschaltung liegt zwischen den Kollektorstrom-Summationsknoten und den Lastwiderständen 86 und 88, um durch thermische Effekte bedingte Verzerrungen in den unteren Transistoren zu reduzieren. An der Klemme 92 ist gestrichelt eine Masseverbindung dargestellt, da die Schaltungsanordnung auch mit lediglich einer Eingangsklemme 90 arbeiten kann.

' Die Parameter der Transistoren 70, 72, 78 und 80 sollen so weit wie möglich aneinander angepaßt sein, wobei deren Kollektor-Emitterspannungen gleich sein sollen, so daß Leistungsverluste gleich sind, weil bei dieser Ausführungsform die Transistoren 78 und 80 zur Nachbildung von Verzerrungen hervorrufenden Komponenten der Transistoren 70 und 72 dienen. Die dynamischen Leistungsverluste im oberen Transistorpaar sollen an die des unteren Transistorpaares angepaßt sein. Zwei zusätzliche Vorfeile dieser Schaltungsanordnung sind darin zu sehen, daß ihre Über-Steuerungscharakteristik derjenigen eines konventionellen Differenzverstärkers entspricht und daß die Eingangsimpedanz leicht einzustellen ist.

Da im Cascode-Geradeausverstärker nach Fig.4 weniger Schallungskomponcnten vorhanden sind, eig'

ίο net sich diese Ausführungsform ideal für eine Ausbildung als bipolarer integrierter Schallkreis mit NPN-Planartransistoren.

Die Schaltungsanordnung kann natürlich ebenso gut diskret aufgebaut werden. Bei Ausbildung als integrier· ter Schaltkreis ist jedoch die Anpassung der Komponenten zur Sicherstellung einer hochgenauen Charakteristik der Schaltungsanordnung leichter zu realisieren Da der in integrierten Schaltungen aufirctende Span nungshub klein ist. treten Kapazitätsprohleme nicht mif F i g. 5 zeigt ein Schaltbild einer differentiell angepaß ten Stromquelle unter Ausnutzung der erfindungsgemäßen Geradeausverstärker-Technik. Hauptverstärkertransistoren 150 und 152 sind über Emitierwiderstände 154 und 156 als Differenzverstärker geschaltet, wobei der Verbindungspunkt der genannten Widerstände an einer Versorgungsspannung - Vff liegt. Die Basen der Transistoren 150 und 152 liegen zusammen an einer eine stabile Bezugsspannung liefernden Quelle, welche im vorliegenden Fall in Form eines Spannungsteilers mit Widerständen 160 und 164 sowie mit einem als Diode geschalteten Transistor 165 ausgebildet ist. Dieser Spannungsteiler liegt zwischen Masse und der Versorgungsspannung - Vee- Der Korrekturverstärker enthält Transistoren 170 und 172, deren Emitter über einen Emitterwiderstand 175 zusammengeschaltet sind. Die Kollektoren der Transistoren 170 sind mit den Kollektoren der Transistoren 152 und 150 kreuzgekoppelt, während die Emitter der Transistoren 170 und 172 über Widerstände 177 und 179 an der negativen Versorgungsspannung - Vef liegen. Alle Emitterwiderstände 154, 156, 175, 177 und 179 sind so gewählt, daß die Kollektorströme der vier Transistoren aneinander angepaßt sind. Auf Ausgangsleitungen 180 und_ 182 stehen differentiell angepaßte Ströme I₀ und /₀ zur Verfügung. Bei dieser Schaltungskonfiguration bedingt jede Änderung der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 150 und 152 die Erzeugung eines Differenzsignals an den Basen der Transistoren 170 und 172, wo durch Ausgangsknoten 180_und 182 zur

so Konstanthaltung der Ströme /o und h der richtige Strombetrag zugeführt wird. Die über die Transistoren 170 und 172 fließenden Ströme können wesentlich kleiner als die von den Transistoren 150 und 152 geführten Ströme sein.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärkerschaltungsanordnung mit einem ein Eingangssignal aufnehmenden und ein verstärktes Signal liefernden Hauptverstärkerkanal in Form eines ersten Halbleiterverstärkers, mit einem an den ersten Halbleiterverstärker angekoppelten Geradeauskanal in Form eines zweiten Halbleiterverstärkers zur Erfassung einer durch den Hauptverstärkerkanal verursachten Verzerrung sowie zur Erzeugung eines Korrektursignals und mit einem das verstärkte Signal und das Korrektursignal summierenden Knoten zur Erzeugung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptverstärkerkanal (12) durch ein erstes emittergekoppeltes Transistorpaar (70, 72; 150,152) gebildet ist, daß der Geradeauskanal (14,16,18) durch ein zweites, die Verzerrungssignale aufnehmendes und aus diesen ein Korrektursignal en.cjgendes emittergekoppeltes Transistor- ---- nnn mo. nn 17O\ «oKiW« ;_ct nnH A»tl A,a

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Kollektoren des ersten und zweiten emittergekoppelten Transistorpaars (70, 72; 150, 152 bzw. 100, 102; 170, 172) zur Bildung des Knotens (20) derart gekoppelt sind, daß sich eine algebraische Summation des Korrektursignals und des verstärkten Signals lur Bildung eines verzerrungsfreien Ausgangssignals ergibt

2. Verstärkerschaltungsanordnung nach An- »pruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an die Basen und Emittf - der Transistoren des ersten emittergekoppelten Transistorpaars (70, 72; 150, 152) ein Netzwerk (115,116, ϊ 17, HS; 130,132,134; 115,116, 117,118,136) angekoppelt ist, das Verzerrungssignale erzeugt, welche einer duivh die Basis-Emitter-Strecken des ersten emittergekoppelten Transistorpaars (70, 72; 150, 152) bedingten Verzerrung proportional sind.

3. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2. dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk(115,1 la, 117,118) ein erstes an die Basen des ersten Transistorpaars (70, 72) angekoppel'es Paar von angepaßten Widerständen (115,118) sowie ein zweites an die Emitter des ersten Transistorpaars (70, 72) angekoppeltes Paar von angepaßten Widerständen (116, 117) enthält, und daß die Widerstandspaare zur Erzeugung des Verzerrungs- »ignals an ihren Verbindungspunkten kreuzgekoppelt sind.

4 Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 3. dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (115 bis 118, 136) zwischen dem ersten Widerstandspaar (115, 118) und den Basen des ersten Transistorpaars (70, 72) liegende, eine pn Obergangs-Charakteristik nachbildende Zweige (136) zur Erhöhung der Verstärkergenauigkeit enthält.

5. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung von differential angepaßten Ausgangsströmen durch Überlagerung des verstärkten Signals Und des Korrektursignals die Basen des zweiten emittergekoppelten Transistorpaars (100, 102) an die Kollektoren des ersten emittergekoppelt ten Transistorpaars (70, 72) angekoppelt und die Kollektoren des zweiten emittergeköppelten Transistorpaars (100,102) mit den Kollektoren des ersten

emittergekoppelten Transistorpaars (70, 72) kreuzgekoppelt sind.

6. Verstärkerschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung von differentiell angepaßten Ausgangsströmen durch Überlagerung des verstärkten Signals und des Korrektursignals die Basen des ersten emittergekoppelten Transistorpaars (150, 152) an eine Stromquelle (160, 164, 165) angekoppelt, die Basen des zweite» emittergekoppelten 'transistorpaars (170, 172) an die Emitter des ersten emittergekoppelten Transistorpaars (150, 152) gekoppelt und die Kollektoren des zweiten emittergekoppelten Transistorpaars (170, 172) mit den Kollektoren des ersten emittergekoppelten Transistorpaars (150, 152) kreuzgekoppelt sind.