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Time-Divi sion-Mul ti pl izie c' sbesnder ezur Messung der elektrischen
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Leistung und Energie Für die Messung der elektrischen Leistung und
Energie ist es erforderlich, das Produkt der Meßgrößen Strom und Spannung zu bilden,
wobei vor allem die Größe des Meßstromes bis zu einem Grenzwert jeden beliebigen
Wert annehmen kann. Dieser große Strommeßbereich wird von dem bekannten Multiplizierverfahren
nach dem Time-Division-Prinzip gut erfaßt, wenn dafür gesorgt wird, daß die Störgrößen,
die sich auf die Produktbildung auswirken und dadurch den Meßbereich einschränken,
weitgehend ausgeschaltet werden. Es handelt sich hier vorwiegend um Störgrößen,
die von Offsetspannungen und Driftströmen an Verstärkern und von parasitären Strömen
in den Analogwertschaltern verursacht werden. Offsetspannungen und Driftströme können
mittels hochwertiger, aber teurer Bauelemente klein gehalten werden. Die parasitären
Ströme an den Analogwertschaltern bedürfen jedoch im allgemeinen besonderer Kompensationsmaßnahmen,
die individuell vorgenommen werden müssen. Trotzdem bleibt die Kompensation unvollständig,
weil sie nicht konstant sondern zusätzlich von der Amplitude der zu schaltenden
Signale abhängig ist. Es sind Leistungsfrequenzwandler bekannt, bei denen die vorgenannten
Störeinflüsse dadurch reduziert werden, daß die dem Meßstrom proportionale Eingangsgröße
des Multiplizierers in Abhängigkeit vom Ladezustand eines Integrationskondensators
periodisch invertiert wird (Umladeverfahren), wodurch die Inversionfrequenz der
elektrischen Leistung proportional ist. Dieses sog. Umladeverfahren hat jedoch den
Nachteil der relativ niedrigen Ausgangsfrequenz.
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Die erfindungsgemäße Anordnung eines Multiplizierers nach dem Time-Division-Prinzip
vermindert den Einfluß von Offsetspannungen, Driften und insbesondere von parasitären
Strömen an den Analogwertschaltern auf das Meßergebnis bereits ohne Anwendung des
Umladeverfahrens. Sie enthält die zur Erzeugung eines einer Meßgröße, beispielsweise
Meßspannung, proportionalen Tastverhältnis notwendigen und bekannten Bauelemente
für die Steuerung der Analogwertschalter für die Durchschaltung der von der zweiten
Meßgröße, beispielsweise dem Meßstrom, abgeleiteten Signale auf eine Integrationsstufe
und ist dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsstufe mindestens aus einem Integratorverstärker
und zwei über Schalter an den Ausgang des Integratorverstärkers schaltbaren kapazitiven
Rückkopplungszweigen besteht (Doppelintegration) und die Umschaltung von einem
Rückkopplungszweig
auf den anderen im Takt einer von einem Oszillator erzeugten Chopperfrequenz erfolgt
und zusätzlich die Richtung der Schaltfolge der Steuersignale für die Analogwertschalter
von der Chopperfrequenz über eine Logik umgesteuert wird, wodurch das Eingangssignal
der Integrationsstufe synchron mit der Umschaltung der Rückkopplungszweige invertiert
wird, so daß der Gleichstrommittelwert der Differenzspannung an den Rückkopplungszweigen
dem Produkt der Meßgrößen an den Multiplizierereingängen, d.h. beispielsweise bei
der Messung von Wechselstromleistungen der Wechselstromwirkleistung proportional
ist. Durch die erfindungsgemäße Anordnung der Doppelintegration entfallen Regulierorgane
für den Abgleich von Offsetspannungen und Driftströmen. Da mit der Anordnung wesentliche,
den Bauelementen anhaftende Störgrößen in ihrer Wirkung auf das Meßergebnis stark
reduziert sind, bleiben auch deren Veränderungen praktisch ohne Einfluß auf die
Langzeitstabilität.
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Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung zeigt Fig.
1. Mittels Dreieckgenerator 1 wird im Modulator 2 in bekannter Weise ein dem Signal
X, das der einen zu multiplizierenden Meßgröße abgeleitet ist, proportionales Tastverhältnis
erzeugt.
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Das Ausgangssignal des Modulators 2 hat dabei eine vom Generator 1
vorgegebene, im Verhältnis zur Meßfrequenz relativ hohe Frequenz
Ober die Ansteuerlogik 3 wird ein Analogwertschalter 31 im Takt des vom Modulator
2 gegebenen Tastverhältnis gesteuert. Dabei wird während der Zeit t1 der positive
Wert vom Signal Y, das von der anderen zu multiplizierenden Meßgröße abgeleitet
ist, und während der Zeit t2 der invertierte Wert von Y auf die aus dem Verstärker
5, den erfindungsgemäßen Rückkopplungszweigen 61 und 62, dem erfindungsgemäßen Umschalter
91 und dem erfindungsgemäßen Niederfrequenzfilter 11 bestehende Doppelintegrationsstufe
geschaltet. Weiter enthält die Schaltung erfindungsgemäß einen frei durchlaufenden
Rechteckgenerator 10 für die Erzeugung einer Chopperfrequenz, in deren Takt über
die Steuerlogik 9 der Schalter 91 und über die Logik 3 zusätzlich die Tastfolge
des Modulators 2 invertiert wird. Dabei arbeitet der Integratorverstärker 5 entweder
auf den Rückkopplungszweig 61 oder 62. Ist. z.B. das Steuersignal für 31 invertiert,
so
liegt der Ausgang von 5 immer auf 61. Wird dieses Ansteuersignal nicht invertiert,
so liegt 5 auf 62. 61 und 62 werden also in entgegengesetzten Richtungen geladen.
Der Differenzverstärker 7 mit der Verstärkung v = sieht nur die Spannungsdifferenz
zwischen 61 und 62. Ströme, die in den Integrator hineinfließen, z.B. hervorgerufen
durch Offsetspannungen an 5 oder parasitäre Ströme an dem meist aus mehreren Einzelschaltelementen
bestehenden Analogwertschalter 31, führen dazu, daß 61 und 62 Fehlladungen nur in
dieselben Richtungen bekommen können. Diese Fehlladungen haben praktisch keinen
Einfluß auf die Ausgangsspannung Ua von 7. Ua ist dem Produkt der Eingangsgrößen
X und Y proportional und kann mittels eines nachgeschalteten Spannungsfrequenzumsetzers
8 mit der Ausgangsfrequenz fa für die Energiemessung verwendet werden. Um eine hohe
Linearität bis zu sehr kleinen Meßwerten zu erzielen, befindet sich in der Rückführung
des Integratorverstärkers 5 ein als Tiefpaß geschaltetes aktives Filter 11 mit sehr
hoher Verstärkung. Diese Rückführung sorgt dafür, daß die am Ausgang von 5 stehende
Rechteckspannung im Mittel O Volt beträgt. Diese Regelung bewirkt eine Unterdrückung
der Gleichtaktfehler. Sie wird erst durch das Prinzip der Doppel in tegration ermöglicht.
Der asymmetrische Eingang X und die Offsetgrößen des Modulators 2 bewirken, daß
ggf. eine Mischspannung moduliert wird, d.h. dem Nutzsignal X, welches aus einer
symmetrischen Wechselspannung bestehen muß, ist eine Gleichspannung überlagert.
Damit die Gleichspannung nicht zur Produktbildung beiträgt, muß die Größe Y potentialfrei
eingespeist werden. Dies ist beispielsweise bei der Energiemessung mittels Strom-
oder Spannungswandlern möglich. Sollte es sich bei der Größe Y um stark asymmetrische
Wechsel spannungen handeln, so muß der Gleichspannungsanteil in der Modulation von
2 ausgeglichen bzw. auf Null abgeglichen werden.
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Fig. 2 zeigt die erfindungsgemäße Schaltung als Leistungsfrequenzwandler
in Verbindung mit einem Umladeverfahren vorzugsweise zur Verwendung als Meßwerk
für Elektrizitätszähler. Die Schaltung unterscheidet sich von der nach Fig. 1 darin,
daß die Rückkopplungszweige des Integratorverstärkers lediglich aus den Kapazitäten
63 und 64 bestehen und darin, daß die Ausgangsspannung Ua des Differenzverstärkers
7 auf einen Komparator 80 geschaltet ist. Hat die Ausgangsspannung von 7 die Höhe
der Referenzspannung des Komparators 80 erreicht,
so schaltet der
Ausgang dieses Komparators einen Inverter in der Steuerlogik 3 ein. Das Steuersignal
für 31 wird hierdurch abermals invertiert.
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Der Mittelwert des in den Integrator fließenden Stromes ie e kehrt
sich damit um und 63 und 64 integrieren in die jeweils entgegengesetzten Richtungen
zurück, bis wieder die Referenzspannung im Komparator erreicht wird u.s.w..
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Im Gegensatz zu den bekannten Umladeverfahren, bei denen eine der
beiden für die Energiemessung benötigten und von den Meßgrößen Strom oder Spannung
hergeleitete Größe in Abhängigkeit von der Ladungsrichtung in dem Speicher, d.h.
in Abhängigkeit von der Ladespannung eines Analog/Frequenzwandlers umgepolt wird,
wird hier die Umschaltung von der Spannungsdifferenz zweier entgegengesetzt geladener
Integrationskondensatoren ausgelöst, sobald sie unabhängig von einem Nullpotential
die Größe einer Referenzspannung Uref erreicht. Die am Ausgang des Komparators dabei
stehende Frequenz ist dem Produkt von X und Y und bei der Energiemessung der elektrischen
Wirkleistung proportional.
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Die wesentlichen Signale des Leistungsfrequenzwandlers nach Fig. 2
sind in Fig. 3 dargestellt. A zeigt das Eingangssignal X, B die Eingangssignale
am Komparator 2, der ein in C dargestelltes im Tastverhältnis moduliertes Rechtecksignal
herausgibt. Dieses modulierte Signal wird entsprechend der Frequenz vom Generator
10, durch D dargestellt, invertiert oder nicht invertiert (E). E ist das Ansteuersignal
für 31. Die Eingangssignale Y und (-Y), dargestellt in F, werden wechselweise je
nach Tastverhältnis von E kurz oder lang als Strom über die Widerstände 4 auf die
Integratorstufe geschaltet.
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Er ist in G dargestellt. Das Ausgangssignal des Integratorverstärkers
5, in der Funktion I sichtbar, integriert nach der jeweiligen effektiven Stromrichtung
die Spannungen an 63 bzw. 64 herauf bzw. herunter. Generator 10 steuert also nicht
nur die jeweilige Richtung des Stromes ie, sondern über 91 synchron dazu den Kondensator
63 und 64 auf den Ausgang von 5. 63 und 64 werden nun in entgegengesetzte Richtungen
geladen, wie in der Funktion I gezeigt ist. Hat die Spannung über beide Kondensatoren
einen im Komparator 80 kontrollierten Referenzwert erreicht, wird das Ansteuersignal
E über die Logik 3 insgesamt invertiert, so daß an 63 und 64 die Ladespannungen
in die jeweiligen entgegengesetzten Richtungen zurück integriert werden, sich überkreuzen
und
beim nächsten Erreichen der Referenzspannung in 80 eine erneute Richtungsumkehr
auslösen u.s.f.. Störgrößen, die nicht synchron mit D in ihrer Richtung umgepolt
werden, führen eventuell zu einem Störstrom in den Integrator, der lediglich zu
einer Null-Punkt-Verschiebung der Spannung über beide Kondensatoren 63 und 64 führen
kann. Diese wird von dem aktiven Filter 11 in der Rückführung von 5 unterdrückt
bzw. ausgeregelt, so daß ein fehlerhaftes allmähliches Aufintegrieren der Kondensatoren
63 und 64 unterbleibt.
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