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Beschreibung
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Die Erfindung betrifft eine Abstimmschaltung bzw. einen Abstimmkreis
für eine Antenne in einem Funk- - bzw. Radio-Empfänger mit elektronischer Abstimmung.
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Bei Antennenabstimmschaltungen für Autoradios mit Empfang mit Amplitudenmoduladonund
mit einem elektronischen Abstimmsystem wird eine Schaltungsanordnung verwendet,
wie sie in Fig. 1 dargestellt wird. Bei der hierzu äquivalenten, in Fig. 2 dargestellten
Schaltungsanordnung hat ein Antennenabschnitt ANT eine Antennenkapazität CD von
ungefähr 15 pF und eine Kabelkapazität CD von ungfähr 65 pF, die zusammen mit einer
Kapazität von ungefähr 20 bis 40 pF, die in der Empfängerstufe hinzukommt , eine
große Kapazität von ungefähr 100 bis 120 pF bilden. In einer Abstimmschaltung, die
aus einem variablen Kondensator C1 und einer Induktivität L besteht, wobei eine
variable Kapazitätsdiode (die auch als Kapazitäts-Variationsdiode oder Varicap bezeichnet
wird) als variabler Kondensator in der Abstimmschaltung verwendet wird, kann wegen
der großen, parallel zu der Induktivität L auf der Antennenseite liegenden Kapazität
kein ausreichendes Kapazitätsvariationsverhältnis erreicht werden; deshalb wird
die in der Figur dargestellte Schaltungsauslegung eingesetzt, bei der die gleiche
Kapaztätsdiode wie die Diode Ci in Reihe zu der Antenne liegt.
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In diesen Figuren ist außerdem ein Hocbrequenz-Übertrager bzw. -Transformator
TR mit einem Wicklungsverhältnis von g : 1 dargestellt, dessen Sekundärspule mit
einem Hochfrequenzverstärker RFA verbunden ist. In Fig. 2 ist die an der Antenne
induzierte elektromotorische Kraft mit E1 angedeutet.
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Der variable Kondensator C2, der gleich dem variablen Kondensator
C1 in der Abstimmschaltung ist, liegt in Reihe zu der Antenne für die äquivalente
Verringerung der Antennenkapazi tät, wobei auch das Verhältnis Signal/Rauschen,
der sogenannte
Störabstand, berücksichtigt wird. Wie sich aus Fig.
2 ergibt, wird die elektromotorische Kraft E1 der Antenne zwischen der Antennenkapazität
OB und der Kahalkapazität CD geteilt, wobei die sich ergebende Spannung weiter auf
die Kondensatoren C2 und C1 aufgeteilt und dem Hochfrequenzübertrager CR zugeführt
wird. Wenn der Kondensator C2 einen festen Wert hat, ändert sich die geteilte Spannung
mit einer Variation der Kapazität des Kondensators Cp wobei die dem Hochfrequenzübertrager
TR zugeführte Spannung mit einer Erhöhung der Kapazität des Kondensators C1 abnimmt,
um den Störabstand zu verschlechtern. Anderungen in der Kapazität des Kondensators
C2 machen zusammen mit Änderungen des Kondensators Ci das Spannungsteilerverhältnis
und damit das Verhältnis Signal/Rauschen konstant.
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Die Ausgangsspannung E2 von der oben beschriebenen Antennenschaltung
wird durch die folgende Gleichung dargestellt, deren Kurvenform in Fig. 3 gezeigt
ist:
dabei ist p =1«? und C die Kapazität der Kondensatoren Ci und C2. Aus Fig. 3 kann
man folgenden Zusammenhang ablesen: Obwohl die Ausgangsspannung E2 ihren Spitzenwert
bei der Resonanz-Winkelfrequenz «, erreicht undanschließend rasch abfällt, ist die
Spannungsabnahme auf einen bestimmten Wert, E2S, begrenzt, unter dem sich keine
weitere Verringerung ergibt, und zwar auch dann nicht, wenn die Winkelfrequenz weiter
zunimmt. Die Resonanzwinkelfrequenz 230 und der oben erwähnte, bestimmte Wert E2s
werden durch die folgenden Gleichungen dargestellt:
Wenn die Ausgangsspannung nicht unter einen bestimmten Wert sogar über die Resonanzwinkelfrequenz
hinaus absinkt, versc.hhtert sich das Spiegelfrequenzstörungs-Verhältnis wesentlich,
falls nicht äußerst komplizierte und aufwendige Modifikationen in der Hochfrequenz-Verstärkerstufe
oder einem anderen Bauteil der Abstimmschaltung vorgenommen werden.
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Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die oben erwähnte
Verschlechterung des Spiegelfrequenzstörungs-Verhältnisses für eine Antennenabstimmschaltung
zu vermeiden, bei der zwei Kapazitätsdioden verwendet werden Die Gesamtkapazität
0el in Fig. 1 von der Seite des Hochfrequenzübertragers TR zu der Antennenschaltung
wird durch die folgende Gleichung dargestellt:
Die Empfangsfrequenz fr in einer solchen Abstimmschaltung für eine Antenne läßt
sich ausdrücken durch:
Um Radiowellen in einem Rundfunksystem mit Amplitudenmodu--lation, dessen Frequenzband
im Bereich von 525 kHz bis 1605 kHz liegt, empfangen zu können, müssen die maximale
Kapazität C und die minimale Kapazität Celmin der Gesamtkapazität Cel die folgenden
Gleichungen erfüllen:
Die Kapazität Cel max und Cel min können jeweils erhalten werden, indem der Wert
C in der Gleichung (4) für den maximalen Wert Cmax und den minimalen Wert Cmin der
jeweiligen Kapazitätsdioden eingesetzt und durch die folgende Gleichung dargestellt
werden:
Die obigen Gleichungen (6) bis (9) können kombiniert und in die folgende Gleichung
umgewandelt werden
Da der minimale Kapazitätswert Cmin, der stabil durch eine Kapazitätsdiode erhalten
werden kann, üblicherweise uqfähr 30pF beträgt, wird der entsprechende maximale
Kapazitätswert C aus Gleichung (10) zu 0max = 420 pF berechnet. Dementsprechend
wird das Verhältnis zwischen C und max Cmin, d.h., das Variationsverhältnis für
die Kapazität gegeben durch: Cmax / Cmin = 14.
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Die Kapazitätsdiode muß also ein Kapazitäts-Variationsverhältnis von
14 haben, wobei in einer herkömmlichen Schaltung die maximale Kapazität bis hinauf
zu 20 pF liegen kann. Es ist jedoch äußerst schwierig, in der Praxis Kapazitätsdioden
mit einer solchen Leistung bzw. mit einem solchen Betriebsverhalten herzust ellen.
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Es ist deshalb ein zweites Ziel der vorliegenden Erfindung, eine neue
Abstimmschaltung für eine Antenne zu schaffen, bei der sich das Kapazitäts-Variationsverhältnis
und der maximale Kapazitätswert verringern lassen, der für die Kapazitätsdiode benötigt
wird.
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Ein weiterer wesentlicher Gesichtspunkt ist das Verhältnis Signal/Rauschen,
das immer ein wichtiger Faktor einer Abstimmschaltung für Antennen ist; deshalb
sollten Verbesserungen des Spiegelfrequenzstörungs-Verhältnisses und des Kapazitätsverhältnisses
immer so vorgenommen werden, daß sich hierbei das Verhältnis Signal/Rauschen, also
der Störabstand, nicht verschlechtert.
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Es ist deshalb ein drittes Ziel der vorliegenden Erfindung, das Verhältnis
Signal/Rauschen zu verbessern.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird in einer Abstimmschaltung für
eine Antenne eines Funkempfängers mit elektronischer Abstimmung, der eine erste,
zur Bildung eines Resonanzkreises parallel zu einer Spule liegende Kapazitätsdiode
und eine zweite Kapazitätsdiode aufweist, die die Spule mit einer Antenne verbindet
und deren Kapazität zusammen mit der Kapazität der ersten Kapazitätsdiode eingestellt
wird, ein Parameter des Resonanzkreises, beispielsweise die Lage eines Abgriffs
in der Spule, mit dem die erste Kapazitätsdiode verbunden ist, d.h., das Spulenwicklungsverhältnis,
so eingestellt, daß eine dem.minimalen Wert der Ausgaqb spannung von der Abstimmschaltung
entsprechende Frequenz mit einer zu eliminierenden Spiegelfrequenz zusammenfallen
kann. Auf diese
Weise läßt sich das Spiegelfrequenzstörungrerhältnis
minimal machen.
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Weiterhin ist gemäß der vorliegenden Erfindung die zweite Kapazitätsdiode
auf ihrer Antennenseite durch eine dritte Kapazitätsdiode geerdet bzw. liegt an
Masse, so daß sich der Wert C und das Verhältnis Cmax/min verringern lassen.
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max min Schließlich wird gemäß der vorliegenden Erfindung das Spulenwickaungsverhältnis
so ausgewählt, daß es kleiner als 1 ist; dadurch läßt sich das Verhältnis Signal/Rauschen
erhöhen.
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Die Erfindung schafft also eine Abstimmschaltung für eine Antenne
mit einer ersten, variablen, zur Bildung eines Resonanzkreises parallel zu einer
Spule liegenden Kapazitätsdiode und mit einer zweiten, variablen Kapazitätsdiode,
durch welche der Resonanzkreis mit der Antenne verbunden ist; dabei kann die Verbindungsstellung
der ersten, variablen Kapazitätsdiode mit der Spule zur Verringung des Spiegelfrequenzstörungsverhältnisses
variiert werden. Verringerungen der maximalen Kapazität und des Verhältnisses zwischen
der maximalen Kapazi tät und der minimalen Kapazität, die für die variablen Kapazitätsdiode
benötigt werden, lassen sich auch durch die Verbindung einer dritten, variablen
Kapazitätsdiode mit der Antennenseite der zweiten variablen Kapazitätsdiode erreichen.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter
Bezugnahme auf die beiliegenden, schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Schaltdiagramm eines Teils einer Antennenschaltung, die für herkömmliche
Funkempfänger mit elektronischer Abstimmung eingesetzt wird, Fig. 2 eine Äquivalenzschaltung
für die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, Fig. 3 eine Eurvendarstellung der
Kennlin}e der Ausgangsspannung
der Schaltung nach Fig. i, Fig.
4 ein Schaltdiagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung, Fig. 5 eine Äquivalenzschaltung
für die in Fig. 4 gezeigte Schaltungsanordnung, Fig. 6 eine graphische Darstellung
der Spannungskennlinie der Schaltung nach Fig. 4, Fig. 7 ein Schaltdiagramm einer
spezifischen Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 4, Fig. 8 ein Schaltdiagramm
eines Beispiels einer Abstimmschaltung für eine Antenne, bei der eine Verringerung
des Verhältnisses Cmax/Cmin angestrebt wird, Fig. 9 ein Schalt diagramm einer spezifischen
Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 8, Fig. 10 ein Schaltdiagramm eines Beispiels
für eine Abstimmschaltung einer Antenne, bei der eine Verringerung des Verhältnisses
Signal/Rauschen angestrebt wird, Fig. lt ein Äquivalenzschaltbild für die Schaltungsanordnung
nach Fig. i0, Fig. 12 und 13 Schaltdiagramme, die jeweils zweite bzw.
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dritte Ausführungsformen der Erfindung darstellen, und Fig. 14 ein
Schaltdiagramm, das für die Berechnung des Verhältnisses Signal/Rauschen für die
Schaltungsanordnungen nach Fig. 4 verwendet wird.
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Fig. 4 zeigt den Grundaufbau einer Antennenschaltung nach der vorliegenden
Erfindung, welche die oben erwähnten, variablen Kapazitätsdioden Ci und C2 sowie
eine Spule TR enthält, die einen Auto- bzw. Spartransformator mit einer Windungszahl
n1+n2 zwischen den Anschlüssen t und t 1 2 a b' dh.1 für die Primärwicklungen, und
mit der Windungszahl n1 zwischen den Anschlüssen tb und t , d.h., für die Sekundärc
wicklungen, bildet. Die Primärwicklungen der Spule TR liegen in Reihe mit der Kapazitätsdiode
C2 zwischen einem mit der Antenne ANT verbundenen Eingang td und einem Ausgang der
der an einen Hochfrequenzverstärker RFA angeschlossen ist. Die erste Kapazitätsdiode
C liegt zwischen den Anschlüssen t und tb der Spule, d.h., zwischen den beiden 0
Anschlüssen der Sekundärwicklungen. CE stellt einen Kondensator mit relativ hoher
Kapazität dar, der zwischen dem Ausgang t und Erde bzw. Masse liegt. Die Aquivalenzschaltung
e für die oben beschriebene Antennenschaltung ist in Fig. 5 gezeigt; dabei stellt
L die Induktivität der Primärwicklungen der Spule TR und m das Windungsverhältnis
dar, das gegeben ist durch
Die Schaltung von Fig. 4 ist äquivalent zu der Schaltung nach Fig. i in Bezug auf
die Elemente C2, Ci und L, wobei C2, L und mC1 in spezieller Weise ausgestaltet
werden, während CE vernachlässigt (kurzgeschlossen) wird; außerdem können mit dieser
Schaltung ebenfalls Rundfunkstationen ausgewählt werden.
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Da das Ausgangssignal von der Induktivität L bei der in Fig. 1 gezeigten
Schaltung abgenommen werden muß, muß zur Erreichung der vollständigen Äquivalenz
das Ausgangssignal ebenfalls von der Induktivität L bei der in Fig. 5 gezeigten
Schaltung abgenommen werden. Dieses Ausgangssignal kann jedoch auch mit gleicher
Wirkung von dem Kondensator CE abgenommen werden, wobei sich darüberhinaus bessere
Resultate
ergeben. Darüberhinaus wird bei dieser Schaltung ein Sperrkreis bzw. eine Wellenfalle
(trapping circuit) gebildet, der aus einer L-mC1 Parallelschaltung besteht und zur
Verbesserung des Spiegelfrequenzstörungsverhältnisses beiträgt. Die Ausgangsspannung
E2 von dieser Schaltung kann durch die folgende Gleichung (11) dargestellt werden,
deren Kurvenverlauf in Fig. 6 gezeigt ist:
Wie sich aus Fig. 6 ergibt, ist die Ausgangsspannung E2 dieser Schaltung E2t bei
einer Winkelfrequenz # = 0, erreicht ihren maximalen Wert bei einer Resonanzfrequenz
wird wisd minimal bei der Frequenz töt und nähert sich anschließend allmählich zunehmend
E2ui wobei die Winkelfrequenz und die Ausgangsspannung dargestellt werden durch:
Wesentliche Verbesserungen können dadurch erhalten werden, daß eine Beziehung zwischen
der Zwischenfrequenz f. des Radioempfängers und der durch die folgende Gleichung
(16)
dargestellten Frequenz #t ein gestellt wird, d.h., indem die
Frequena #t auf die Spiegel-Winkelfrequenz eingestellt wird: (#t - #0)1/2 # = 2
f1, | d.h., #t = #0 + 4#fi ........ (16) Wie sich aus der obigen Gleichung (13)
ergibt, kann die Winkelfrequenz leicht justiert werden, indem das Windungsverhältnis
m in entsprechender Weise ausgewählt wird, d.h., durch Anderung der Stellung für
den Abgriff tc. Da die Änderung der abgestimmten Winkelfrequenz W für die Auswahl
0 der Rundfunkstationen bzw. eines bestimmten Rundfunksenders zu einer Differenz
zwischen( #t - #0)/2# und 2fi führt, sollte das Windungsverhältnis m so eingestellt
werden, daß die Gleichung (i6) bei einer Frequenz erfüllt werden kann, bei der die
Spiegel störung ihren höchsten bzw. stärksten Wert hat.
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Fig. 7 zeigt eine spezifische Ausführungsform einer solchen Antennenschaltung,
wobei insbesondere zusätzlich Widerstände R1 bis R3 , Kondensatoren Ca - 0 und ein
variabler Kondenc sator VC für die Einstellung der Abstimmung bzw. des Gleichlaufs
vorgesehen sind. Bei den anderen Bauteilen handelt es sich um die gleichen Elemente:
, wie sie bereits in Fig. 4 zu erkennen sind. Diese Widerstände dienen dazu, den
Kapazitätsdioden eine Vorspannung zuzuführen. Beim Anlegen einer Spannung V für
die Abstimmung an einen Ansdluß tg, wird eine Spannung V den Kapazitätsdioden C1
und C2 auf folgenden Strompfad über R - TR - C1 - R2 oder R3 - TR - C2 - R1 3 zugeführt,
um ihre Kapazitäten zu ändern.
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Bei diesem Beispiel können die jeweiligen Bauelemente die folgenden
Werte haben:
R1 = R2 = R3 = 200 k# VC = 10 pF (max) Ca = 0.02 µF
Cb = Cc = 0.022 µF C1, C2 ...... MVAM 125 (ein Produkt der Motorola Inc.) TR = 200
µH CE = 1000 ~ 2000 pF Gemäß der vorliegenden Erfindung kann cin qualitativ hochwertiger,
einwandfreier Rundfunkempfang erhalten werden1 während die Spiegelfrequenzstörungen
auf einfache Weise dadurch unterdrückt werden, daß eine Abstimmschaltung mit einem
Abgriff vorgesehen wird, an dem eine der Kapazität dioden angeschlossen ist. Die
zu unterdrückende Spiegelfrequenzstörung kann leicht durch Änderung der Abgriffstellung
variiert werden. Die Einstellung für die Abgriff stellung sollte selbstverständlich
so durchgeführt werden, daß sie die oben erläuterte Gleichung (i6) erfüllt. Dann
kann in Abhängigkeit von dem jeweils vorliegenden Anwendungsfall das Windungsverhältnis
als m = 1 ausgewählt werden, wobei kein Abgriff verwendet wird, oder t wird von
c dem Ende der zusätzlichen Windungen abgenommen, die der Spule des Übertragers
TR noch zusätzlich hinzugefügt worden sind, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet
ist. Das Wicklungverhältnis wird jedoch üblicherweise auf M<1 eingestellt.
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Bei der Schaltung nach Fig. 1 sind die maximale Kapazität Cmax und
das Kapazitätsverhältnis Cmax/Cmin groß; dies gilt auch für die Schaltung nach Fig.
4. Fig. 8 zeigt eine Schaltung, bei welcher der oben beschriebene Nachteil nicht
mehr auftritt. Wie man dieser Figur entnehmen kann, besteht diese Schaltung aus
drei Kapazitäts- (Variations-)Dioden, die in einer JL - Verbindungsschaltung angeordnet
sind, deren
beide Enden mit der Antennenkapazität CB und der Induktivität
L verbunden sind. Die gesamte Kapazität Ce2 dieser Schaltung von der Seite der Induktivität
L zur Antenne läßt sich ausdrücken durch die folgende Gleichung:
Der maximale Kapazitätswert Cmax der Kapazitätsdiode für die Abstimmung eines Rundfunk-Frequenzbandes
mit Amplitudenmodulation, das im Bereich von 525 kHz bis 1605 kHz liegt, kann bei
dieser Schaltung auf die gleiche Weise bestimmt werden, wie es oben unter Bezugnahme
auf die Gleichungen (6) bis (10) beschrieben wurde; dieser Wert wird auf 0 = 330
pF festgelegt. Da die minimale Kapazität C i max min 30 pF ist, läßt sich das variierende
Kapazitätsverhältnis ausdrücken durch:
Aus einem Vergleich mit der-herkömmlichen, in Fig. 1 dargestellten Schaltung ergibt
sich, daß bei der in Fig. 8 gezeigten Schaltung sowohl der maximale Kapazitätswert
0max als auch das Kapazitätsvariationsverhältnis 0 /0 , die max min für die Kapazitätsdiode
erforderlich sind, verringert werden können, so daß sich eine solche Schaltung in
der Praxis leicht bilden läßt.
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Fig. 9 zeigt ein Schaltdiagramm, das die Schaltung nach Fig. 8 im
einzelnen, insbesondere in Bezug auf die Kapazitätsariations-) Dioden darstellt.
Wie man dieser Figur entnehmen kann, sind drei Kapazitätsdioden C1-C3, die in einer
; -Verbindung geschaltet sind, an ihren Anoden mit einer variablen Spannungsquelle
Er verbunden, um den Gebrauch über Widerstände R4 und R5 abzustimmen, so daß der
Kapazität wert für jede Diode bei Bedarf heliebig variiert werden kann.
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Ein Kondensator Cc wird eingeführt, um etwaiges Rauschen von der Spannungsquelle
zu eliminieren.
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Bei diesem Beispiel können die jeweiligen Elemente die foldenden Werte
haben: R4 = 10 K# L = 150 µF R5 = 200 K# C&, C2,C3 .......MVAM 125 Cc = 0.22
pF Ein Nachteil der in Fig. 8 gezeigten Schaltung ist jedoch, daß das Verhältnis
Signal/Rauschen, also das sogenannte S/N-Verhältnis, gering ist, wie im folgenden
beschrieben werden soll. Um das S/N-Verhältnis bei der in Fig. 8 gezeigten Schaltung
zu bestimmen, wird die Signal spannung Eo am Punkt P im Resonanzzustand festgelegt
als:
Dabei ist Q ein Qualitäts- bzw. Gütefaktor für die Spule des Hochfrequenzübertragers,
der sich ausdrücken läßt durch Q = #0L/r ; dabei sind #0 die Resonanzfrequenz und
r der Widerstandsverlust in der Spule.
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Nimmt an, daß das am Punkt P erzeugte Rauschen durch thermisches bzw.
Wärmerauschen aufgrund des Widerstandsverlustes in der Spule verursacht ist, so
läßt sich die elektromotorische Kraft des durch den Spulenwiderstand r erzeugten
Wärmerauschens ausdrücken als:
Dabei sind k die Boltzmann Konstante, T die absolute Temperatur und B die Bandbreite.
Da die oben angegebene elektromotorische Kraft VM im Resonanzzustand an dem Punkt
P mit dem Faktor Q multipliziert wird, läßt sich die Rauschspannurg N an dem Punkt
P ausdrücken durch:
Dementsprechend kann das Signal/Rauschen-Verhältni s S/N in der Antennenabstimmschaltung
nach Fig. 8 dargestellt werden durch:
Setzt man beispielsweise die folgenden typischen, spezifischen Werte in die obige
Gleichung ein : k = 1.38 x 10-23 (J/°K). T = 298 (°K). B=3 x 10³ (Hz) Ca = 15(pF).
Ca +Cb = 120 (pF). C = 100(pF). #0 = 2#x 106 (Hz) 0 = 100.
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so ergibt sich ein S/N Verhältnis von 35,5 dB, das für die Praxis
jedoch nicht ausreicht. Figur 10 zeigt eine Abstimmschaltung für eine Antenne, die
in diesem Punkt eine verbesserte Ausführungsform darstellt. Die Spule TR ist mit
einem Abgriff tp ausgebildet, so daß sich ein Windungsverhältnis n1 = n2 ergibt;
mit diesem Abgriff ist
die Kapazitätsdiode Ci verbunden. Die Äquivalenzschaltung
für die Bestimmung des S/N Verhältnisses der in Fig. 10 gezeigten Schaltung ist
in Fig. ii dargestellt. Das Signalverhältnis Eo' an dem Punkt P' im Resonanzzustand
läßt sich ausdrücken durch:
Dabei ist
Außerdem läßt sich die Rauschspannung N aufgrund der thermischen elektromotorischen
Kraft VN, we sich aus dem durch den Widerstandverlust r der Spule T verursachten
Wärmerauschen ergibt, durch die folgende Gleichung ausdrücken, wie es bereits oben
erwähnt wurde:
In der obigen Gleichung ist 0 die Gesamtkapazität von e3 der Seite der Spule TR
zu der Antenne bei der in Fig. 10 gezeigten Schaltung und wird durch die folgende
Gleichung dargestellt:
Dementsprechend läßt sich für diese Schaltung das Verhältnis Signal/Rauschen ausdrücken
durch:
In dem Berech von mji wird das obige Verhältnis S/N minimal bei m = 1. Da die Schaltung
der in Fig. 8 gezeigten Schaltungsanordnung entspricht, wobei m = 1 ist, kann eine
Verbesserung des S/N-Verhältnisses durch Teilung der Windung der Abstimmspule TR
unter Verwendung eines Abgriffs erreicht werden, so daß sich ein Verhältnis m>1
ergibt.
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Im folgenden soll gezeigt werden, daß der maximale Kapazitätswert
0 und das Kapazitäts-Variationsverhältnis Cm / max Cmin , die für die Kapazitätsdiode
in der in Fig. 10 gezeigten Antennenabstimmschaltung benötigt werden, näherungsweise
gleich den entsprechenden Werten für die Schaltung nach Fig. 8 sind. Dabei wird
davon ausgegangen, daß sich die Gesamtkapazität Ce4 von der Seite der Spule TR zu
der Antenne bei der in Fig. 11 gezeigten Schaltung ausdrücken läßt durch:
Entsprechend den bereits oben erläuterten Gleichungen (6) bis (9) läßt sich die
folgende Gleichung auf dem gleichen Wege ableiten:
Nimmt man entsprechend den obigen Fällen an, daß 0min= 30 pF und
Cg + CD = 120 pF sind, so sind beispielsweise für die Werte 1 bzw. 0,5 für m die
Kapazitäts-Variationsverhältnisse Cmax/Cmin 11 bzw. 1i,6. Wie bereits oben erwähnt
wurde, entspricht die Schaltung mit m = 1 der Schaltung nach Fig. 8, während die
Schaltung mit mç 1 der Schaltung nach Fig. 10 entspricht. Es kann deshalb davon
ausgegangen werden, daß die Kapazitäts-Variationsverhältnisse dieser Schaltungen
einander im wesentlichen gleich sind.
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Eine Verbesserung des Spiegelstörungsverhältnisses bei der in Fig.
8 und Fig. 10 gezeigten Schaltung kann durch den in den Figuren 12 und 13 dargestellten
Schaltungsaufbau erreicht werden, wodurch sich eine Antennenabstimmschaltung mit
einem niedrigen Spiegelstörungsverhältnis ergibt, und zwar auch bei Verwendung von
Kapazitätsdioden mit vergleichsweise niedrigem Kapazitäts-Variationsverhältnis.
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Fig. 14 zeigt eine Schaltung, bei welcher der in Fig. 4 dargestellte
Kondensator CE nicht vorgesehen ist. Das Ausgangssignal wird von dem Übertrager
TR in Fig. 4 erhalten.
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Das Verhältnis Signal/Rauschen bei dieser Schaltung läßt sich auf
folgende Weise ableiten. Die Spannung Eo an dem Punkt P wird im Resonanzzustand
ausgedrückt durch:
Die Rauschspannung N aufgrund der thermischen, elektromotorischen Kraft Vn, die
sich aus dem Wärmerausdien durch den Widerstandsverlust in der Spule des Übertragers
TR ergibt, wird dargestellt als:
Dabei ist 0e3 die Gesamtkapazität, betrachtet von der Seite des
Übertragers TR zu der Antenne in Fig. 14; dabei läßt sich Ce3 durch die folgende
Gleichung ausdrücken:
Dementsprechend wird bei dieser Schaltung das Verhältnis Signal/Rauschen dargestellt
durch:
Die gleiche Berechnung für die herkömmliche Schaltung nach Fig. 2 gibt für die Spannung
Eo auf der Seite des Kondensators C2 des Übertragers TR:
Die elektromotorische Kraft Vn aufgrund is Wärmerauschens läßt sich berechnen zu:
Da die oben erwähnte, thermische elektromotorische Kraft Vn im Resonanzzustand am
Punkt P mit einem Faktor Q multipliziert wird, läßt sich die Rauschspannung N an
dem Punkt P ausdrücken zu:
Dementsprechend läßt sich bei der Schaltung nach Fig. 14 das Verhältnis Signal/Rauschen
darstellen als-:
Das Verhältnis zwischen dem S/N-Verhältnis in der Gleichung (31): (S/N)a und das
S/N-Verhältnis in der Gleichung (35): /N)b läßt sich ausdrücken durch:
Wenn m<1 ist, dann ist (S/N)a>(S/N)b, so daß die in Fig.
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14 gezeigte Schaltung in diesem Punkt im Vergleich mit der Schaltung
nach Fig. 2 verbessert ist.
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Wie oben im einzelnen beschrieben wurde, lassen sich gemäß der vorliegenden
Erfindung auf sehr einfache Weise eine Verbesserung des Spiegelstörungsverhältnisses,
eine Verringerung des maximalen Kapazitätswertes 0max und des Verhältnisses Cmax/Cmin
sowie eine Erhöhung des Verhältnisses Signal/Rauschen erreichen.